WO2019082246A1 - 直流電源装置および空気調和機 - Google Patents
直流電源装置および空気調和機Info
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- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
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- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
Definitions
- the present invention relates to a direct current power supply device that converts alternating current voltage into direct current voltage, and an air conditioner using the direct current power supply device.
- a train, a car, an air conditioner and the like are equipped with a DC power supply device that converts an AC voltage into a DC voltage. Then, the DC voltage output from the DC power supply device is converted into an AC voltage of a predetermined frequency by an inverter, and this AC voltage is applied to a load such as a motor.
- a DC power supply device is required to improve power conversion efficiency to save energy.
- the DC power supply device that rectifies or boosts an AC voltage supplied from a power supply.
- the DC power supply device has a converter, and a switching element is provided.
- the voltage resistance of the switching element is determined, and if the voltage resistance is exceeded, breakdown occurs.
- the switching element generates heat when a high voltage / high current is applied continuously or intermittently, and may be broken when the heat becomes too high. For this reason, the DC power supply device is required to be controlled to avoid high voltage and high heat.
- Patent Document 1 a rectifier circuit in which a first diode and a second diode, and a first switching element and a second switching element are bridge-connected, and a reactor provided between an AC power supply and the rectifier circuit.
- a smoothing capacitor connected to the output side of the rectifier circuit to smooth the voltage applied from the rectifier circuit; and the first switching element and the second switching element in synchronization with the polarity of the voltage of the AC power supply.
- a control unit that switches switching elements in both directions to implement synchronous rectification control to flow a current to a load, and repeatedly performs circuit short-circuit control to short the reactor to the AC power supply several times during a half cycle of the AC power supply And a direct current power supply device is described.
- the technology described in Patent Document 1 describes a highly efficient power supply rectification and voltage boosting method.
- Patent Document 1 does not describe protection against disturbance of power supply voltage such as lightning surge. If there is a disturbance in the power supply voltage such as a lightning surge, there is a risk that a converter element or the like, which is a switching element provided on the rectification side, may be destroyed.
- the present invention has been made in view of such circumstances, and it is an object of the present invention to provide a DC power supply device and an air conditioner capable of protecting elements even when there is a disturbance of the power supply voltage such as a lightning surge. I assume.
- the first converter element and the second converter element which are switching elements provided on the rectifying side, and the first switching element and the second switching element are bridged.
- a rectifier circuit to be connected a reactor provided between an AC power supply and the rectifier circuit, a smoothing capacitor connected to the output side of the rectifier circuit to smooth a voltage applied from the rectifier circuit, an AC power supply
- a zero-cross determining unit that determines a zero-crossing switch between positive and negative switches, and the first converter element and the second converter element on the rectification side when a voltage reverse to the determined voltage is detected after the determination by the zero-crossing determining unit
- a control unit that executes a converter element protection operation to turn off the DC power supply device.
- an air conditioner comprising the DC power supply device according to the first aspect.
- Other means will be described in the form for carrying out the invention.
- the present invention it is possible to provide a DC power supply device and an air conditioner capable of protecting an element even when there is a disturbance of a power supply voltage such as a lightning surge.
- the alternating current power supply voltage of the direct current power supply device according to the embodiment of the present invention has positive polarity
- the alternating current power supply voltage of the direct current power supply device according to the embodiment of the present invention has a negative polarity
- FIG. 1 shows the power supply voltage waveform of the DC-power-supply apparatus based on embodiment of this invention, and shows an undetected area, the expansion waveform of the zero cross vicinity, and the expansion waveform which noise superimposed on each other sequentially from the top. It is a front view of the indoor unit of the air conditioner in this embodiment, an outdoor unit, and a remote control.
- FIG. 1 is a block diagram of a DC power supply device 1 according to an embodiment of the present invention.
- the DC power supply device 1 is a converter that converts an AC power supply voltage Vs supplied from an AC power supply VS into a DC voltage Vd and outputs the DC voltage Vd to a load H (inverter, motor, etc.) is there.
- the input side of the DC power supply device 1 is connected to the AC power supply VS, and the output side is connected to the load H.
- the DC power supply device 1 includes a reactor L1, a smoothing capacitor C1, MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4), and a bridge rectifier circuit 10 including a shunt resistor R1.
- the DC power supply 1 further includes a gain control unit 12, an AC voltage detection unit 13, a zero cross determination unit 14, a load detection unit 15, a boost ratio control unit 16, a DC voltage detection unit 17, and a converter control unit 18. And (control unit).
- MOSFETs Q3, Q4 (first converter element and second converter element) as switching elements provided on the rectification side, and MOSFETs (Q1, Q2) (first switching element and second switching element) are included in the bridge rectifier circuit 10.
- the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) are bridge-connected.
- the source of the MOSFET (Q1) is connected to the drain of the MOSFET (Q2), and the connection point P1 is connected to one end of the AC power supply VS via the wiring ha.
- the source of the MOSFET (Q3) is connected to the drain of the MOSFET (Q4).
- a connection point P2 between the source of the MOSFET (Q3) and the drain of the MOSFET (Q4) is connected to one end of the AC power supply VS via a wiring hb.
- the MOSFETs (Q3, Q4) are converter elements on the rectification side, and are used in place of conventional diodes in order to improve efficiency.
- the MOSFETs (Q3, Q4) are, for example, SJ-MOSFETs (Super-Junction MOS-FETs).
- the MOSFETs (Q1 and Q2) are, for example, SJ-MOSFETs or SiC (Silicon Carbide) -MOSFETs.
- the gate resistance constant of the MOSFET (Q3, Q4) which is the converter element on the rectification side is set larger than the gate resistance constant of the MOSFET (Q1, Q2) on the rectification side.
- the source of the MOSFET (Q2) is connected to the source of the MOSFET (Q4).
- the drain of the MOSFET (Q1) is connected to the drain of the MOSFET (Q3).
- the drain of the MOSFET (Q1) and the drain of the MOSFET (Q3) are connected to the positive electrode of the smoothing capacitor C1 and one end of the load H through the wiring hc.
- the source of the MOSFET (Q2) is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C1 and the other end of the load H via the wiring hd and the wiring hd via the wiring hd and the shunt resistor R1.
- the reactor L1 is provided on the wiring ha, that is, between the AC power supply VS and the bridge rectifier circuit 10.
- the reactor L1 stores the power supplied from the AC power supply VS as energy and releases the energy to perform boosting.
- the smoothing capacitor C1 smoothes the voltage rectified through the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) to obtain a DC voltage Vd.
- the smoothing capacitor C1 is connected to the output side of the bridge rectifier circuit 10.
- the positive electrode side is connected to the wiring hc, and the negative electrode side is connected to the wiring hd.
- the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) which are switching elements are on / off controlled by a command from a converter control unit 18 described later.
- MOSFETs (Q1, Q2, Q3 and Q4) as switching elements, switching can be performed at high speed, and by flowing current to the MOSFET with a small voltage drop, so-called synchronous rectification control can be performed. Yes, and circuit loss can be reduced.
- the MOSFET (Q1) has a parasitic diode D11 therein.
- the MOSFET (Q2), the MOSFET (Q3), and the MOSFET (Q4) have parasitic diodes D21, D31, D41 therein.
- the conduction loss can be further reduced by using a super junction MOSFET having a small on-resistance as the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4).
- a reverse recovery current is generated in the parasitic diode of the MOSFET during the active operation.
- the parasitic diode of the super junction MOSFET has a problem that reverse recovery current is larger than that of a normal MOSFET and switching loss is large. Therefore, switching loss can be reduced by using a MOSFET having a small reverse recovery time (trr) as the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4).
- the shunt resistor R1 (current detection unit) detects a current (load) flowing through the wiring hd.
- a transformer may be used as the current detection unit, or a Hall element or the like may be used.
- the gain control unit 12 has a function of controlling a current control gain Kp determined from the circuit current effective value Is and the DC voltage compression ratio a. At this time, by controlling Kp ⁇ Is to a predetermined value, it is possible to boost the DC voltage Vd from the AC power supply voltage Vs by a times.
- the AC voltage detection unit 13 detects an AC power supply voltage Vs applied from the AC power supply VS, and is connected to the wirings ha and hb. AC voltage detection unit 13 outputs the detected value to zero cross determination unit 14.
- the zero cross determination unit 14 determines the zero cross at which the positive and negative of the AC power supply is switched. Specifically, the zero cross determination unit 14 determines whether the value of the AC power supply voltage Vs detected by the AC voltage detection unit 13 has been switched between positive and negative, that is, whether or not the zero cross point has been reached.
- the zero cross determination unit 14 is a polarity detection unit that detects the polarity of the AC power supply voltage Vs. For example, the zero cross determination unit 14 outputs a signal '1' to the converter control unit 18 during a period when the AC power supply voltage Vs is positive, and outputs the signal to the converter control unit 18 during a period when the AC power supply voltage Vs is negative. Output a signal of 0 '.
- the load detection unit 15 is formed of, for example, a shunt resistor, and has a function of detecting the current flowing from the AC power supply VS and thus detecting the current value (load) supplied to the load H. If the load H is a motor, the load detection unit 15 may detect the rotational speed of the motor and estimate the current value (load) from the rotational speed. The load detection unit 15 outputs the detected value to the boost ratio control unit 16.
- the boost ratio control unit 16 selects the boost ratio 1 / a of the DC voltage Vd from the detection value of the load detection unit 15, and outputs the selection result to the converter control unit 18. Then, the converter control unit 18 performs switching control by outputting a drive pulse to the MOSFETs (Q1, Q2) so as to boost the DC voltage Vd to the target voltage.
- the direct current voltage detection unit 17 detects a direct current voltage Vd applied to the smoothing capacitor C1, the positive side thereof is connected to the wiring hc, and the negative side thereof is connected to the wiring hd.
- the DC voltage detection unit 17 outputs the detected value to the converter control unit 18.
- the detection value of the DC voltage detection unit 17 is used to determine whether the voltage value applied to the load H has reached a predetermined target value.
- Converter control unit 18 is, for example, a microcomputer (Micro computer: not shown), reads a program stored in ROM (Read Only Memory), and uses RAM (Random Access Memory) as a working memory, and CPU (Central Processing) Unit) is designed to execute various processes.
- Converter control unit 18 selects MOSFET (Q1, Q1) based on the information input from shunt resistor R1 (current detection unit), gain control unit 12, zero cross determination unit 14, boost ratio control unit 16, and DC voltage detection unit 17. Control on / off of Q2).
- the converter control unit 18 After the zero cross determination by the zero cross determination unit 14, the converter control unit 18 performs a converter element protection operation of turning off the converter element on the rectification side when a voltage reverse to the determined voltage is detected.
- Converter control unit 18 provides an inverse logic determination period (described later) for determining a voltage (reverse voltage) reverse to the polarity of the detected power supply voltage after the zero cross determination, and detects the polarity of the detected power supply voltage in the inverse logic determination period.
- a voltage reverse voltage
- X is an arbitrary natural number
- Converter control unit 18 turns off the converter element on the rectification side regardless of the number of times of detection when the reverse voltage to the detected power supply voltage is greater than or equal to a predetermined value in the reverse logic determination period.
- Converter control unit 18 provides a short period immediately after the zero cross determination as a determination prohibited section (described later) that ignores the disturbance of the power supply voltage, and reverses the polarity of the detected power supply voltage in the reverse logic determination section after the determination prohibited section elapses. If the voltage V is detected X times, the converter element on the rectification side is turned off.
- converter control unit 18 When converter element protection operation is performed and the converter element on the rectification side is off, converter control unit 18 operates the converter element on the rectification side when the positive / negative operation of the normal power supply is detected at the next zero cross determination. To return to the on control. That is, since the conduction loss is increased when the converter element on the rectification side is off, converter control unit 18 detects the positive / negative operation of the power supply at the time of the next zero cross determination (the next edge In the normal case), the converter element operation on the rectification side returns to the normal control.
- the section in which the converter element on the rectification side is off has a half cycle.
- the converter control unit 18 turns on the operation of the converter element on the rectification side when the positive / negative determination of the normal power source is detected a predetermined number of times. (Return the converter element operation on the rectification side to normal control).
- FIG. 9 is a diagram showing a power supply voltage waveform, and shows an undetected section, an enlarged waveform near the zero cross, and an enlarged waveform in which noise is superimposed, respectively from the top.
- the non-detection section is provided after the zero cross determination.
- the non-detection period is a period during which it is judged as noise even if there is a voltage that crosses the zero crossing within a few seconds (about 10 msec) where the next zero crossing will come after the zero crossing determination, and the zero crossing determination is not performed. (Conventional specifications).
- ⁇ Inverse logic determination section> As shown in the enlarged waveform chart near the zero cross in FIG. 9, reverse logic to determine the voltage (reverse voltage) reverse to the polarity of the detected power supply voltage (ie reverse logic to the polarity of the detected power supply voltage) after the zero cross determination. Establish a judgment zone.
- the inverse logic determination period is a period provided in the non-detection period, and in this embodiment, is a period of about 1/3 of the non-detection period after the zero cross determination. However, it is also possible to make the inverse logic determination period coincide with the non-detection period. By providing the inverse logic determination section, it is possible to determine and exclude an incorrect zero crossing due to a fluctuation of the power supply voltage such as a lightning surge.
- converter control unit 18 After the zero cross determination, converter control unit 18 (see FIG. 1) detects a voltage reverse to the polarity of the detected power supply voltage X times after the zero cross determination. When the converter control unit 18 detects a voltage reverse to the polarity of the power supply voltage detected in the reverse logic determination period X times, it turns off the converter element on the rectification side. By detecting the voltage in the reverse direction X times and making the incorrect zero cross determination only when the voltage is detected X times, it is possible to prevent the zero cross due to noise or the like from being erroneously determined to be a reverse voltage. If the above X is small (for example, 1), an incorrect zero crossing can be determined quickly, and element destruction of the converter element on the rectification side can be quickly prevented.
- X is small (for example, 1)
- the converter element on the rectification side which does not need to be turned off is turned off when the zero cross due to noise or the like is erroneously determined to be a reverse voltage, and efficiency can not be improved.
- the converter element on the rectification side can be kept on, so although the efficiency can be improved in this respect, the determination of incorrect zero crossing will be delayed. If the incorrect determination of the zero cross is delayed, the element protection can not be performed.
- ⁇ Determination prohibited section> As shown in the enlarged waveform chart near the zero cross in FIG. 9, a short period immediately after the zero cross determination in the inverse logic determination period is set as the determination forbidden period. Noise tends to be superimposed in the first period in the inverse logic determination period. For example, as shown in the enlarged waveform diagram of FIG. 9 in which noise is superimposed, noise appears on the power supply voltage waveform in the inverse logic determination section near the zero cross. In particular, immediately after the zero cross determination, the value of the power supply voltage is small at the rise (fall) of the power supply voltage waveform, so when noise is superimposed, this noise becomes zero cross.
- a short period immediately after the zero cross determination in the inverse logic determination period is set as a determination prohibition period in which the inverse logic voltage determination is prohibited. For example, as shown in the enlarged waveform diagram of FIG. 9 in which noise is superimposed, by setting a short period immediately after the zero cross determination in the inverse logic determination period as the determination prohibited period, the zero cross in the determination prohibited period is ignored as noise. Yes (see a in FIG. 9). Then, in the reverse logic determination period after the elapse of the determination prohibition period, a voltage reverse to the polarity of the detected power supply voltage is determined (see symbol b in FIG. 9).
- the DC power supply device 1 may perform full-wave rectification and may perform boosting by switching. For example, when the load such as an inverter or a motor is large, the DC voltage Vd needs to be boosted.
- the step-up by switching is a mode in which the converter performs an active operation, and is a mode in which the bridge rectification circuit 10 allows the short-circuit current to flow to boost the DC voltage Vd and improve the power factor.
- the full-wave rectification operation of the DC power supply device 1 will be described.
- FIG. 2 is a diagram showing a current path flowing in the circuit when full-wave rectification is performed in the case where the AC power supply voltage Vs has positive polarity.
- FIG. 2 in the half cycle period in which the AC power supply voltage Vs is positive, current flows in the direction indicated by the dashed arrow. That is, current flows in the order of AC power supply VS ⁇ reactor L1 ⁇ MOSFET (Q1) ⁇ smoothing capacitor C1 ⁇ shunt resistor R1 ⁇ MOSFET (Q4)) AC power supply VS.
- the MOSFET (Q1) is always on, and the MOSFET (Q2) is always off.
- the reason for keeping the MOSFET (Q1) always on is as follows. If the MOSFET (Q1) is not in the on state, the current flows through the parasitic diode D11 of the MOSFET (Q1) although the current path shown by the broken line in FIG. 2 does not change. However, since the characteristics of the parasitic diode of the MOSFET are usually bad, a large conduction loss occurs. Therefore, the conduction loss can be reduced by turning on the MOSFET (Q1) and supplying a current between the drain and source of the MOSFET (Q1). This is the principle of so-called synchronous rectification control.
- the timing of the start of the on operation of the MOSFET (Q1) is from the timing of the zero crossing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs switches from negative to positive.
- the timing at which the MOSFET (Q1) is turned off is the timing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs switches from positive to negative (see the MOSFET (Q1) signal in FIG. 6 described later).
- MOSFET (Q4) which is a converter element on the rectification side, may be turned on or off to reduce conduction loss depending on the relationship between DC voltage Vd and AC power supply voltage Vs. no change. Although the current path does not change, when the MOSFET (Q4) is turned on, the conduction loss can be reduced as compared to the case where the parasitic diode D41 of the MOSFET (Q4) flows.
- FIG. 3 is a diagram showing current paths flowing in the circuit when full-wave rectification is performed in the case where the AC power supply voltage Vs has a negative polarity.
- a current flows in the direction indicated by the broken line arrow. That is, current flows in the order of AC power supply VS ⁇ MOSFET (Q3) ⁇ smoothing capacitor C1 ⁇ shunt resistance R1 ⁇ MOSFET (Q2) ⁇ reactor L1 ⁇ AC power supply VS.
- the MOSFET (Q2) is always on, and the MOSFET (Q1) is always off.
- the timing of the start of the on operation of the MOSFET (Q2) is from the timing of the zero crossing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs switches from positive to negative.
- the timing at which the MOSFET (Q2) is turned off is the timing at which the polarity of the AC power supply voltage Vs switches from negative to positive (see the MOSFET (Q2) signal in FIG. 6 described later).
- MOSFET (Q3) a converter element on the rectification side
- MOSFET (Q3) a converter element on the rectification side
- Q3 a converter element on the rectification side
- the conduction loss can be reduced as compared to the case where the parasitic diode D31 of the MOSFET (Q3) flows.
- the flow of current when full-wave rectification is performed according to the polarity of the power supply voltage and the switching operation of the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) have been described above.
- FIG. 4 is a diagram showing current paths flowing in the circuit when the circuit is short-circuited when the AC power supply voltage Vs has positive polarity.
- FIG. 4 shows the path of the short circuit current isp which flows when the AC power supply voltage Vs turns on the MOSFET (Q2) in a positive cycle.
- the path of the short circuit current isp is in the order of AC power supply VS ⁇ reactor L1 ⁇ MOSFET (Q2) ⁇ MOSFET (Q4) ⁇ AC power supply VS.
- Q2 MOSFET
- Q4 MOSFET
- FIG. 5 is a diagram showing current paths flowing in the circuit when the circuit is shorted in the case where the AC power supply voltage Vs has the negative polarity.
- FIG. 5 shows a path when the short circuit current isp is caused to flow by turning on the MOSFET (Q1) in a negative cycle of the alternating current power supply voltage Vs.
- the path of the current is in the following order: AC power supply VS ⁇ MOSFET (Q 3) ⁇ MOSFET (Q 1) ⁇ reactor L 1.
- energy is stored in the reactor L1 as described above, and the DC voltage Vd is boosted later by the energy.
- the MOSFETs (Q1, Q2) will be referred to as step-up side converter elements
- the MOSFETs (Q3, Q4) will be referred to as rectification side converter elements.
- the DC power supply device 1 performs boosting by repeating full-wave rectification operation (rectification mode) and circuit short-circuit operation (short circuit mode).
- the MOSFET to be turned on differs depending on whether the AC power supply voltage Vs is positive or negative.
- the zero cross determination unit 14 determines the zero cross of the power supply, and the converter control unit 18 determines MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) to be turned on based on the determination of the zero cross determination unit 14.
- the zero cross determination unit 14 performs the zero cross detection, the positive / negative zero cross determination result of the power supply and the voltage actually applied to the MOSFET are reversed. There are times when If the result of the zero cross determination and the voltage actually applied to the MOSFET are reversed, the elements to be turned on of the MOSFET will not match. Specifically, there is an element (for example, MOSFET (Q3), MOSFET (Q4)) to which a high voltage is applied at the timing of switching the rectification mode ⁇ ⁇ short circuit mode (boost mode). There is a risk of
- FIG. 6 is a diagram showing a signal to be transmitted to the converter element on the rectification side when the AC power supply voltage is disturbed, and the power supply voltage signal in which the disturbance occurs, the zero cross signal, the MOSFET (Q3) signal, the MOSFET Q4) A signal, a MOSFET (Q1) signal, and a MOSFET (Q2) signal are shown.
- the (Q3) signal and the (Q4) signal are waveforms of the ON signal of the converter element on the rectification side. Also, the MOSFET (Q1) and the MOSFET (Q2) do not stop operating.
- the broken line solid line in the diagram of the power supply voltage signal of FIG. 6 is a waveform of the power supply voltage when the power supply voltage is not disturbed.
- the zero cross determination unit 14 (see FIG. 1) of the DC power supply device 1 determines the zero cross at which the positive and negative of the AC power supply is switched.
- a non-detection interval (see the arrow of the zero cross signal in FIG. 6) is provided for a predetermined period immediately after the zero cross determination.
- the non-detection interval is for preventing the determination of the unnecessary zero cross signal after the determination of the zero cross signal, and is conventionally provided. By providing the non-detection section, the unnecessary unnecessary zero crossing determination is prevented.
- the non-detection interval is set to a period corresponding to the positive / negative switching timing of the AC power supply. For this reason, after the zero cross determination, the next zero cross determination is usually the switching time point of the next alternating current power supply.
- the converter control unit 18 (microcomputer) of the DC power supply device 1 performs switching control of the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) based on the zero cross determination. Therefore, converter control unit 18 performs switching control based on the current zero cross determination until the next zero cross determination result is obtained. Therefore, even if there is some abnormality in the AC power supply after the zero cross judgment, converter control unit 18 can not grasp the abnormality in the AC power supply until the next zero cross judgment after the non-detection period is performed. , Q2, Q3, and Q4) in accordance with a predetermined procedure (for example, rectification mode (short-circuit mode).
- the above-mentioned abnormality of the AC power supply is caused by a lightning surge or the like, and a disturbance of the power supply voltage (such as a reversal of the power supply voltage) occurs.
- the disturbance of the power supply voltage due to a lightning surge or the like is sudden and may occur at or immediately after the zero cross determination.
- a reverse logic determination section is provided to determine a voltage (reverse voltage) reverse to the polarity of the detected power supply voltage.
- Converter control unit 18 detects a voltage reverse to the polarity of the power supply voltage detected in the reverse logic determination period X times.
- the symbol ⁇ in FIG. 6 indicates the zero cross determination performed by the zero cross determination unit 14 (see FIG. 1) at each predetermined timing (in the order of ⁇ s).
- the symbol 6 in FIG. 6 represents the determination result (normal) of the voltage opposite to the polarity of the power supply voltage detected in the inverse logic determination period after the zero cross determination, and the symbol x in FIG. 6 is detected in the inverse logic determination period It is the determination result (abnormality) of the voltage and the reverse of the polarity of the power supply voltage.
- the zero crossing at this time may be an incorrect zero crossing due to noise superimposed on the power supply voltage.
- ⁇ Determination prohibited section> As shown in the zero cross signal diagram of FIG. 6, a short period immediately after the zero cross determination in the inverse logic determination period is set as the determination prohibition period. The zero cross determination unit 14 does not perform the zero cross determination in the determination prohibited section. Alternatively, converter control unit 18 ignores (does not use) the zero cross determination result made by zero cross determination unit 14 in the determination prohibited section.
- Converter control unit 18 performs the full-wave rectification shown in FIG. 3 in the negative cycle of AC power supply voltage Vs in a normal cycle (when large disturbance of power supply voltage is not generated).
- Vs When the AC power supply voltage Vs is in the positive cycle, the short circuit current shown in FIG. 4 flows.
- the power supply voltage is positive in the t4 period of FIG.
- the power supply voltage is sharply swung to the negative side in a short time.
- the power supply voltage is negative and is on the same negative side as the original polarity, but is an excessive power supply voltage.
- the sections t2 and t4 in FIG. 6 are reverse to positive in places that should normally have negative polarity.
- the zero crossing signal is incorrect due to the disturbance of the polarity of the power supply voltage separately from the normal zerocrossing signal. Occurs.
- an incorrect zero cross which receives the disturbance of the polarity of the power supply voltage separately from the original normal zero cross signal at the switching point of each section of t1 to t5 of FIG. A signal is generated.
- the converter control unit 18 switches the converter element based on such an incorrect zero cross signal, the converter element on the rectification side will be destroyed as described below.
- an invalid zero crossing signal is generated, it is not determined as the zero crossing determination to be used for switching control by the non-detection interval.
- FIG. 7 and FIG. 8 are diagrams showing current paths when the power supply voltage is reverse to the on state of the MOSFET.
- FIG. 7 shows a current path which flows through the circuit when the converter element is determined to have a negative power supply voltage and a rectified signal is output, and the power supply voltage becomes positive in polarity due to a lightning surge or the like. .
- FIG. 8 when it is determined that the converter element is negative in the power supply and a short circuit signal is output, the current path flowing in the circuit is determined when the power supply voltage becomes positive polarity due to lightning surge or the like. Show.
- FIG. 7 is a diagram corresponding to FIG. 3 above.
- the power supply voltage is determined to be a negative cycle based on the zero cross determination and a rectification signal is output, the AC power supply voltage is positive due to lightning surge or the like. Shows the current path that flows in the circuit when it becomes the polarity of.
- converter control unit 18 performs full wave rectification in the case where the power supply voltage is a negative cycle, so that MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4 shown in FIG. ) On and off.
- the power supply voltage shown in FIG. 3 is a negative cycle and a rectified signal is output, it is assumed that the power supply voltage has a positive polarity due to a lightning surge or the like (period t2, t4 in FIG. reference).
- the polarity of the power supply voltage in parentheses in FIG. 7 is the polarity on the judgment based on the zero cross judgment by the converter control unit 18 (the polarity of the normal power supply voltage shown in FIG. 3). This is the polarity of the actual power supply voltage in which the power supply voltage has become positive due to a lightning surge or the like.
- converter control unit 18 (microcomputer) assumes that the polarity is the same as the positive / negative polarity of AC power supply voltage Vs shown in FIG. 3, that is, the sign of the positive / negative polarity shown in parentheses in FIG.
- the MOSFETs (Q1, Q2, Q3, Q4) are switched to perform full-wave rectification.
- the smoothing capacitor C1 does not flow from the MOSFET (Q2) to the smoothing capacitor C1 because it has a polarity. Therefore, after the zero cross determination, if the power supply voltage has a positive polarity due to a lightning surge or the like (see the sections t2 and t4 in FIG. 6), the current passes through the parasitic diode D41 of the MOSFET (Q4) in the off state. It will be in the state of returning to the AC power supply VS side by force. The switching of the MOSFET is set to the same setting until the zero cross determination is made next, after the non-detection interval shown in the zero cross signal diagram of FIG. 6 elapses after the zero cross determination.
- the converter control unit 18 of the DC power supply device 1 performs the converter element protection operation of turning off the converter element on the rectification side when the voltage opposite to the determined voltage is detected after the determination by the zero cross determination unit 14 Run. This protects the converter element on the rectification side.
- the converter element protection operation will be described below.
- the converter element (Q3) on the rectification side is turned off.
- the on signal of the converter element (Q3) on the rectification side is stopped.
- the converter element on the rectification side is turned on to improve efficiency. For this reason, even if the converter element (Q3) on the rectification side is turned off, the DC power supply 1 or the air conditioner 1000 (described later) can operate without problems because it passes through a parasitic diode.
- the off period (stop period) of the converter element (Q3) on the rectification side is short, but if the off period is too short, the zero cross determination may be mistaken again, and the converter element protection operation is effective. It can not be done. Since the noise component is also included in the power supply voltage, the converter element (Q3) on the rectification side is turned off by detecting the reverse voltage not once but plural times. For example, as shown in the zero cross signal diagram of FIG. 6, when the logic opposite to the detected direction is detected X times (for example, the symbol ⁇ in FIG.
- the side converter element (Q3) is turned off (see the diagram of the MOSFET (Q3) signal in FIG. 6). Then, as shown in the zero cross signal diagram of FIG. 6, in the case of a normal power supply voltage cycle (here, positive cycle) at the time of the next zero cross determination, the on control of the converter element (Q4) on the rectification side is resumed. (See the diagram of the MOSFET (Q4) signal in FIG. 6).
- the off control of the converter element on the rectification side in the converter element protection operation and the resumption of on control are summarized as follows. ⁇ Basic operation> After the determination by the zero cross determination unit 14, the converter control unit 18 performs a converter element protection operation to turn off the converter element on the rectification side when a voltage reverse to the determined voltage is detected.
- converter control unit 18 detects a plurality of voltages and reverse voltages determined within the inverse logic determination period (see the enlarged waveform chart in the vicinity of zero cross in FIG. 9) after the determination by zero cross determination unit 14
- the converter element on the rectification side is turned off.
- the converter element (Q3) on the rectification side is turned off only after X times (for example, 3 times) of detection of a voltage opposite to the polarity of the power supply voltage detected after the zero cross determination. (See the diagram of the MOSFET (Q3) signal in FIG. 6). It is possible to achieve both protection of the element in an environment where noise is superimposed on the power supply voltage and improvement in efficiency due to reduction in conduction loss.
- converter control unit 18 determines that the voltage reverse to the voltage determined within the inverse logic determination period (refer to the enlarged waveform chart near zero cross in FIG. 9) after the determination by zero cross determination unit 14 is a predetermined value.
- the converter element on the rectification side is turned off. It is possible to achieve both protection of the element in an environment where noise is superimposed on the power supply voltage and improvement in efficiency due to reduction in conduction loss.
- converter control unit 18 sets a short period immediately after the zero cross determination in the inverse logic determination period as a determination prohibited period in which the disturbance of the power supply voltage is ignored (see the enlarged waveform diagram near zero cross in FIG. 9). If the voltage opposite to the polarity of the detected power supply voltage is detected after the zero-cross determination in the inverse logic determination period (see the enlarged waveform chart near the zero cross in FIG. 9) after passing the determination prohibited period, the rectification side To turn off the converter element. The vicinity of the zero cross can cope with the fact that the power supply voltage is easily disturbed.
- converter control unit 18 resumes the on control of the converter element on the rectification side when the normal zero cross signal is detected a predetermined number of times at the time of the next zero cross determination. Both control stability and efficiency due to noise components can be achieved.
- the gate resistance constant of the converter element (MOSFETs (Q3, Q4)) on the rectification side is made larger than the gate resistance constant of the converter element (MOSFETs (Q1, Q2)) on the boosting side. As a result, it is possible to protect the converter elements (Q3, Q4) on the rectification side by preventing the rapid voltage rise applied to the converter elements (Q3, Q4) on the rectification side.
- the converter element is determined to be negative and the rectified signal (see FIG. 7) / short circuit signal (see FIG. 8) is output.
- the case where the AC power supply voltage has a positive polarity has been described by way of example.
- the converter element is determined to be positive and the rectification signal / short circuit signal is output, the AC power supply voltage has a negative polarity.
- the same converter element protection operation is performed also in the case of. In this case, element failure of the converter element on the rectification side is prevented by turning off the converter element (Q4) on the rectification side.
- FIG. 10 is a front view of the indoor unit, the outdoor unit, and the remote control of the air conditioner according to the present embodiment.
- the air conditioner 1000 is a so-called room air conditioner, and includes an indoor unit 100, an outdoor unit 200, a remote controller Re, and a DC power supply 1 (not shown) (see FIG. 1). .
- the indoor unit 100 and the outdoor unit 200 are connected by a refrigerant pipe 300, and the air in the room where the indoor unit 100 is installed is air-conditioned by a known refrigerant cycle.
- the indoor unit 100 and the outdoor unit 200 mutually transmit and receive information via a communication cable (not shown).
- the DC power supply device 1 supplies DC power to the indoor unit 100 and the outdoor unit 200.
- the remote control Re is operated by the user, and transmits an infrared signal to the remote control transmission / reception unit Q of the indoor unit 100.
- the contents of the infrared signal are commands such as an operation request, a change of the set temperature, a timer, a change of the operation mode, and a stop request.
- the air conditioner 1000 performs air conditioning operation such as a cooling mode, a heating mode, and a dehumidification mode based on the instruction of the infrared signals.
- the indoor unit 100 transmits data such as room temperature information, humidity information, and electricity cost information from the remote control transmission / reception unit Q to the remote control Re.
- the flow of operation of the DC power supply device 1 mounted on the air conditioner 1000 will be described.
- the DC power supply device 1 performs harmonic current reduction and boost of the DC voltage Vd by high efficiency operation and improvement of power factor.
- the operation modes include three operation modes of full-wave rectification operation, high-speed switching operation, and partial switching operation.
- the DC power supply device 1 may be operated in the full-wave rectification mode if the load is small and an efficiency-oriented operation is required. If the load increases and it is necessary to boost and secure the power factor, it is preferable to cause the DC power supply device 1 to perform high-speed switching operation. Further, as in the rated operation of the air conditioner 1000, the partial switching operation may be performed when the load is not so large but the pressure increase and the power factor need to be ensured.
- the rated operation refers to "operation under T1 conditions of JIS B 8615-1 Table 1 (cooling capacity test conditions)" described in JIS C 9612. Specifically, the temperature conditions are described in Section 5 “Cooling Test” and Section 6 “Heating Test” of JIS B 8615-1.
- the high load operation is, for example, “operation under overload operation conditions described in JIS B 8615-1,” but it may be an operation region in which the input is larger than the rated operation.
- "Intermediate operation” means "half the rated operation capacity” and is described in JIS C9612.
- DC power supply device 1 When threshold values # 1 and # 2 are provided for loads and air conditioner 1000 is considered as an apparatus, DC power supply device 1 performs full-wave rectification in an intermediate region where the load is small, and performs partial switching at rated operation. Perform high-speed switching as needed. The DC power supply device 1 performs high-speed switching and performs partial switching as necessary in a low-temperature heating operation area where the load is even larger than the rated operation. As described above, the DC power supply device 1 can reduce the harmonic current while performing the high efficiency operation by switching to the optimum operation mode according to the operation region of the air conditioner 1000.
- the current flowing through the inverter or the motor, the modulation factor of the inverter, or the rotational speed of the motor can be considered as parameters for determining the size of the load.
- the magnitude of the load H may be determined by the circuit current is flowing to the DC power supply device 1. For example, if the size of the load is equal to or less than the threshold # 1, the DC power supply device 1 performs full-wave rectification, and performs partial switching if the threshold # 1 is exceeded. Alternatively, if the magnitude of the load exceeds the threshold # 2, the DC power supply device 1 performs high-speed switching, and performs partial switching if the threshold # 2 is equal to or less. As described above, the DC power supply device 1 can reduce the harmonic current while performing the high efficiency operation by switching to the optimum operation mode according to the size of the load.
- the converter elements (Q3, Q4) on the rectification side and the switching elements (Q1, Q2) are bridge-connected.
- a bridge rectification circuit 10 a reactor L1 provided between an AC power supply Vs and the bridge rectification circuit 10, and a smoothing capacitor connected to the output side of the bridge rectification circuit 10 to smooth the voltage applied from the bridge rectification circuit 10
- the converter element on the rectification side is turned off when a voltage reverse to the determined voltage is detected after the determination by the zero cross determination unit 14 that determines the zero cross at which C1 and the AC power supply Vs switch positive and negative switches and the zero cross determination unit 14 And a converter control unit that performs a converter element protection operation.
- the converter element on the rectification side is turned off at the timing of switching from the rectification mode to the short-circuit mode (boost mode) when the positive / negative of the original AC power supply voltage Vs is reversed due to the influence of surge.
- boost mode short-circuit mode
- element breakdown of the converter element on the rectification side can be prevented.
- the converter element on the rectification side is returned to normal on control. Even when a lightning surge is applied, the control for protecting the converter element works and the destruction can be prevented, and the control can be continued without stopping the operation of the DC power supply 1 or the air conditioner 1000.
- the DC power supply device 1 of the present invention in the air conditioner 1000, it is possible to provide the air conditioner 1000 with high energy efficiency (that is, APF) and high reliability. Even if the DC power supply device 1 of the present invention is mounted on a device other than an air conditioner, it is possible to provide a highly efficient and highly reliable device.
- the present invention is not limited to the embodiments described above, but includes various modifications.
- the above-described embodiments are described in detail to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the described configurations. It is possible to replace part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment, and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. Moreover, it is also possible to add, delete, and replace other configurations for part of the configurations of the respective embodiments.
- Each of the configurations, functions, processing units, processing means, etc. described above may be realized partially or entirely by hardware such as an integrated circuit.
- Each configuration, function, etc. described above may be realized by software by the processor interpreting and executing a program that realizes each function.
- Information such as a program, a table, and a file for realizing each function can be placed in a memory, a recording device such as a hard disk, or a recording medium such as a flash memory card or a DVD (Digital Versatile Disk).
- control lines and the information lines indicate what is considered necessary for the description, and not all the control lines and the information lines in the product are necessarily shown. In practice, almost all configurations may be considered to be connected to each other.
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Abstract
雷サージなどの電源電圧の乱れがあったときでも素子を保護することができる直流電源装置および空気調和機を提供する。直流電源装置(1)は、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)、およびスイッチング素子(Q1,Q2)がブリッジ接続されるブリッジ整流回路(10)と、交流電源(Vs)とブリッジ整流回路(10)との間に設けられるリアクトル(L1)と、ブリッジ整流回路(10)の出力側に接続され、ブリッジ整流回路(10)から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサ(C1)と、交流電源(Vs)の正負が切り替わるゼロクロスを判定するゼロクロス判定部(14)と、ゼロクロス判定部(14)の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)をオフにするコンバータ素子保護動作を実行するコンバータ制御部(18)と、を備える。
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。
電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
電源から供給される交流電圧を整流また昇圧を行う直流電源装置がある。直流電源装置にはコンバータがあり、スイッチング素子が設置されている。スイッチング素子は、電圧耐量が決められており、耐量を超えると耐圧破壊を起こしてしまう。また、スイッチング素子は、高電圧・高電流を連続的または断続的に印加されると熱が発生し、熱が高くなりすぎると破壊を起こしてしまう。このため、直流電源装置は、高電圧、高熱を避ける制御が求められる。
特許文献1には、第1のダイオードと第2のダイオード、および第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子がブリッジ接続される整流回路と、交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、を備える直流電源装置が記載されている。特許文献1に記載の技術は、高効率な電源整流および電圧昇圧方法について記載している。
特許文献1に記載の技術では、雷サージなどの電源電圧の乱れに対する保護等は記載されていない。雷サージなどの電源電圧の乱れがあった場合、整流側に設けられたスイッチング素子であるコンバータ素子などが破壊してしまう虞がある。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、雷サージなどの電源電圧の乱れがあったときでも素子を保護することができる直流電源装置および空気調和機を提供することを課題とする。
前記した課題を解決するため、第1の発明では、整流側に設けられたスイッチング素子である第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子、および第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子がブリッジ接続される整流回路と、交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定するゼロクロス判定部と、前記ゼロクロス判定部の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する制御部と、を備える直流電源装置とした。
第2の発明では、請求項1に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする空気調和機とした。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、雷サージなどの電源電圧の乱れがあったときでも素子を保護することができる直流電源装置および空気調和機を提供可能となる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、各図において共通する部分には同一の符号を付し、重複した説明を省略する。
図1は、本発明の実施形態に係る直流電源装置1の構成図である。
図1に示すように、直流電源装置1は、交流電源VSから供給される交流電源電圧Vsを直流電圧Vdに変換し、この直流電圧Vdを負荷H(インバータ、モータなど)に出力するコンバータである。直流電源装置1は、その入力側が交流電源VSに接続され、出力側が負荷Hに接続されている。
直流電源装置1は、リアクトルL1と、平滑コンデンサC1と、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)、およびシャント抵抗R1を含むブリッジ整流回路10とを備えている。直流電源装置1は更に、ゲイン制御部12と、交流電圧検出部13と、ゼロクロス判定部14と、負荷検出部15と、昇圧比制御部16と、直流電圧検出部17と、コンバータ制御部18(制御部)とを備えている。
図1は、本発明の実施形態に係る直流電源装置1の構成図である。
図1に示すように、直流電源装置1は、交流電源VSから供給される交流電源電圧Vsを直流電圧Vdに変換し、この直流電圧Vdを負荷H(インバータ、モータなど)に出力するコンバータである。直流電源装置1は、その入力側が交流電源VSに接続され、出力側が負荷Hに接続されている。
直流電源装置1は、リアクトルL1と、平滑コンデンサC1と、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)、およびシャント抵抗R1を含むブリッジ整流回路10とを備えている。直流電源装置1は更に、ゲイン制御部12と、交流電圧検出部13と、ゼロクロス判定部14と、負荷検出部15と、昇圧比制御部16と、直流電圧検出部17と、コンバータ制御部18(制御部)とを備えている。
整流側に設けられたスイッチング素子であるMOSFET(Q3,Q4)(第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子)、およびMOSFET(Q1,Q2)(第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子)は、ブリッジ整流回路10を構成している。
MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)は、ブリッジ接続されている。MOSFET(Q1)のソースはMOSFET(Q2)のドレインに接続され、その接続点P1は配線haを介して交流電源VSの一端に接続されている。
MOSFET(Q3)のソースは、MOSFET(Q4)のドレインに接続されている。MOSFET(Q3)のソースとMOSFET(Q4)のドレインとの接続点P2は、配線hbを介して交流電源VSの一端に接続されている。
MOSFET(Q3)のソースは、MOSFET(Q4)のドレインに接続されている。MOSFET(Q3)のソースとMOSFET(Q4)のドレインとの接続点P2は、配線hbを介して交流電源VSの一端に接続されている。
なお、MOSFET(Q3,Q4)は、整流側のコンバータ素子であり、効率を良くするために従来のダイオードに代えて用いられる。
MOSFET(Q3,Q4)は、例えばSJ-MOSFET(Super-Junction MOS-FET)である。また、MOSFET(Q1,Q2)は、例えばSJ-MOSFETまたはSiC(Silicon Carbide)-MOSFETである。
MOSFET(Q3,Q4)は、例えばSJ-MOSFET(Super-Junction MOS-FET)である。また、MOSFET(Q1,Q2)は、例えばSJ-MOSFETまたはSiC(Silicon Carbide)-MOSFETである。
整流側のコンバータ素子であるMOSFET(Q3,Q4)のゲート抵抗定数は、整流側のMOSFET(Q1,Q2)のゲート抵抗定数より大きく設定される。
MOSFET(Q2)のソースは、MOSFET(Q4)のソースに接続されている。MOSFET(Q1)のドレインは、MOSFET(Q3)のドレインに接続されている。また、MOSFET(Q1)のドレインとMOSFET(Q3)のドレインは、配線hcを介して平滑コンデンサC1の正極と負荷Hの一端に接続されている。更にMOSFET(Q2)のソースは配線hdおよびシャント抵抗R1を介して、MOSFET(Q4)のソースは配線hdを介して、それぞれ平滑コンデンサC1の負極および負荷Hの他端に接続されている。
リアクトルL1は、配線ha上に、つまり交流電源VSとブリッジ整流回路10との間に設けられている。リアクトルL1は、交流電源VSから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
平滑コンデンサC1は、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Vdとする。平滑コンデンサC1は、ブリッジ整流回路10の出力側に接続されており、正極側が配線hcに接続され、負極側が配線hdに接続される。
平滑コンデンサC1は、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Vdとする。平滑コンデンサC1は、ブリッジ整流回路10の出力側に接続されており、正極側が配線hcに接続され、負極側が配線hdに接続される。
スイッチング素子であるMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)は、後記するコンバータ制御部18からの指令によってオン/オフ制御される。スイッチング素子としてMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいMOSFETに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路損失を低減できる。
ここで、MOSFET(Q1)は、その内部に寄生ダイオードD11を有している。同様に、MOSFET(Q2)、MOSFET(Q3)、MOSFET(Q4)は、その内部に寄生ダイオードD21、D31、D41を有している。
ここで、MOSFET(Q1)は、その内部に寄生ダイオードD11を有している。同様に、MOSFET(Q2)、MOSFET(Q3)、MOSFET(Q4)は、その内部に寄生ダイオードD21、D31、D41を有している。
MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションMOSFETを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、MOSFETの寄生ダイオードには、アクティブ動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションMOSFETの寄生ダイオードは、通常のMOSFETの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)として、逆回復時間(trr)が小さいMOSFETを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。
シャント抵抗R1(電流検出部)は、配線hdを介して流れる電流(負荷)を検出する。しかし、電流検出部としてトランスを用いてもよく、またはホール素子などを用いてもよい。
ゲイン制御部12は、回路電流実効値Isと直流電圧圧縮比aから決定される電流制御ゲインKpを制御する機能を有している。このときKp×Isを所定値に制御することで、交流電源電圧Vsから直流電圧Vdをa倍に昇圧することができる。
交流電圧検出部13は、交流電源VSから印加される交流電源電圧Vsを検出するものであり、配線ha,hbに接続されている。交流電圧検出部13は、その検出値をゼロクロス判定部14に出力する。
ゼロクロス判定部14は、交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定する。具体的には、ゼロクロス判定部14は、交流電圧検出部13によって検出される交流電源電圧Vsの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する。ゼロクロス判定部14は、交流電源電圧Vsの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部14は、交流電源電圧Vsが正の期間中にはコンバータ制御部18に‘1’の信号を出力し、交流電源電圧Vsが負の期間中にはコンバータ制御部18に‘0’の信号を出力する。
負荷検出部15は、例えばシャント抵抗によって構成され、交流電源VSから流れる電流を検出し、よって負荷Hに供給される電流値(負荷)を検出する機能を有している。なお、負荷Hがモータである場合、負荷検出部15によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値(負荷)を推定するようにしてもよい。負荷検出部15は、その検出値を昇圧比制御部16に出力する。
昇圧比制御部16は、負荷検出部15の検出値から直流電圧Vdの昇圧比1/aを選定し、その選定結果をコンバータ制御部18に出力する。そして目標電圧まで直流電圧Vdを昇圧するようにコンバータ制御部18はMOSFET(Q1,Q2)に駆動パルスを出力することで、スイッチング制御を行う。
直流電圧検出部17は、平滑コンデンサC1に印加される直流電圧Vdを検出するものであり、その正側が配線hcに接続され、負側が配線hdに接続されている。直流電圧検出部17は、その検出値をコンバータ制御部18に出力する。なお、直流電圧検出部17の検出値は、負荷Hに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
コンバータ制御部18は、例えば、マイコン(Microcomputer:図示せず)であり、ROM(Read Only Memory)に記憶されたプログラムを読み出してRAM(Random Access Memory)をワーキングメモリとして使用し、CPU(Central Processing Unit)が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部18は、シャント抵抗R1(電流検出部)、ゲイン制御部12、ゼロクロス判定部14、昇圧比制御部16、および直流電圧検出部17から入力される情報に基づいて、MOSFET(Q1,Q2)のオン/オフを制御する。
コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14のゼロクロス判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する。
コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)を判定する逆論理判定区間(後記)を設け、逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX(Xは任意の自然数)回検出した場合、整流側のコンバータ素子をオフする。
コンバータ制御部18は、逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧が所定の値以上の場合、検出回数とは関係なく整流側のコンバータ素子をオフする。
コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定直後からの短期間を電源電圧の乱れを無視する判定禁止区間(後記)として設け、判定禁止区間経過後の逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出した場合、整流側のコンバータ素子をオフする。
コンバータ制御部18は、コンバータ素子保護動作が実行され、整流側のコンバータ素子がオフになっている場合、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出したとき、整流側のコンバータ素子の動作をオン制御に復帰させる。すなわち、コンバータ制御部18は、整流側のコンバータ素子がオフになっている場合、導通損失が増加されているため、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出した場合(次のエッジが正常な場合)、整流側のコンバータ素子動作を通常の制御に戻す。整流側のコンバータ素子がオフしている区間は半周期となる。
コンバータ制御部18は、コンバータ素子保護動作が実行され、整流側のコンバータ素子がオフになっている場合、正常な電源の正負判定を所定回数検出したとき、整流側のコンバータ素子の動作をオン制御に復帰させる(整流側のコンバータ素子動作を通常の制御に戻す)。
<不検出区間(不検出期間)>
図9は、電源電圧波形を示す図であり、上から順に、不検出区間、ゼロクロス付近の拡大波形、ノイズが重畳した拡大波形をそれぞれ示す。
図9の不検出区間の図に示すように、ゼロクロス判定後には不検出区間が設けられている。不検出区間は、ゼロクロス判定後、次のゼロクロスが来るであろう数秒先(10msec程度)までの間はゼロクロスをまたぐような電圧があってもノイズと判断してゼロクロス判定を行わない期間である(従来からある仕様)。
図9は、電源電圧波形を示す図であり、上から順に、不検出区間、ゼロクロス付近の拡大波形、ノイズが重畳した拡大波形をそれぞれ示す。
図9の不検出区間の図に示すように、ゼロクロス判定後には不検出区間が設けられている。不検出区間は、ゼロクロス判定後、次のゼロクロスが来るであろう数秒先(10msec程度)までの間はゼロクロスをまたぐような電圧があってもノイズと判断してゼロクロス判定を行わない期間である(従来からある仕様)。
<逆論理判定区間>
図9のゼロクロス付近の拡大波形図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)(すなわち検出した電源電圧の極性と逆の論理)を判定する逆論理判定区間を設ける。逆論理判定区間は、不検出区間内に設けられる期間であり、本実施形態では、ゼロクロス判定後の不検出区間の1/3程度の期間である。ただし、逆論理判定区間を、不検出区間と一致させることも可能である。逆論理判定区間を設けることで、雷サージなどの電源電圧の変動による不正なゼロクロスを判定し除外することができる。
図9のゼロクロス付近の拡大波形図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)(すなわち検出した電源電圧の極性と逆の論理)を判定する逆論理判定区間を設ける。逆論理判定区間は、不検出区間内に設けられる期間であり、本実施形態では、ゼロクロス判定後の不検出区間の1/3程度の期間である。ただし、逆論理判定区間を、不検出区間と一致させることも可能である。逆論理判定区間を設けることで、雷サージなどの電源電圧の変動による不正なゼロクロスを判定し除外することができる。
コンバータ制御部18(図1参照)は、逆論理判定区間内で、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出する。コンバータ制御部18は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出すると整流側のコンバータ素子をオフする。逆方向の電圧をX回検出し、X回検出した場合にはじめて不正なゼロクロス判定とすることで、ノイズ等によるゼロクロスを逆電圧であると誤判定してしまうことを防ぐことができる。上記Xを小さく(例えば1)とすると、不正なゼロクロスを迅速に判定でき、整流側のコンバータ素子の素子破壊を速やかに防止することができる。ただし、上記Xを小さくすると、ノイズ等によるゼロクロスを逆電圧であると誤判定した場合に、オフする必要のない整流側のコンバータ素子をオフすることとなり効率向上が図れない。また、Xを大きくとすると、整流側のコンバータ素子のオンを保つことできるので、この点では効率向上が図れるものの、不正なゼロクロスの判定が遅れることとなる。不正なゼロクロスの判定が遅れると、素子の保護の実効が図れない。
<判定禁止区間>
図9のゼロクロス付近の拡大波形図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定する。逆論理判定区間内のはじめの期間は、ノイズが重畳しやすい。例えば、図9のノイズが重畳した拡大波形図に示すように、ゼロクロス付近の逆論理判定区間で電源電圧波形にノイズが乗っている。特に、ゼロクロス判定直後は、電源電圧波形の立上り(立下り)で電源電圧の値が小さいので、ノイズが重畳した場合、このノイズがゼロクロスとなる。このように、ゼロクロス付近は、雷サージでなくとも逆論理判定をしてしまうので、逆電圧の回数を多く検出して、整流側のコンバータ素子が誤ってオフされやすく、この場合には効率的な運転を阻害してしまうことになる。
図9のゼロクロス付近の拡大波形図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定する。逆論理判定区間内のはじめの期間は、ノイズが重畳しやすい。例えば、図9のノイズが重畳した拡大波形図に示すように、ゼロクロス付近の逆論理判定区間で電源電圧波形にノイズが乗っている。特に、ゼロクロス判定直後は、電源電圧波形の立上り(立下り)で電源電圧の値が小さいので、ノイズが重畳した場合、このノイズがゼロクロスとなる。このように、ゼロクロス付近は、雷サージでなくとも逆論理判定をしてしまうので、逆電圧の回数を多く検出して、整流側のコンバータ素子が誤ってオフされやすく、この場合には効率的な運転を阻害してしまうことになる。
そこで、本実施形態では、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を、逆論理電圧判定を禁止する判定禁止区間として設定する。例えば、図9のノイズが重畳した拡大波形図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定することで、この判定禁止区間のゼロクロスをノイズとして無視できる(図9の符号a参照)。そして、判定禁止区間経過後の逆論理判定区間内で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧を判定する(図9の符号b参照)。
以下、上述のように構成された直流電源装置1の動作について説明する。
直流電源装置1は、全波整流を行う場合と、スイッチングによって昇圧を行う場合がある。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Vdを昇圧する必要がある。
スイッチングによる昇圧は、コンバータがアクティブ動作をするモードであり、ブリッジ整流回路10に短絡電流を通流させることで直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行うモードである。
まず、直流電源装置1の全波整流動作について説明する。
直流電源装置1は、全波整流を行う場合と、スイッチングによって昇圧を行う場合がある。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Vdを昇圧する必要がある。
スイッチングによる昇圧は、コンバータがアクティブ動作をするモードであり、ブリッジ整流回路10に短絡電流を通流させることで直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行うモードである。
まず、直流電源装置1の全波整流動作について説明する。
≪全波整流動作≫
交流電源電圧Vsの極性に応じてMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
図2は、交流電源電圧Vsが正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。
図2に示すように、交流電源電圧Vsが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q1)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q4)→交流電源VSの順に流れる。このとき、MOSFET(Q1)は常時オン、MOSFET(Q2)は常時オフ状態である。
交流電源電圧Vsの極性に応じてMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
図2は、交流電源電圧Vsが正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。
図2に示すように、交流電源電圧Vsが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q1)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q4)→交流電源VSの順に流れる。このとき、MOSFET(Q1)は常時オン、MOSFET(Q2)は常時オフ状態である。
MOSFET(Q2)を常時オフ状態にすることで、図2の破線に示す電流経路が形成される。また、MOSFET(Q1)を常時オン状態にする理由は、以下の通りである。仮に、MOSFET(Q1)がオン状態で無い場合には、図2の破線に示す電流経路は変わらないものの、電流はMOSFET(Q1)の寄生ダイオードD11を流れることになる。しかし通常、MOSFETの寄生ダイオードの特性は悪いため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、MOSFET(Q1)をオンさせて、MOSFET(Q1)のドレイン-ソース間に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。
MOSFET(Q1)のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Vsの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。MOSFET(Q1)をオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Vsの極性が正から負に切り替わるタイミングである(後記図6のMOSFET(Q1)信号参照)。
整流側のコンバータ素子であるMOSFET(Q4)は、直流電圧Vdと交流電源電圧Vsの関係性により、導通損失低減のためオンとするときと、オフとするときとがあるが、電流経路としては変わりない。電流経路は変わらないものの、MOSFET(Q4)をオンにすると、MOSFET(Q4)の寄生ダイオードD41を通流する場合に比べ導通損失を低減することができる。
図3は、交流電源電圧Vsが負の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。
図3に示すように、交流電源電圧Vsが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源VS→MOSFET(Q3)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの順に電流が流れる。このとき、MOSFET(Q2)は常時オン、MOSFET(Q1)は常時オフ状態である。
図3に示すように、交流電源電圧Vsが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源VS→MOSFET(Q3)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの順に電流が流れる。このとき、MOSFET(Q2)は常時オン、MOSFET(Q1)は常時オフ状態である。
MOSFET(Q1)を常時オフ状態にすることで、図3の破線に示す電流経路が形成される。また、MOSFET(Q2)をオンさせることでMOSFET(Q2)のドレイン-ソース間に電流を流し、寄生ダイオードD21への通流を防いで、導通損失の低減を図る。
MOSFET(Q2)のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Vsの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。MOSFET(Q2)をオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Vsの極性が負から正に切り替わるタイミングである(後記図6のMOSFET(Q2)信号参照)。
整流側のコンバータ素子であるMOSFET(Q3)は、直流電圧Vdと交流電源電圧Vsの関係性により、導通損失低減のためオンとするときと、オフとするときとがあるが、電流経路としては変わりない。電流経路は変わらないものの、MOSFET(Q3)をオンにすると、MOSFET(Q3)の寄生ダイオードD31を通流する場合に比べ導通損失を低減することができる。
以上、電源電圧の極性に応じて全波整流を行った場合の電流の流れと、MOSFET(Q1,Q2、Q3、Q4)のスイッチング動作について説明した。
以上、電源電圧の極性に応じて全波整流を行った場合の電流の流れと、MOSFET(Q1,Q2、Q3、Q4)のスイッチング動作について説明した。
≪高速スイッチング動作≫
次に、高速スイッチング動作について説明する。
高速スイッチング動作モードでは、あるスイッチング周波数でMOSFET(Q1,Q2)をスイッチング制御して、回路に短絡電流を通流させることで、直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行う。
次に、高速スイッチング動作について説明する。
高速スイッチング動作モードでは、あるスイッチング周波数でMOSFET(Q1,Q2)をスイッチング制御して、回路に短絡電流を通流させることで、直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行う。
<回路を短絡させた場合の動作>
回路を短絡させた場合の動作について説明する。
交流電源電圧Vsが正のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは、図2の通りであり、MOSFET(Q1,Q2)の動作については前記した通りである。
回路を短絡させた場合の動作について説明する。
交流電源電圧Vsが正のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは、図2の通りであり、MOSFET(Q1,Q2)の動作については前記した通りである。
図4は、交流電源電圧Vsが正の極性の場合において、回路を短絡した場合に回路に流れる電流経路を示す図である。図4は、交流電源電圧Vsが正のサイクルでMOSFET(Q2)をオンさせた場合に流れる短絡電流ispの経路を示す。
図4に示すように、短絡電流ispの経路としては、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q2)→MOSFET(Q4)→交流電源VS、の順である。このとき、リアクトルL1にエネルギが蓄えられ、後に、このエネルギが平滑コンデンサC1に放出されることで、直流電圧Vdが昇圧される。
交流電源電圧Vsが負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは、図3の通りであり、MOSFET(Q1,Q2)の動作については前記の通りである。
図4に示すように、短絡電流ispの経路としては、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q2)→MOSFET(Q4)→交流電源VS、の順である。このとき、リアクトルL1にエネルギが蓄えられ、後に、このエネルギが平滑コンデンサC1に放出されることで、直流電圧Vdが昇圧される。
交流電源電圧Vsが負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは、図3の通りであり、MOSFET(Q1,Q2)の動作については前記の通りである。
図5は、交流電源電圧Vsが負の極性の場合において、回路を短絡した場合に回路に流れる電流経路を示す図である。図5は、交流電源電圧Vsが負のサイクルでMOSFET(Q1)をオンさせて短絡電流ispを通流させた場合の経路を示す。
図5に示すように、電流の経路としては、交流電源VS→MOSFET(Q3)→MOSFET(Q1)→リアクトルL1、の順となる。このときも、前記したようにリアクトルL1にエネルギが蓄えられ、後に、そのエネルギによって直流電圧Vdが昇圧される。以下、動作の説明において、MOSFET(Q1、Q2)を昇圧側コンバータ素子、MOSFET(Q3、Q4)を整流側コンバータ素子と呼ぶ。
図5に示すように、電流の経路としては、交流電源VS→MOSFET(Q3)→MOSFET(Q1)→リアクトルL1、の順となる。このときも、前記したようにリアクトルL1にエネルギが蓄えられ、後に、そのエネルギによって直流電圧Vdが昇圧される。以下、動作の説明において、MOSFET(Q1、Q2)を昇圧側コンバータ素子、MOSFET(Q3、Q4)を整流側コンバータ素子と呼ぶ。
直流電源装置1は、全波整流動作(整流モード)と回路短絡動作(短絡モード)を繰り返し、昇圧を行っている。交流電源電圧Vsの正負によってオンさせるMOSFETが異なる。ゼロクロス判定部14(図1参照)は、電源のゼロクロスを判定し、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定に基づいて、オンさせるMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)を決定する。
しかし、例えば雷サージのような電源電圧の大きな乱れが発生したときに、ゼロクロス判定部14がゼロクロス検出を行うと、電源正負のゼロクロス判定結果と実際にMOSFETにかかる電圧の正負が逆になってしまう場合がある。ゼロクロス判定結果と実際にMOSFETにかかる電圧とが逆になる場合、MOSFETのオンすべき素子が合わなくなってしまう。具体的には、整流モード⇒短絡モード(昇圧モード)を切り替えるタイミングにおいて高電圧がかかってしまう素子(例えばMOSFET(Q3),MOSFET(Q4))があり、この素子が素子耐圧をオーバーして破壊に至ってしまう虞がある。
以下、図6~図8を参照して、雷サージなどにより電源正負のゼロクロス判定結果と実際にMOSFETにかかる電圧の正負が逆になってしまう場合について説明する。
<ゼロクロス判定と不検出区間>
図6は、交流電源電圧が乱れた場合に整流側のコンバータ素子に送信する信号を示す図であり、上から順に、乱れが発生した電源電圧信号、ゼロクロス信号、MOSFET(Q3)信号、MOSFET(Q4)信号、MOSFET(Q1)信号、MOSFET(Q2)信号をそれぞれ示す。(Q3)信号および(Q4)信号は、整流側のコンバータ素子のオン信号の波形である。また、MOSFET(Q1)およびMOSFET(Q2)は、動作停止がない。
なお、図6の電源電圧信号の図における破線実線は、電源電圧に乱れがない時の電源電圧の波形である。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、直流電源装置1のゼロクロス判定部14(図1参照)は、交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定する。ここで、ゼロクロス判定直後から所定期間については、不検出区間(図6のゼロクロス信号の矢印参照)を設ける。不検出区間は、ゼロクロス信号判定後に、不要なゼロクロス信号を判定しないようにするものであり、従来から設けられていた。不検出区間を設けることで、意図しない不要なゼロクロス判定を防止している。
<ゼロクロス判定と不検出区間>
図6は、交流電源電圧が乱れた場合に整流側のコンバータ素子に送信する信号を示す図であり、上から順に、乱れが発生した電源電圧信号、ゼロクロス信号、MOSFET(Q3)信号、MOSFET(Q4)信号、MOSFET(Q1)信号、MOSFET(Q2)信号をそれぞれ示す。(Q3)信号および(Q4)信号は、整流側のコンバータ素子のオン信号の波形である。また、MOSFET(Q1)およびMOSFET(Q2)は、動作停止がない。
なお、図6の電源電圧信号の図における破線実線は、電源電圧に乱れがない時の電源電圧の波形である。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、直流電源装置1のゼロクロス判定部14(図1参照)は、交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定する。ここで、ゼロクロス判定直後から所定期間については、不検出区間(図6のゼロクロス信号の矢印参照)を設ける。不検出区間は、ゼロクロス信号判定後に、不要なゼロクロス信号を判定しないようにするものであり、従来から設けられていた。不検出区間を設けることで、意図しない不要なゼロクロス判定を防止している。
不検出区間は、交流電源の正負切替えタイミングに対応した期間に設定される。このため、ゼロクロス判定後、次のゼロクロス判定は、通常、次の交流電源の正負の切り替え時点となる。直流電源装置1のコンバータ制御部18(マイコン)は、このゼロクロス判定をもとに、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)のスイッチング制御を行うことになる。このため、コンバータ制御部18は、次のゼロクロス判定結果が得られるまで、現在のゼロクロス判定をもとにスイッチング制御を行う。したがって、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定後に、交流電源に何らかの異常があったとしても、不検出区間後の次のゼロクロス判定が行われるまでは、交流電源の異常を把握できず、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)に対して通常のスイッチング制御を決められた手順(例えば整流モード⇒短絡モード)で行うことになる。
上記交流電源の異常は、雷サージなどによって惹き起こされ、電源電圧の乱れ(電源電圧の正負逆転など)が発生する。雷サージなどによる電源電圧の乱れは、突発的であり、ゼロクロス判定時またはその直後に発生する場合もある。
<逆論理判定区間>
図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)を判定する逆論理判定区間を設ける。コンバータ制御部18(図1参照)は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出する。
図6の符号○×は、ゼロクロス判定部14(図1参照)が所定タイミング毎(μsオーダ)で行うゼロクロス判定を示す。図6の符号○は、ゼロクロス判定後、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧の判定結果(正常)であり、図6の符号×は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧の判定結果(異常)である。ただし、このときのゼロクロスは、電源電圧に重畳したノイズによる不正なゼロクロスの可能性がある。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)を判定する逆論理判定区間を設ける。コンバータ制御部18(図1参照)は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出する。
図6の符号○×は、ゼロクロス判定部14(図1参照)が所定タイミング毎(μsオーダ)で行うゼロクロス判定を示す。図6の符号○は、ゼロクロス判定後、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧の判定結果(正常)であり、図6の符号×は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧の判定結果(異常)である。ただし、このときのゼロクロスは、電源電圧に重畳したノイズによる不正なゼロクロスの可能性がある。
コンバータ制御部18は、逆論理判定区間内で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出すると整流側のコンバータ素子をオフする。例えば、X回=3回に設定した場合、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と同じ論理の判定結果(図6の符号×)が3回検出されたとき、整流側のコンバータ素子(ここではQ3)をオフする。
<判定禁止区間>
図6のゼロクロス信号の図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定する。ゼロクロス判定部14は、判定禁止区間ではゼロクロス判定を行わない。または、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14が、判定禁止区間で行ったゼロクロス判定結果を無視する(使用しない)。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定する。ゼロクロス判定部14は、判定禁止区間ではゼロクロス判定を行わない。または、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14が、判定禁止区間で行ったゼロクロス判定結果を無視する(使用しない)。
<通常時(電源電圧の大きな乱れが発生しない時)>
コンバータ制御部18は、通常時(電源電圧の大きな乱れが発生しない時)、交流電源電圧Vsが負のサイクルでは前記図3に示す全波整流を行う。そして、交流電源電圧Vsが正のサイクルでは前記図4に示す短絡電流を通流させる。
コンバータ制御部18は、通常時(電源電圧の大きな乱れが発生しない時)、交流電源電圧Vsが負のサイクルでは前記図3に示す全波整流を行う。そして、交流電源電圧Vsが正のサイクルでは前記図4に示す短絡電流を通流させる。
<異常時(電源電圧の大きな乱れ発生時)>
図6の電源電圧信号の図に示すように、雷サージなどで電源電圧に大きな乱れが発生している。図6の例では、電源電圧が正から負に切り替わるときに雷サージの影響を受け、電源電圧の負側において電源電圧の極性が正負に振れる乱れ(t1-t5区間参照)が発生している。すなわち、図6のt1区間では、電源電圧が負側に急峻に振れている。同様に、図6のt2区間では、電源電圧が正側に、図6のt3区間では、電源電圧が負側に、図6のt4区間では、電源電圧が正側に、図6のt5区間では、電源電圧が負側にそれぞれ短時間で急峻に振れている。図6のt1区間は、電源電圧が負であり、本来の極性と同じ負側ではあるものの、過大な電源電圧となっている。図6のt2,t4区間は、本来、負側の極性であるべきところが、正に逆転している。
図6の電源電圧信号の図に示すように、雷サージなどで電源電圧に大きな乱れが発生している。図6の例では、電源電圧が正から負に切り替わるときに雷サージの影響を受け、電源電圧の負側において電源電圧の極性が正負に振れる乱れ(t1-t5区間参照)が発生している。すなわち、図6のt1区間では、電源電圧が負側に急峻に振れている。同様に、図6のt2区間では、電源電圧が正側に、図6のt3区間では、電源電圧が負側に、図6のt4区間では、電源電圧が正側に、図6のt5区間では、電源電圧が負側にそれぞれ短時間で急峻に振れている。図6のt1区間は、電源電圧が負であり、本来の極性と同じ負側ではあるものの、過大な電源電圧となっている。図6のt2,t4区間は、本来、負側の極性であるべきところが、正に逆転している。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス信号は、電源電圧の正負の切替え判定であるため、本来の正常なゼロクロス信号とは別に、電源電圧の極性の乱れを受けて不正なゼロクロス信号が発生する。例えば、図6の電源電圧信号の図に示すように、図6のt1-t5の各区間の切替え点において本来の正常なゼロクロス信号とは別に、電源電圧の極性の乱れを受けた不正なゼロクロス信号が発生する。ちなみにコンバータ制御部18が、このような不正なゼロクロス信号をもとに、コンバータ素子を切替えていたのでは、下記のように整流側のコンバータ素子の破壊を招いてしまうことになる。ただし、不正なゼロクロス信号が発生しても上記不検出区間によって、スイッチング制御に用いるゼロクロス判定とはされない。
図7および図8は、MOSFETのオンと電源電圧が逆になった場合の電流経路を示す図である。図7は、コンバータ素子を電源電圧が負であると判定し、整流信号を出した場合において、雷サージ等で電源電圧が正の極性になってしまったときに、回路に流れる電流経路を示す。また、図8は、コンバータ素子を電源が負であると判定し、短絡信号を出した場合において、雷サージ等で電源電圧が正の極性になってしまったときに、回路に流れる電流経路を示す。
図7は、前記図3に対応する図であり、ゼロクロス判定をもとに、電源電圧が負のサイクルであると判定し、整流信号を出した場合において、雷サージ等で交流電源電圧が正の極性になってしまったときに、回路に流れる電流経路を示す。
雷サージのような電源電圧の大きな乱れがない場合、コンバータ制御部18は、電源電圧が負のサイクルである場合の全波整流を行うため、図3に示すMOSFET(Q1,Q2、Q3、Q4)のオンオフを行う。これにより、図3の破線に示す、交流電源VS→MOSFET(Q3)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの電流経路が形成される。
雷サージのような電源電圧の大きな乱れがない場合、コンバータ制御部18は、電源電圧が負のサイクルである場合の全波整流を行うため、図3に示すMOSFET(Q1,Q2、Q3、Q4)のオンオフを行う。これにより、図3の破線に示す、交流電源VS→MOSFET(Q3)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの電流経路が形成される。
ところが、図3に示す電源電圧が負のサイクルであると判定して整流信号を出した場合において、雷サージ等で電源電圧が正の極性になってしまったとする(図6のt2,t4区間参照)。図7のカッコ書きの電源電圧の極性は、コンバータ制御部18がゼロクロス判定をもとにした判定上の極性(図3に示す正常な電源電圧の極性)であり、カッコ書きがないものは、雷サージ等で電源電圧が正の極性になってしまった実際の電源電圧の極性である。
コンバータ制御部18(マイコン)は、ゼロクロス検出をもとに、図3に示す交流電源電圧Vsの正負の極性と同様の極性、つまり図7中にカッコ書きで示す正負の極性の符号であるとして、全波整流を行うようにMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)をスイッチングする。
コンバータ制御部18(マイコン)は、ゼロクロス検出をもとに、図3に示す交流電源電圧Vsの正負の極性と同様の極性、つまり図7中にカッコ書きで示す正負の極性の符号であるとして、全波整流を行うようにMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)をスイッチングする。
しかし、雷サージ等で実際の電源電圧は、正の極性になっているので(図6のt2,t4区間参照)、電流は図3の破線矢印に示す方向には流れない。すなわち、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)のオンオフ状態は、図3と図7とで同じであるものの、電源電圧の極性は図3と図7とで逆となっているので、図7の破線矢印に示すように電流は交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q2)→MOSFET(Q4)の寄生ダイオードD41→交流電源VS経路にしか流れない。また、MOSFET(Q2)がオンしていても平滑コンデンサC1は、極性を持つためMOSFET(Q2)→平滑コンデンサC1へは流れない。したがって、ゼロクロス判定後に、雷サージ等で電源電圧が正の極性になってしまった場合(図6のt2,t4区間参照)、電流はオフ状態にあるMOSFET(Q4)の寄生ダイオードD41を通って無理に交流電源VS側に戻る状態になる。このMOSFETのスイッチングは、ゼロクロス判定後、図6のゼロクロス信号の図に示す不検出区間が経過して、次にゼロクロス判定が行われるまで同じ設定とされる。
次に、不検出区間経過後のゼロクロス判定(図6のt5区間の終了参照)によって、電源電圧か正のサイクルであると判定されて、図7から図8に移行するが、ここで次の問題が生じる。
図7の破線矢印に示すように、MOSFET(Q4)の寄生ダイオードD41に電流が流れている状態から、図8に示す短絡モード(昇圧モード)に切り替えると、図8に示す電流経路になった時にMOSFET(Q4)にIrr(逆回復電流:reverse recovery current)が発生し、MOSFET(Q4)に印加される電圧が跳ね上がって素子耐圧をオーバーしMOSFET(Q4)が破壊に至ってしまう時がある。
また、電源電圧の乱れによって何度もMOSFETに高電圧がかかってしまうことがあり、この場合には素子の急激な温度上昇をもたらして素子を破壊に至らしめてしまう。さらに、図7および図8に示すように、整流モードと短絡モードのどちらの場合もシャント抵抗R1(電流検出部)を通る電流経路がなくなり、電流検出結果が制御に反映されないことから制御が不安定になってしまい誤動作を起こす可能性がある。
また、電源電圧の乱れによって何度もMOSFETに高電圧がかかってしまうことがあり、この場合には素子の急激な温度上昇をもたらして素子を破壊に至らしめてしまう。さらに、図7および図8に示すように、整流モードと短絡モードのどちらの場合もシャント抵抗R1(電流検出部)を通る電流経路がなくなり、電流検出結果が制御に反映されないことから制御が不安定になってしまい誤動作を起こす可能性がある。
本実施形態では、直流電源装置1のコンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する。これにより、整流側のコンバータ素子を保護する。以下、コンバータ素子保護動作について説明する。
本実施形態では、コンバータ制御部18(図1参照)は、ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧(逆電圧)を検出した場合に整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する。図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後の不検出区間中に、何らかの原因により逆方向の電圧が発生(図6のt2,t4区間参照)した場合、X回=1回に設定しているときは整流側のコンバータ素子のオン信号を停止する。なお、X回=3回に設定しているときは、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と同じ論理の判定結果(図6の符号×)が3回検出されたとき、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフする。
ここでは、図6のMOSFET(Q3)信号の図に示すように、整流側のコンバータ素子(Q3)のオン信号を停止する。整流側のコンバータ素子は、効率を良くするためにオンにしている。このため、整流側のコンバータ素子(Q3)がオフになったとしても、寄生ダイオードを通るため直流電源装置1または空気調和機1000(後記)としては問題なく稼働することができる。
ここでは、図6のMOSFET(Q3)信号の図に示すように、整流側のコンバータ素子(Q3)のオン信号を停止する。整流側のコンバータ素子は、効率を良くするためにオンにしている。このため、整流側のコンバータ素子(Q3)がオフになったとしても、寄生ダイオードを通るため直流電源装置1または空気調和機1000(後記)としては問題なく稼働することができる。
しかし、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにすることで、効率が悪くなる。このため、整流側のコンバータ素子(Q3)のオフの期間(停止期間)は短いことが好ましいが、上記オフの期間を短くしすぎると再びゼロクロス判定を誤ることがありコンバータ素子保護動作の実効が図れない。電源電圧にはノイズ成分も乗るために、上記逆電圧を1回の検出でなく、複数回の検出によって整流側のコンバータ素子(Q3)をオフする。
例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後の不検出区間中に、検出した方向と逆の論理をX回(例えば図6の符号×が3回目)検出した場合、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにする(図6のMOSFET(Q3)信号の図参照)。
そして、図6のゼロクロス信号の図に示すように、次のゼロクロス判定のときに正常な電源電圧のサイクル(ここでは正のサイクル)の場合、整流側のコンバータ素子(Q4)のオン制御を再開する(図6のMOSFET(Q4)信号の図参照)。
例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後の不検出区間中に、検出した方向と逆の論理をX回(例えば図6の符号×が3回目)検出した場合、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにする(図6のMOSFET(Q3)信号の図参照)。
そして、図6のゼロクロス信号の図に示すように、次のゼロクロス判定のときに正常な電源電圧のサイクル(ここでは正のサイクル)の場合、整流側のコンバータ素子(Q4)のオン制御を再開する(図6のMOSFET(Q4)信号の図参照)。
上記、コンバータ素子保護動作における整流側のコンバータ素子のオフ制御と、オン制御再開とをまとめると下記の通りである。
<基本動作>
コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する。
<基本動作>
コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する。
<制御応答性>
ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に、直ちにコンバータ素子保護動作を実行するようにすれば、整流側のコンバータ素子の破壊をより迅速に防止することができる。例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後に検出した方向と逆の論理を1回目で検出した場合、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにすることで、整流側のコンバータ素子の素子破壊を迅速に防止することができる。
ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に、直ちにコンバータ素子保護動作を実行するようにすれば、整流側のコンバータ素子の破壊をより迅速に防止することができる。例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後に検出した方向と逆の論理を1回目で検出した場合、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにすることで、整流側のコンバータ素子の素子破壊を迅速に防止することができる。
<ノイズ、効率および制御安定性の両立>
ただし、図6の電源電圧信号の図に示すように、雷サージなどによる電源電圧の極性の乱れは、サージの発生状況により不定形であること、電源電圧にはノイズも乗る(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)ことから、上記逆電圧は不正なゼロクロスである場合もある。整流側のコンバータ素子をオフにすることは、導通損失増加による効率の低下を招くため、上記逆電圧の1回目検出がエラーであった場合に、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフしてしまうと、その分の効率の低下を招く。
ただし、図6の電源電圧信号の図に示すように、雷サージなどによる電源電圧の極性の乱れは、サージの発生状況により不定形であること、電源電圧にはノイズも乗る(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)ことから、上記逆電圧は不正なゼロクロスである場合もある。整流側のコンバータ素子をオフにすることは、導通損失増加による効率の低下を招くため、上記逆電圧の1回目検出がエラーであった場合に、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフしてしまうと、その分の効率の低下を招く。
そこで、本実施形態では、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定後、逆論理判定区間内(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)で判定された電圧と逆電圧を複数検出した場合、整流側のコンバータ素子をオフする。例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後に検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回(例えば3回)検出してはじめて、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにする(図6のMOSFET(Q3)信号の図参照)。電源電圧にノイズが重畳する環境下での素子の保護と導通損失低下による効率向上とを両立させることができる。
また、変形例として、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定後、逆論理判定区間内(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)で判定された電圧と逆の電圧が所定の値以上の場合、整流側のコンバータ素子をオフする。電源電圧にノイズが重畳する環境下での素子の保護と導通損失低下による効率向上とを両立させることができる。
また、変形例として、コンバータ制御部18は、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を、電源電圧の乱れを無視する判定禁止区間(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)として設け、当該判定禁止区間を過ぎた後、逆論理判定区間内(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)でゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧を検出した場合、整流側のコンバータ素子をオフする。ゼロクロス付近は、電源電圧が乱れやすいことに対応することができる。
<オン制御再開>
コンバータ制御部18は、コンバータ素子保護動作が実行され、整流側のコンバータ素子がオフになっている場合、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出したとき、整流側のコンバータ素子動作を通常の制御に戻す。例えば、図6のMOSFET(Q3)信号の図に示すように、次のエッジが正常な場合、整流側のコンバータ素子(Q4)の動作を通常の制御に復帰させる。整流側のコンバータ素子(Q4)のオン制御を速やかに再開して効率向上を図ることができる。
コンバータ制御部18は、コンバータ素子保護動作が実行され、整流側のコンバータ素子がオフになっている場合、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出したとき、整流側のコンバータ素子動作を通常の制御に戻す。例えば、図6のMOSFET(Q3)信号の図に示すように、次のエッジが正常な場合、整流側のコンバータ素子(Q4)の動作を通常の制御に復帰させる。整流側のコンバータ素子(Q4)のオン制御を速やかに再開して効率向上を図ることができる。
また、変形例として、コンバータ制御部18は、次のゼロクロス判定のときに、正常なゼロクロス信号を所定回数検出した場合、整流側のコンバータ素子のオン制御を再開する。ノイズ成分による制御安定性と効率とを両立させることができる。
<電圧上昇防止>
昇圧側のコンバータ素子(MOSFET(Q1、Q2))のゲート抵抗定数と比較して、整流側のコンバータ素子(MOSFET(Q3、Q4))のゲート抵抗定数を大きくする。これにより、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)にかかる急激な電圧上昇を防いで、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)の保護を行うことができる。
昇圧側のコンバータ素子(MOSFET(Q1、Q2))のゲート抵抗定数と比較して、整流側のコンバータ素子(MOSFET(Q3、Q4))のゲート抵抗定数を大きくする。これにより、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)にかかる急激な電圧上昇を防いで、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)の保護を行うことができる。
以上、MOSFETのオンと電源電圧が逆になった場合の電流経路について、コンバータ素子を電源が負であると判定し、整流信号(図7参照)/短絡信号(図8参照)を出した場合に、交流電源電圧が正の極性であった場合を例に採り説明したが、コンバータ素子を電源が正だと判定し、整流信号/短絡信号を出した場合に、交流電源電圧が負の極性であった場合についても同様のコンバータ素子保護動作が実行される。この場合、整流側のコンバータ素子(Q4)をオフにすることで、整流側のコンバータ素子の素子破壊を防止する。そして、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出した場合(または正常な電源の正負判定を所定回数検出した場合)、整流側のコンバータ素子(Q4)を通常の制御に戻す。
[空気調和機と直流電源装置の動作]
図10は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図10に示すように、空気調和機1000は、いわゆるルームエアコンであり、室内機100と、室外機200と、リモコンReと、不図示の直流電源装置1(図1参照)とを備えている。室内機100と室外機200とは冷媒配管300で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機100が設置されている室内を空調する。また、室内機100と室外機200とは、通信ケーブル(図示せず)を介して互いに情報を送受信するようになっている。直流電源装置1は、この室内機100と室外機200とに直流電力を供給する。
図10は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図10に示すように、空気調和機1000は、いわゆるルームエアコンであり、室内機100と、室外機200と、リモコンReと、不図示の直流電源装置1(図1参照)とを備えている。室内機100と室外機200とは冷媒配管300で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機100が設置されている室内を空調する。また、室内機100と室外機200とは、通信ケーブル(図示せず)を介して互いに情報を送受信するようになっている。直流電源装置1は、この室内機100と室外機200とに直流電力を供給する。
リモコンReは、ユーザによって操作されて、室内機100のリモコン送受信部Qに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機1000は、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機100は、リモコン送受信部QからリモコンReへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
空気調和機1000に搭載された直流電源装置1の動作の流れについて説明する。直流電源装置1は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Vdの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、全波整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の3つの動作モードを備えている。
例えば負荷Hとして空気調和機1000のインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置1を全波整流モードで動作させるとよい。負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置1に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また、空気調和機1000の定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。
定格運転とは、JISC9612に記載された「JISB8615-1表1(冷房能力試験条件)のT1条件下での運転」のことをいう。具体的にはJISB8615-1の第5項「冷房試験」と第6項「暖房試験」の中に、温度条件が記載されている。
高負荷運転とは、例えば「JISB8615-1に記載の過負荷運転条件下での運転」であるが、定格運転よりも更に入力が大きい運転領域であればよい。
中間運転とは、「定格運転の半分の運転能力」のことをいい、JISC9612に記載されている。
負荷に、閾値#1,#2を設けて、かつ機器として空気調和機1000を考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置1は全波整流を行い、定格運転時には部分スイッチングを行い、必要に応じて高速スイッチングを行う。
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置1は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチングを行う。
以上のように、直流電源装置1は、空気調和機1000の運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
高負荷運転とは、例えば「JISB8615-1に記載の過負荷運転条件下での運転」であるが、定格運転よりも更に入力が大きい運転領域であればよい。
中間運転とは、「定格運転の半分の運転能力」のことをいい、JISC9612に記載されている。
負荷に、閾値#1,#2を設けて、かつ機器として空気調和機1000を考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置1は全波整流を行い、定格運転時には部分スイッチングを行い、必要に応じて高速スイッチングを行う。
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置1は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチングを行う。
以上のように、直流電源装置1は、空気調和機1000の運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
なお、負荷Hがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置1に通流する回路電流isで負荷Hの大きさを判断してもよい。例えばまたは負荷の大きさが閾値#1以下ならば、直流電源装置1は全波整流を行い、閾値#1を超えたならば部分スイッチングを行う。または負荷の大きさが閾値#2を超えたならば、直流電源装置1は高速スイッチングを行い、閾値#2を以下ならば部分スイッチングを行う。
以上のように直流電源装置1は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
以上のように直流電源装置1は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
以上説明したように、本実施形態の空気調和機1000の直流電源装置1(図1参照)は、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)、およびスイッチング素子(Q1,Q2)がブリッジ接続されるブリッジ整流回路10と、交流電源Vsとブリッジ整流回路10との間に設けられるリアクトルL1と、ブリッジ整流回路10の出力側に接続され、ブリッジ整流回路10から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサC1と、交流電源Vsの正負が切り替わるゼロクロスを判定するゼロクロス判定部14と、ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行するコンバータ制御部18と、を備える。
この構成により、サージの影響を受けて、本来の交流電源電圧Vsの正負が逆になっている場合に、整流モードから短絡モード(昇圧モード)に切り替えるタイミングにおいて、整流側のコンバータ素子をオフすることで、整流側のコンバータ素子の素子破壊を防止することができる。そして、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出した場合(または正常な電源の正負判定を所定回数検出した場合)、整流側のコンバータ素子を通常のオン制御に復帰させる。雷サージがかかった時でもコンバータ素子を保護する制御が働き破壊を防ぐことができ、直流電源装置1または空気調和機1000の動作を止めることなく制御を続けることができる。
なお、本実施形態では、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)としてSJ-MOSFETを使用した例を説明した。このMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)としてSiC(Silicon Carbide)-MOSFETを用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
また、本発明の直流電源装置1を空気調和機1000に備えることで、エネルギ効率(つまり、APF)が高く、また、信頼性の高い空気調和機1000を提供できる。空気調和機以外の機器に本発明の直流電源装置1を搭載しても、高効率で信頼性の高い機器を提供することが可能である。
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、DVD(Digital Versatile Disk)などの記録媒体に置くことができる。
上記実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
1 直流電源装置
10 ブリッジ整流回路(整流回路)
11 電流検出部
12 ゲイン制御部
13 交流電圧検出部
14 ゼロクロス判定部(極性検出部)
15 負荷検出部
16 昇圧比制御部
17 直流電圧検出部
18 コンバータ制御部(制御部)
100 室内機
200 室外機
300 冷媒配管
1000 空気調和機
Q1,Q2 MOSFET(第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子)
Q3,Q4 MOSFET(第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子)
Vs 交流電源
L1 リアクトル
C1 平滑コンデンサ
R1 シャント抵抗(電流検出部)
ha,hb,hc,hd 配線
Re リモコン
10 ブリッジ整流回路(整流回路)
11 電流検出部
12 ゲイン制御部
13 交流電圧検出部
14 ゼロクロス判定部(極性検出部)
15 負荷検出部
16 昇圧比制御部
17 直流電圧検出部
18 コンバータ制御部(制御部)
100 室内機
200 室外機
300 冷媒配管
1000 空気調和機
Q1,Q2 MOSFET(第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子)
Q3,Q4 MOSFET(第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子)
Vs 交流電源
L1 リアクトル
C1 平滑コンデンサ
R1 シャント抵抗(電流検出部)
ha,hb,hc,hd 配線
Re リモコン
Claims (9)
- 整流側に設けられたスイッチング素子である第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子、および第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子がブリッジ接続される整流回路と、
交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定するゼロクロス判定部と、
前記ゼロクロス判定部の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する制御部と、
を備えることを特徴とする直流電源装置。 - 前記制御部は、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧を判定する逆論理判定区間を設け、
前記逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX(Xは任意の自然数)回検出した場合、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにする
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧を判定する逆論理判定区間を設け、
前記逆論理判定区間で、検出した電源電圧の電圧と逆の電圧が所定の値以上の場合、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにする
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、ゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設け、
前記判定禁止区間経過後の前記逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX(Xは任意の自然数)回検出した場合、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにする
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記コンバータ素子保護動作が実行され、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子がオフになっている場合、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出したとき、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子の動作をオン制御に復帰させる
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記コンバータ素子保護動作が実行され、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子がオフになっている場合、正常な電源の正負判定を所定回数検出したとき、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子の動作をオン制御に復帰させる
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子のゲート抵抗定数は、昇圧側の第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子のゲート抵抗定数よりも大きい
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実行するとともに、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し実行する
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 請求項1ないし請求項8のうち何れか1項に記載の直流電源装置を備える
ことを特徴とする空気調和機。
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