WO2021038877A1

WO2021038877A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機

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Publication number: WO2021038877A1
Application number: PCT/JP2019/034294
Authority: WO
Inventors: 啓介植村; 和徳畠山; 有澤　浩一
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2019-08-30
Filing date: 2019-08-30
Publication date: 2021-03-04
Also published as: US20220360192A1; JP7072729B2; EP4024693A1; CN114287104A; JPWO2021038877A1; EP4024693A4

Abstract

第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源（１）に接続されるリアクタ（２）と、リアクタ（２）の第２端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源（１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（３）と、整流回路（３）の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備え、整流回路（３）の動作に応じてスイッチング素子のスイッチング回数を変更する。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機

　本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。

　従来、ダイオードで構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。近年、ダイオードにスイッチング素子を並列接続した、いわゆるブリッジレス回路を用いた電力変換装置がある。ブリッジレス回路を用いた電力変換装置は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）などのスイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する制御、力率改善制御、交流電力を整流する同期整流制御などを行うことができる。

　特許文献１には、ブリッジレス回路を有する電力変換装置が、負荷の大きさに応じて、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および高速スイッチング制御の各制御モードを切り替えて、交流電力の電圧を昇圧する制御、力率改善制御、交流電力を整流する同期整流制御などを行う技術が開示されている。また、特許文献１に記載の電力変換装置は、部分スイッチング制御、高速スイッチング制御などで示されるように電源短絡動作を行うことによって、電源電流の高調波成分の抑制及び力率改善を行うことができる。

特開２０１８－７３２８号公報

　しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置では、高速スイッチング制御時において、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子の寄生容量の充放電電流に起因する漏洩電流が発生する。特に、交流電流が不連続となる領域、具体的には、交流電源電圧のゼロクロスを含むゼロクロス周辺において、漏洩電流のピークが増大する。そのため、特許文献１に記載の電力変換装置は、交流電源電圧のゼロクロス周辺でスイッチング素子をスイッチングすることによって漏洩電流が増加する、という問題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング素子に起因する漏洩電流を低減可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、リアクタの第２端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備える。電力変換装置は、整流回路の動作に応じてスイッチング素子のスイッチング回数を変更する。

　本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子に起因する漏洩電流を低減できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置のゼロクロス検出部が出力するゼロクロス信号を示す図実施の形態１に係る電力変換装置が備える整流回路の他の例を示す図実施の形態１に係るスイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す図実施の形態１に係る電力変換装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図実施の形態１に係る電力変換装置の電源短絡モードによる力率改善制御における動作波形の例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路の他の例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置においてスイッチング素子をオンオフさせるための一般的なＰＷＭ信号の生成方法を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部において指令ｄｕｔｙを演算する構成例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部の演算で使用されるゼロクロス信号及び電源電圧の位相の関係を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部によるスイッチング素子を用いた同期整流制御の制御処理の例を示すフローチャート実施の形態１に係る電力変換装置における電圧及び電流の極性を示す図実施の形態１に係る電力変換装置で発生する漏洩電流及び各スイッチング素子の動作状態の関係を示す図実施の形態１に係る電力変換装置において電源電流が不連続領域にあるときの整流回路の挙動を模式的に示す図実施の形態１に係る電力変換装置において図１５に示すスイッチング状態のときに検出される電源電流を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部による、漏洩電流を低減するための制御内容を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が設定するスイッチング停止範囲を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部の動作を示すフローチャート実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図実施の形態２に係る電力変換装置の制御部による、漏洩電流を低減するための制御内容を示す図実施の形態３に係る電力変換装置の制御部で使用される電流指令値の例を示す図実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図実施の形態５に係る空気調和機の構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、整流回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、整流回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、ゼロクロス検出部９と、制御部１０とを備える。リアクタ２は、第１端部と第２端部とを備え、第１端部が交流電源１に接続される。

　整流回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。具体的には、整流回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されたスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。

　第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。

　詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。第１の接続点５０６は、リアクタ２の第２端部に接続される。

　第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。なお、整流回路３は、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換できればよい。

　平滑コンデンサ４は、整流回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。整流回路３では、スイッチング素子３１１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３１１の他端とスイッチング素子３１２の一端とが接続され、スイッチング素子３１２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。

　スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium　Nitride：ＧａＮ）、炭化珪素（Silicon　Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide　Band　Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。

　制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７及びゼロクロス検出部９からそれぞれ出力される信号に基づいて、整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動信号を生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１と整流回路３との間に流れる電流の電流値である。なお、電源電流検出部６は、整流回路３に流れる電流が検出できればよいので、設置位置は図１の例に限定されず、整流回路３と平滑コンデンサ４との間であってもよいし、平滑コンデンサ４と負荷５０との間であってもよい。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、整流回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。ゼロクロス検出部９は、交流電源１の電源電圧Ｖｓに応じたＨｉｇｈまたはＬｏｗのゼロクロス（Zero　Cross：ＺＣ）信号を制御部１０に出力する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のゼロクロス検出部９が出力するゼロクロス信号を示す図である。ゼロクロス検出部９は、図２の例では電源電圧Ｖｓが正極性のときにＨｉｇｈ、電源電圧Ｖｓが負極性のときにＬｏｗのゼロクロス信号を出力しているがこれに限定されず、図２の例とはＨｉｇｈとＬｏｗとを反転させたゼロクロス信号を出力してもよい。

　以降の説明において、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７及びゼロクロス検出部９を単に検出部と称することがある。また、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓ、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓ、母線電圧検出部７で検出される母線電圧Ｖｄｃ、及びゼロクロス検出部９から出力されるゼロクロス信号を、整流回路３の動作状態を示す物理量と称することがある。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧Ｖｄｃ及びゼロクロス信号に応じてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧Ｖｄｃ及びゼロクロス信号のうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。

　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。

　第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、後述するように、制御部１０により生成される駆動信号であるＰＷＭ信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１，３１２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。

　第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、制御部１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３２１，３２２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。なお、図１では、制御部１０から整流回路３へ向かう矢印でスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する駆動信号、及びスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する前述のＰＷＭ信号を示している。

　図１に示す電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａのみが記載されているが、一例であり、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して、整流ダイオード、ショットキーバリアダイオードなどのダイオードが別途並列に接続されていてもよい。また、図１に示す電力変換装置１００では、整流回路３が４つのスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を備える構成としているが、一方のアームについては２つのスイッチング素子を削除し、２つのダイオードからなる構成にしてもよい。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える整流回路３の他の例を示す図である。図３では、第２のアーム３２を２つのダイオード３２１ｂ，３２２ｂで構成している例を示している。このように、整流回路３は、スイッチング素子３１１，３１２、及びダイオード３２１ｂ，３２２ｂを併用するような回路構成であってもよい。図３に示すような回路構成であっても、本実施の形態による効果を得ることができる。ただし、図３に示す整流回路３の構成の場合、電力変換装置１００は、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する。以降では、図１に示す電力変換装置１００を例にして説明する。

　次に、実施の形態１におけるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図４を参照して説明する。

　図４は、実施の形態１に係るスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図４には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図４に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。

　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図４の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。

　図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５では、記載を簡潔にするため、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のみ符号を付与している。また、図５では、同期整流制御のためにオンしているスイッチング素子を実線の丸印で示し、電源短絡のためにオンしているスイッチング素子を点線の丸印で示している。

　図５（ａ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ａ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１１は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２１は電源短絡のためにオンされる。図５（ａ）は、電源電圧極性が正のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

　図５（ｂ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ｂ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２は同期整流制御のためにオンされる。図５（ｂ）は、電源電圧極性が正のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。

　図５（ｃ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ｃ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１２は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２２は電源短絡のためにオンされる。図５（ｃ）は、電源電圧極性が負のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２２、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２２ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２２及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

　図５（ｄ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図５（ｄ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１は同期整流制御のためにオンされる。図５（ｄ）は、電源電圧極性が負のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。

　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。具体的には、制御部１０は、リアクタ２を介して電源短絡する電流経路を生成するようにスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御することによって、力率改善制御及び昇圧制御を行う。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図５（ｂ）に示す負荷電力供給モードと図５（ａ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図５（ｄ）に示す負荷電力供給モードと図５（ｃ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流制御などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。

　なお、図５に示す各スイッチング素子のスイッチングパターンは一例であり、電力変換装置１００は、図５に示す各スイッチング素子のスイッチングパターン以外の電流経路にすることも可能である。電力変換装置１００は、何れのスイッチングパターンにおいても、本実施の形態の効果を得ることができる。

　次に、制御部１０が、スイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図６において横軸は時間である。図６において、Ｖｓは電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓであり、Ｉｓは電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓである。図６では、スイッチング素子３１１，３１２が、電源電流Ｉｓの極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であることを示し、スイッチング素子３２１，３２２が、電源電圧Ｖｓの極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることを示す。また、図６において、Ｉｔｈは電流閾値を示す。なお、図６では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図６に示す制御と同様の制御を行うものとする。

　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２をオンし、スイッチング素子３２１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１をオンし、スイッチング素子３２２をオフする。なお、図６では、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子３２１がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２２がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。

　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１１をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈより小さくなると、スイッチング素子３１１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１２をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈより小さくなると、スイッチング素子３１２をオフする。

　制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下の場合には、上側スイッチング素子のスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、下側スイッチング素子のスイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、電力変換装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。制御部１０は、各スイッチング素子を図６に示すようにオンオフすることによって、電力変換装置１００の高効率化を図ることができる。

　図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の電源短絡モードによる力率改善制御における動作波形の例を示す図である。電力変換装置１００による力率改善制御のことをフルＰＡＭ（Pulse　Amplitude　Modulation）制御と称することがある。スイッチング素子３１１，３１２は、図７に示す駆動信号によって、同期整流制御を行うためのスイッチングを行う。一方、スイッチング素子３２１，３２２は、図７に示す駆動信号、すなわち周波数が数ｋＨｚ以上のＰＷＭ信号によって、スイッチングを行う。電力変換装置１００は、スイッチング素子３２１，３２２が数ｋＨｚ以上の周波数でオンオフすることによって、図５で示した電源短絡モード及び負荷電力供給モードを繰り返し、電源電流を正弦波状態に制御する。ここで、図５及び図７では、スイッチング素子３２１，３２２を１セットとして相補的にスイッチングを行う波形としているが、この役割をスイッチング素子３１１，３１２で実施してもよい。また、図１に示す電力変換装置１００の回路構成において、電源短絡モードを形成するための電流経路は複数存在するが、これはスイッチング素子のオンオフ状態の組み合わせが変わるだけであり、何れの電流経路を用いてもよい。

　図５の例では、電力変換装置１００において、電源短絡モードまたは負荷電力供給モードとともに、同期整流制御を同時に行うことを前提としている。しかしながら、電力変換装置１００では、図８に示すように、ダイオード整流制御を併用して制御を行うことも可能である。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路の他の例を示す図である。図８では、図５で示した各スイッチング素子のうち、実線の丸印で示したスイッチング素子を全てオフ状態としている。これは、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いた電流経路が存在するためである。制御部１０は、図８に示すように、電源短絡用スイッチングを行うスイッチング素子以外のスイッチング素子を全てオフ状態としても、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを実現可能である。このように、制御部１０は、図１に示すような回路構成において、必ずしも同期整流制御を行わなくても、電力変換装置１００に所望の動作をさせることが可能である。なお、図８は同期整流制御を完全に停止した条件の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示しているが、制御部１０は、図５に示す同期整流制御及び図８に示すダイオード整流制御を併用して制御してもよい。以降では、図５の電流経路を例にして説明する。

　図７においてスイッチング素子３２１，３２２を数ｋＨｚ以上の周波数でオンオフさせるＰＷＭ信号を生成する方法について説明する。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００においてスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるための一般的なＰＷＭ信号の生成方法を示す図である。電力変換装置１００において、制御部１０は、ハイアクティブのスイッチング素子３２１，３２２をオンオフさせるＰＷＭ信号を生成するため、三角波のキャリア信号と指令ｄｕｔｙとを比較する。なお、図９ではキャリア信号を三角波としているが、一例であり、ＰＷＭ信号を生成可能であれば何れの信号形状であってもよい。図９に示すように、制御部１０は、キャリア周波数ｆｃのキャリア信号の谷のタイミングで、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓ、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓ、母線電圧検出部７で検出される母線電圧Ｖｄｃなどの物理量を取得して、図９に示される制御演算期間において制御演算を行う。

　図９では、キャリア信号が指令ｄｕｔｙよりも大きい区間でハイアクティブのスイッチング素子３２１をオン、スイッチング素子３２２をオフさせ、指令ｄｕｔｙがキャリア信号よりも大きい区間でハイアクティブのスイッチング素子３２２をオン、スイッチング素子３２１をオフさせる例を示している。制御部１０は、制御演算を行った結果得られた指令ｄｕｔｙを、次のキャリア信号の谷のタイミングで反映させる。制御部１０は、このように制御演算及び指令ｄｕｔｙを反映させる処理を繰り返し実施する。なお、図９では、制御部１０は、キャリア信号の谷のタイミングで各検出部から物理量を取得しているが、各検出部から物理量を取得するタイミングはキャリア信号の谷のタイミングに限定されない。また、図９において、制御演算期間は模式的に示しており、制御部１０での実際の制御演算期間は、図９に示す制御演算期間より長くてもよいし、短くてもよい。

　図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０において指令ｄｕｔｙを演算する構成例を示す図である。制御部１０は、図１０に示すように、母線電圧制御をメジャーループとし、電源電流制御をマイナーループとした制御構成としている。母線電圧制御は、例えば、ＰＩ（Proportional　Integral）制御で構成される。制御部１０は、母線電圧指令値Ｖｄｃ^＊と母線電圧Ｖｄｃとの差分に基づいて、ＰＩ制御によって電流指令値Ｉｓ^＊を出力する。電源電流制御も、例えば、ＰＩ制御で構成される。制御部１０は、電源電流指令値Ｉｓ_ｓｉｎ^＊と電源電流Ｉｓの絶対値である｜Ｉｓ｜との差分に基づいて、ＰＩ制御によって指令ｄｕｔｙであるＤｕｔｙ^＊を出力する。ここで、交流電流は正弦波状態であるため、電源電流制御の指令であるＩｓ_ｓｉｎ^＊は交流信号でなければならない。そのため、制御部１０は、母線電圧制御の出力であるＩｓ^＊に対して、正弦波信号ｓｉｎ（θｓ）の絶対値である｜ｓｉｎ（θｓ）｜を乗算することで指令値を算出する。ここで、θｓは、電源電圧検出部５から得られた電圧値に相関性のある信号より算出した電源電圧Ｖｓの位相を表している。具体的には、制御部１０は、電圧値に相関性のある信号としてゼロクロス検出部９から取得したゼロクロス（ＺＣ）信号を用いて位相計算を行って位相θｓを算出し、位相θｓを用いて正弦波信号ｓｉｎ（θｓ）を生成する。図１０において、ａｂｓは絶対値を求める関数を示している。

　図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０の演算で使用されるゼロクロス信号及び電源電圧Ｖｓの位相θｓの関係を示す図である。制御部１０は、交流電源１の電源電圧Ｖｓの極性に応じたゼロクロス信号を用いて、電源電圧Ｖｓの位相θｓを０～２πの間でカウントする。図１１では、制御部１０は、電源電圧Ｖｓの位相θｓがゼロクロス信号の立ち上がり時に０にリセットされるようにしているが一例であり、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧Ｖｓの位相θｓが、ゼロクロス信号の立ち下がり時に０にリセットされるようにしてもよいし、ゼロクロス信号の立ち上がり時及び立ち下がり時の両方で０にリセットされるようにしてもよい。制御部１０は、図１０に示す手順によって、指令ｄｕｔｙであるＤｕｔｙ^＊を演算する。制御部１０は、図９で示したように、三角波のキャリア信号と指令ｄｕｔｙであるＤｕｔｙ^＊との大小関係に基づいて、スイッチング素子３２１，３２２の駆動信号を生成する。制御部１０は、図６で示した同期整流の動作に従って、スイッチング素子３１１，３１２の駆動信号を生成する。制御部１０は、図８で示したように、スイッチング素子３１１，３１２を常時オフにするダイオード整流制御を行うことも可能である。なお、図１０に示す制御部１０の構成は一例であり、これに限定されない。

　図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０によるスイッチング素子３１１，３１２を用いた同期整流制御の制御処理の例を示すフローチャートである。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００における電圧及び電流の極性を示す図である。ここでは、図１３に示す電圧の極性及び電流の極性を正と定義する。制御部１０は、電源電流検出部６で検出された電源電流Ｉｓに基づいて、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフ状態の判定を行う。制御部１０は、電源電流Ｉｓが正極性かつ電流閾値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、スイッチング素子３１１をオン状態、スイッチング素子３１２をオフ状態にする（ステップＳ２）。また、制御部１０は、電源電流Ｉｓが負極性かつ電流閾値Ｉｔｈのマイナス値である－Ｉｔｈより小さい場合（ステップＳ１：Ｎｏ、ステップＳ３：Ｙｅｓ）、スイッチング素子３１１をオフ状態、スイッチング素子３１２をオン状態にする（ステップＳ４）。また、制御部１０は、前述の２条件に該当しない場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、スイッチング素子３１１，３１２をともにオフ状態にする（ステップＳ５）。制御部１０は、図１２に示す制御処理によって、スイッチング素子３１１，３１２の同期整流制御を実現する。なお、図１２に示す制御処理は一例であって、制御部１０は、図１２に示す制御処理以外の制御処理の手法を用いてもよい。

　つづいて、電力変換装置１００において、整流回路３の動作中に発生するスイッチング素子３１１～３２２に起因する漏洩電流を低減する制御について説明する。図１４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００で発生する漏洩電流及び各スイッチング素子の動作状態の関係を示す図である。図１４は、上段から順に、電源電圧Ｖｓの波形、電源電流Ｉｓの波形、スイッチング素子３１１のドレイン―ソース間波形、スイッチング素子３１２のドレイン―ソース間波形、スイッチング素子３２１のドレイン―ソース間波形、スイッチング素子３２２のドレイン―ソース間波形、漏洩電流の波形を表している。図１４に示す各波形は、電力変換装置１００が空気調和機の圧縮機、インバータなどを含むシステムで使用された場合の動作状態を表している。図１４に示すように、領域Ａでの漏洩電流ピークに対して、領域Ｂでの漏洩電流ピークが増大していることが分かる。ここで、領域Ｂは、電源電流Ｉｓが不連続である領域、すなわち電源電流Ｉｓの不連続領域と言える。領域Ｂは、電源電圧Ｖｓのゼロクロスを含む、ゼロクロス周辺の領域である。

　図１５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において電源電流Ｉｓが不連続領域にあるときの整流回路３の挙動を模式的に示す図である。図１６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において図１５に示すスイッチング状態のときに検出される電源電流Ｉｓを示す図である。まず、電力変換装置１００では、（１）の段階で電源短絡モードになることで、電源電流Ｉｓが増加する。電力変換装置１００は、その後、負荷電力供給モードに遷移し、（３）の段階で電源電流Ｉｓが非導通となる。図１６の（３）に示すように、電源電流Ｉｓが非導通、すなわちゼロになる期間を有する領域が、前述の電源電流Ｉｓの不連続領域である。このとき、電力変換装置１００では、（２）の段階で電源電流Ｉｓ及びリアクタ２に蓄積されたエネルギーによって電流が流れることで、スイッチング素子３１１～３２２のオンオフ状態は固定化される。しかしながら、電力変換装置１００は、（３）の段階に遷移すると、電源電流Ｉｓが非導通になることで、スイッチング素子３１１～３２２のドレイン電位およびソース電位が不定となる。このとき、電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１～３２２の寄生容量の充放電電流が漏洩電流に変換されてしまい、漏洩電流が増加することとなる。

　そのため、本実施の形態では、電力変換装置１００の制御部１０は、電源電圧の位相θｓが０度および１８０度のゼロクロス付近では、ゼロクロスを中心としてスイッチング停止範囲Δθを設定する。スイッチング停止範囲Δθは、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止する範囲、すなわち位相である。図１７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０による、漏洩電流を低減するための制御内容を示す図である。電力変換装置１００は、前述のように、電源電流Ｉｓが不連続となる領域でスイッチング素子をスイッチングすることで漏洩電流が増大するため、電源電流Ｉｓが不連続にならないように電流制御を行う。電力変換装置１００の制御部１０は、図１７に示すように、電源電圧Ｖｓの位相が０度および１８０度付近でスイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止する。具体的には、制御部１０は、電源電圧Ｖｓの位相が０度の前後の各スイッチング停止範囲Δθの範囲、および電源電圧Ｖｓの位相が１８０度の前後の各スイッチング停止範囲Δθの範囲でスイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止する。この結果、図１６に示すような、電源電流Ｉｓがゼロになる（３）の領域がなくなる。制御部１０は、電源電流Ｉｓが不連続状態にならないようにすることで、漏洩電流の増大を抑制することができる。

　ここで、制御部１０は、図１７に示すように、電源電圧Ｖｓの位相の０度および１８０度に対して前後にスイッチング停止範囲Δθを設定し、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止する。この場合、電力変換装置１００では、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止することによって力率改善能力が低下する。そのため、制御部１０は、負荷電力、電源電流Ｉｓなどに応じてスイッチング停止範囲Δθを調整することが好ましい。図１８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０が設定するスイッチング停止範囲Δθを示す図である。図１８では、一例として、制御部１０が、フルＰＡＭ制御の動作領域において、負荷電力が大きくなるにつれてスイッチング停止範囲Δθを小さくし、最終的にゼロとする制御の例を示している。制御部１０は、図１８に示すように、スイッチング停止範囲Δθを制御することによって、漏洩電流の増加と力率改善性能とのトレードオフを成立させることができる。

　電源電流Ｉｓの不連続領域を無くすため、制御部１０が、電源電圧Ｖｓの位相に応じてスイッチングを停止する場合について説明したが、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧Ｖｓの検出値を使うなど、代替可能な物理量を用いてスイッチング停止範囲Δθを制御することで、同様の効果を得ることができる。このように、制御部１０は、整流回路３の動作に応じて、各スイッチング素子３１１～３２２のスイッチング回数を変更する。実施の形態１において、制御部１０は、交流電源１から出力される交流電圧である電源電圧Ｖｓの極性が変化するゼロクロスを含み、交流電圧の規定された位相の範囲、すなわちスイッチング停止範囲Δθにおいてスイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止する。制御部１０は、規定された位相の範囲を、電力変換装置１００に接続される負荷５０へ供給される負荷電力に応じて変更する。

　制御部１０の動作を、フローチャートを用いて説明する。図１９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０の動作を示すフローチャートである。制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７、及びゼロクロス検出部９のうち少なくとも１つから、整流回路３の動作状態を示す物理量を取得する（ステップＳ１１）。制御部１０は、取得した物理量を用いてスイッチング停止範囲Δθを設定する（ステップＳ１２）。制御部１０は、取得した物理量及び設定したスイッチング停止範囲Δθを用いて、各スイッチング素子の駆動信号を生成する（ステップＳ１３）。

　つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図２０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

　プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、電源電圧Ｖｓの位相の０度および１８０度に対して前後にスイッチング停止範囲Δθを設定し、各スイッチング停止範囲Δθの範囲でスイッチング素子３２１，３２２のスイッチングを停止する。これにより、制御部１０は、電源電流Ｉｓが不連続状態にならないようにすることで、漏洩電流の増大を抑制することができる。

実施の形態２．
　実施の形態２では、スイッチング周波数を変更することによって漏洩電流を低減する。

　実施の形態２において、電力変換装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。図２１は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御部１０による、漏洩電流を低減するための制御内容を示す図である。図２１は、電力変換装置１００の制御部１０が、整流回路３のスイッチング素子３２１，３２２に対するスイッチング周波数を三角波状に変更することを示している。具体的には、制御部１０は、電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近では、スイッチング周波数が小さくなるように動作させる。電力変換装置１００は、電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近でスイッチング周波数を小さくすることによって、ゼロクロス付近においてスイッチング周期が長くなることで、電源短絡モードを形成可能な時間を長くすることが可能となる。そのため、電力変換装置１００では、リアクタ２にエネルギーを蓄積する時間が増えることで、電源電流が不連続になりにくくなる。電力変換装置１００では、電源電流Ｉｓが不連続とならないことで、漏洩電流のピークが増大しにくくなる。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近においてスイッチング周波数を小さくすることとした。具体的には、制御部１０は、交流電圧の位相に応じてスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周期を変更する。これにより、電力変換装置１００は、電源電流が不連続になりにくいことから、漏洩電流の発生を低減することができる。

実施の形態３．
　実施の形態３では、制御部１０が駆動信号を生成する際の演算処理に使用する電流指令値の形状を変更することによって漏洩電流を低減する。

　実施の形態３において、電力変換装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。図２２は、実施の形態３に係る電力変換装置１００の制御部１０で使用される電流指令値の例を示す図である。図２２において、左側の正弦波は、実施の形態１において、制御部１０が図１０に示す構成によって演算を行う場合に使用される正弦波電流指令値である。図２２において、右側の矩形波は、実施の形態３において、制御部１０が図１０に示す構成によって演算を行う場合に使用される、位相が調整された矩形波電流指令値である。図２２で示される矩形波電流指令値は、電源電圧位相の０度および１８０度、すなわちゼロクロスに対して、前後にスイッチング停止範囲Δθが設定されている。

　実施の形態１で説明したように、制御部１０は、フルＰＡＭ制御では、電流フィードバック制御を行う。制御部１０は、電流フィードバック制御では、電源電流検出値と電流指令値との差分をとってＰＩ制御する。ここで、パッシブ状態の電源電流Ｉｓの波形は、電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近、すなわち電源電圧Ｖｓ＜母線電圧となる領域では、電源電流Ｉｓが流れないため、電流フィードバック制御の入力となる差分はゼロとなる。この場合、制御部１０において電流フィードバック制御によって演算されるＤｕｔｙ^＊は必然的にゼロとなる。Ｄｕｔｙ^＊がゼロになることで、電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１～３２２のスイッチングは停止することになる。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、電流フィードバック制御の際に使用する電流指令値として、スイッチング停止範囲Δθが設定された矩形波電流指令値とする。制御部１０は、スイッチング素子に対する駆動信号を生成する際の電流フィードバック制御に使用する電流指令値を矩形波状に設定し、交流電圧の極性が変化するゼロクロスを含み、交流電圧の規定された位相の範囲においてゼロとする。これにより、電力変換装置１００は、電源電流Ｉｓの不連続領域における漏洩電流の増加を防止することが可能となる。

実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。

　図２３は、実施の形態４に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。

　インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated　Gate　Commutated　Thyristor）、ＦＥＴ（Field　Effect　Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。

　モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。

　電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、整流回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。

　このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。

　また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。

実施の形態５．
　実施の形態５では、実施の形態４で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。

　図２４は、実施の形態５に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態４のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。

　圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。

　また、本実施の形態では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。

　また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。

　また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。

　また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　交流電源、２　リアクタ、３　整流回路、４　平滑コンデンサ、５　電源電圧検出部、６　電源電流検出部、７　母線電圧検出部、９　ゼロクロス検出部、１０　制御部、３１　第１のアーム、３２　第２のアーム、４１　インバータ、４２　モータ、４３　インバータ制御部、４４　モータ電流検出部、５０　負荷、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００　電力変換装置、１０１　モータ駆動装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２　スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ　寄生ダイオード、３２１ｂ，３２２ｂ　ダイオード、５０１　第１の配線、５０２　第２の配線、５０３　第３の配線、５０４　第４の配線、５０６　第１の接続点、５０８　第２の接続点、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、７００　空気調和機。

Claims

　第１端部と第２端部を有し、前記第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、
　前記リアクタの前記第２端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、前記交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
　前記整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
　を備え、
　前記整流回路の動作に応じて前記スイッチング素子のスイッチング回数を変更する電力変換装置。
　前記交流電圧の極性が変化するゼロクロスを含み、前記交流電圧の規定された位相の範囲において前記スイッチング素子のスイッチングを停止する請求項１に記載の電力変換装置。
　前記規定された位相の範囲を、前記電力変換装置に接続される負荷へ供給される負荷電力に応じて変更する請求項２に記載の電力変換装置。
　前記交流電圧の位相に応じて前記スイッチング素子のスイッチング周期を変更する請求項１に記載の電力変換装置。
　前記スイッチング素子に対する駆動信号を生成する際の電流フィードバック制御に使用する電流指令値を矩形波状に設定し、前記交流電圧の極性が変化するゼロクロスを含み、前記交流電圧の規定された位相の範囲においてゼロとする請求項１に記載の電力変換装置。
　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
　請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置と、
　前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
　を備えるモータ駆動装置。
　モータと、
　請求項６に記載のモータ駆動装置と、
　を備える空気調和機。