JP6425819B2 - 電動機駆動装置および冷凍空調装置 - Google Patents

電動機駆動装置および冷凍空調装置 Download PDF

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Description

本発明は、直流電力から変換された交流電力により電動機を駆動する電動機駆動装置および冷凍空調装置に関する。
インバータを構成するスイッチング素子の駆動信号を生成する手法としてＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調が用いられることが多い。ＰＷＭ変調は、スイッチング周期に対するＯＮ時間およびＯＦＦ時間の比率を制御することにより、スイッチング素子が瞬時的に出力可能な電圧を、スイッチング周期における平均電圧として出力可能な変調方式である。ＰＷＭ変調は、非同期ＰＷＭ変調と同期ＰＷＭ変調に大別される。ＰＷＭ変調によるスイッチング素子駆動信号の生成方法では、出力電圧指令値とキャリアとの大小関係を比較する搬送波比較方式が採用されることが多い。
キャリア周波数を出力電圧指令値の周波数の整数倍に制御する方式が同期ＰＷＭ変調であり、どのような出力電圧指令値の周波数においてもキャリア周波数を一定とする場合が非同期ＰＷＭ変調方式となる。特許文献１に示されるインバータ装置では、同期ＰＷＭ変調方式が採用され、モータの加速度または騒音に応じてＰＷＭ周波数の変化量を制御する手法が提案されている。
特許第５０７５８９２号公報
特許文献１に代表される従来のインバータ装置の負荷である空調機器の圧縮機では、圧縮機の動作サイクルにより負荷トルクが周期的に変動する。このように負荷トルクが周期的に変動する負荷を駆動する場合でも従来のインバータ装置ではキャリア周波数が出力電圧指令値の周波数の整数倍に制御される。特許文献１には、負荷トルクの周期的な変動に応じてキャリア周波数を変化させてインバータの出力電圧を制御することで、インバータの更なる低損失化を図ることについての具体的な開示がなされていない。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータの更なる低損失化を図ることができる電動機駆動装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電動機駆動装置は、直流電力から変換された交流電力により電動機を駆動する電動機駆動装置であって、同期パルス幅変調信号を受信し、前記電動機に前記交流電力を供給するインバータと、前記同期パルス幅変調信号を生成して前記インバータに供給するインバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、前記電動機の機械角１周期内の第１の期間に生成する前記同期パルス幅変調信号のパルス数を、前記電動機の機械角１周期内の第２の期間に生成する前記同期パルス幅変調信号のパルス数よりも低下させ、前記第１の期間は、負荷トルクが前記第２の期間の負荷トルクよりも低い期間である。
本発明に係る電動機駆動装置は、インバータの更なる低損失化を図ることができるという効果を奏する。
本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置の構成を示す図 本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置の電圧指令生成部の構成図 本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置のパルス数設定部の構成図 本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置の同期ＰＷＭ制御部の構成図 本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置で駆動される電動機の負荷である密閉型の圧縮機の横断面図 図５に示すローリングピストンが１回転する際の負荷トルクの変動を示す図 本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置で圧縮機を駆動する際のＵ相電流とｑ軸電流と圧縮機の機械角と電動機の電気角との関係を示す図 同期ＰＷＭ変調方式による電圧指令とキャリア波を示す図 電圧指令とキャリア波とＰＷＭ信号との関係を示す図 本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置によりキャリア波の周波数を変化させた場合の動作を説明するための図 電動機で生じる銅損と電動機で生じる鉄損とインバータを構成する複数の半導体スイッチング素子の各々のスイッチング損失を合計した回路損とを示す図 本発明の実施の形態に係るヒートポンプ装置の構成例を示す図 ヒートポンプ装置を適用した冷凍空調装置の構成図 図１３に示す冷凍空調装置の冷媒の状態についてのモリエル線図
以下に、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置および冷凍空調装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
図１は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置の構成を示す図である。電動機駆動装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を交流電力に変換する複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆと各々が半導体スイッチング素子２ａから２ｆの各々に並列に接続された複数のダイオード３ａから３ｆとで構成され、図示しない負荷を駆動する電動機４に交流電力を出力するインバータ５と、インバータ５の入力側に印加される直流電圧の電圧値を検出する電圧検出部６と、インバータ５に流入する直流電流の電流値を検出する電流検出部７とを備える。
さらに電動機駆動装置１００は、電圧検出部６で検出された電圧と電流検出部７で検出された電流とを入力としてパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成してインバータ５に出力しインバータ５をスイッチング動作させるインバータ制御部８とを備える。
インバータ制御部８は、電動機４の機械角１周期内、すなわち電動機４に駆動される負荷の機械角１周期内の第１の期間に生成するパルス幅変調信号のパルス数を、電動機４の機械角１周期内の第２の期間に生成するパルス幅変調信号のパルス数よりも低下させるように構成されている。第１の期間は、負荷トルクが第２の期間の負荷トルクよりも低い期間である。以下では電動機４の機械角１周期を、負荷の機械角１周期と読み替える。インバータ制御部８は、電圧検出部６で検出された電圧Ｖｄｃと電流検出部７で検出された電流Ｉｄｃに基づき電圧指令を生成する電圧指令生成部９と、電流Ｉｄｃから得られる負荷情報に基づいて負荷の機械角１周期中でＰＷＭ信号のパルス数を１回以上変化させるパルス数可変部１０とを備える。
パルス数可変部１０は、負荷に応じたパルス数を設定するパルス数設定部１１と、ＰＷＭ信号を出力して半導体スイッチング素子２ａから２ｆを駆動する同期ＰＷＭ制御部１２とを備える。パルス数可変部１０は、負荷の機械角１周期中でＰＷＭ信号のパルス数を１回以上変化させ、または電圧指令生成部９で生成された電圧指令の電気角１周期中でＰＷＭ信号のパルス数を変化させ、または電圧指令生成部９で生成された電圧指令の周波数が一定値以下のときにＰＷＭ信号のパルス数を変化させ、または負荷の機械角１周期内における負荷トルクの平均値が一定値以下のときにＰＷＭ信号のパルス数を変化させる。
なお本実施の形態で説明した直流電源１は交流電源をダイオードブリッジで整流して平滑化した直流電源でもよいし太陽電池またはバッテリに代表される直流電源を用いてもよい。またインバータ５を構成する複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆはトランジスタ、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、サイリスタ、またはＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）の何れの素子でもよい。
また複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆの半導体材料としては、主流であるケイ素（Ｓｉｌｉｃｏｎ：Ｓｉ）だけでなく、一般的にワイドバンドギャップ半導体と呼ばれる炭化ケイ素（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ：ＳｉＣ）、窒化ガリウム（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ：ＧａＮ）、またはダイヤモンド（Ｃａｒｂｏｎ：Ｃ）のいずれの半導体材料であってもよい。また本実施の形態では、電圧指令Ｖｕ＊の立下りゼロクロス点を電圧位相θｖの基準点、例えば０ラジアンとしているが、電圧位相θｖの基準点は電圧指令Ｖｕ＊の立下りゼロクロス点以外の位置でもよい。例えば電圧指令Ｖｖ＊の立下りゼロクロス点または電圧指令Ｖｗ＊の立下りゼロクロス点を電圧位相θｖの基準点としてもよい。
以下、インバータ制御部８の構成を詳細に説明する。
図２は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置の電圧指令生成部の構成図である。電圧指令生成部９は、電流検出部７で検出された電流Ｉｄｃから電動機４に流れるモータ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを復元する電流復元部１３と、電流復元部１３で復元されたモータ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを電動機４のロータ磁極位置θに基づいてｄｑ座標軸のｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換する座標変換部である三相二相変換部１４と、三相二相変換部１４で変換されたｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑと電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とに基づいてロータ磁極位置θと電動機４の速度推定値ωとを推定する位置速度推定部１５とを備える。
また電圧指令生成部９は、位置速度推定部１５で推定された速度推定値ωが速度指令値ω＊に一致するようなｄｑ座標上のｑ軸電流の指令値であるｑ軸電流指令Ｉｑ＊を生成する電流指令生成部１６と、三相二相変換部１４で変換されたｄ軸電流Ｉｄが図示しない電流指令生成部で生成されたｄｑ座標上のｄ軸電流の指令値であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊に一致するようなｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を求めると共に、ｑ軸電流Ｉｑが電流指令生成部１６で生成されたｑ軸電流指令Ｉｑ＊に一致するようなｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を求めるｄｑ軸電圧指令演算部１７とを備える。
さらに電圧指令生成部９は、電圧検出部６で検出された電圧Ｖｄｃと位置速度推定部１５で推定されたロータ磁極位置θとに基づいて、ｄｑ軸電圧指令演算部１７で演算されたｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する電圧指令変換部１８とを備える。
電圧指令変換部１８は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換すると共に、電圧指令Ｖｕ＊の立下りゼロクロス点を基準点とする電圧位相θｖを出力する。
なお電圧指令生成部９の構成要素は何れも公知であるため詳細な説明は省略する。電圧指令生成部９は電動機４を駆動可能な構成であれば図示例の構成に限定されない。
図３は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置のパルス数設定部の構成図である。パルス数設定部１１では、位置速度推定部１５で推定されたロータ磁極位置θと三相二相変換部１４で変換されたｑ軸電流Ｉｑとにより、負荷の機械角１周期に対応した負荷トルクの値を推定し、推定した負荷トルクの値に対応したパルス数Ｎを出力する。パルス数Ｎは、同期ＰＷＭ制御で用いるキャリア波の周波数を決定するための値である。
図４は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置の同期ＰＷＭ制御部の構成図である。同期ＰＷＭ制御部１２は、図２の電圧指令変換部１８から出力された電圧位相θｖに同期させるように、図３のパルス数設定部１１で設定されたパルス数Ｎに対応した周波数のキャリア波を生成するキャリア生成部１９と、図２の電圧指令変換部１８で変換された電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とキャリア生成部１９で生成されたキャリア波とを比較してＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成するＰＷＭ信号生成部２０とを備える。
次に電動機４の負荷と電動機駆動装置１００の動作を関連付けて説明する。
図５は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置で駆動される電動機の負荷である密閉型の圧縮機の横断面図である。図５に示す圧縮機３０は、シリンダ３１と、シリンダ３１の内部に配置されるローリングピストン３２と、ローリングピストン３２に貫通する回転軸３３とを備え、シリンダ３１には吸入口３４と吐出口３５が形成される。回転軸３３は電動機４のロータにも貫通しており、ローリングピストン３２の機械角１周期はロータの機械角１周期と等しい。シリンダ室３６は、吸入口３４に通じる低圧室３６ａと、吐出口３５に通じる高圧室３６ｂと、低圧室３６ａと高圧室３６ｂとを区画するベーン３６ｃとにより構成されている。
図１に示すインバータ５から電動機４に交流電力が供給されることにより図１に示す電動機４のロータが回転し、ロータの回転軸３３に設けられたローリングピストン３２がシリンダ３１内で回転する。このとき図示しない吸入パイプを通じて吸入口３４から低圧室３６ａ内に冷媒ガスが吸入され、吸入された冷媒ガスはシリンダ室３６で圧縮されて吐出口３５より吐き出される。図５（ａ）は上死点近くに位置するローリングピストン３２の状態を表し、このとき冷媒ガスがシリンダ３１内に吸入される。図５（ｂ）は時計周りに回転することにより吸入口３４からシリンダ３１内に吸入された冷媒ガスを圧縮しながら下死点に向かうローリングピストン３２の状態を表す。
このときシリンダ３１内の冷媒ガスがローリングピストン３２により圧縮される。図５（ｃ）は下死点を通過した後のローリングピストン３２の状態を表す。このとき圧縮された冷媒ガスが吐出口３５から排出される。
密閉型の圧縮機３０では、ローリングピストン３２が１回転する間、すなわち電動機４のロータが１回転する間に、冷媒の吸入、圧縮、および吐出という行程を経る。そのため圧縮機３０では、機械的な構造に起因して、ローリングピストン３２の機械角に応じた圧力変動、すなわち周期的な負荷トルクの変動を伴う場合がある。図５（ａ）に示すようにローリングピストン３２が上死点近くにある場合には負荷トルクが軽くなり、図５（ｂ），（ｃ）に示すようにローリングピストン３２が下死点付近にある場合には負荷トルクが重くなる。特に図示例の密閉型の圧縮機３０では、ローリングピストン３２の回転数が低下するほど負荷トルクの変動が大きくなる傾向がある。
図６は図５に示すローリングピストンが１回転する際の負荷トルクの変動を示す図である。横軸はローリングピストン３２の機械角を表し、縦軸は負荷トルクを表す。機械角で０°からα°までの範囲では負荷トルクが小さく、機械角でα°から３６０°までの範囲では負荷トルクが大きくなる。α°は例えば機械角で２００°から２４０°までの任意の角度である。
電動機駆動装置１００では、負荷の機械角１周期内のうちの一部の期間、例えば図６に示す機械角０°からα°までの範囲をトルク小領域とし、機械角α°から３６０°までの範囲をトルク大領域として、トルク小領域ではＰＷＭ信号のパルス数を第１の値であるパルス数Ａとし、トルク大領域ではＰＷＭ信号のパルス数をパルス数Ａよりも大きい第２の値であるパルス数Ｂとする。トルク小領域のパルス数Ａを低下させることにより、機械角０°からα°までの範囲において、図１に示す複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆのスイッチング回数が低減され、インバータ５を低損失で駆動することができる。
また機械角α°から３６０°までの範囲ではインバータ５の出力電圧が高く、負荷トルクに応じた出力トルクを得るためには密な制御が必要となるが、本実施の形態に係る電動機駆動装置１００によれば、機械角α°から３６０°の範囲で複数の半導体スイッチング素子２ａから２ｆを適切なスイッチング回数に制御することができる。またＰＷＭ信号のパルス数を機械角に応じた適切な値にすることにより、電動機４に対して制御性を劣化させることなく効率良く同期ＰＷＭ制御が可能となる。
図７は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置で圧縮機を駆動する際のＵ相電流とｑ軸電流と圧縮機の機械角と電動機の電気角との関係を示す図である。図７（ａ）は図１に示すインバータから出力されるＵ相電流の波形を表す。図７（ｂ）は図２の三相二相変換部１４で変換されたｑ軸電流Ｉｑの波形を表す。図７（ｃ）は図５の圧縮機３０に内蔵されるローリングピストン３２の機械角を表す。図７（ｄ）は電動機４の電気角を表す。
図７では、ローリングピストン３２が上死点近くに位置するときの機械角を０ラジアンと仮定し、また電動機４の磁極数を３極と仮定して、図６に示すような２つのトルク領域の各々にパルス数を変化させていない場合におけるＵ相電流およびｑ軸電流Ｉｑの波形が示される。
前述したように負荷トルクと機械角には相関性がある。通常の場合、電流とトルクは比例関係にあることを考慮すると、負荷トルクの小さい上死点近くでは電動機４に流れる電流は小さく設定し、負荷トルクの大きい下死点近くでは電動機４に流れる電流は大きく設定して駆動するのが適当である。負荷トルクの値はローリングピストン３２の機械角１周期内で特定されるため、ローリングピストン３２が下死点近くに位置する場合の電流は大きい必要があるが、ローリングピストン３２が上死点近くに位置するときの電流は小さくて良い。
ここで電動機４に流れる電流が小さい上死点近くでは出力電圧も小さいため、一般にＰＷＭ信号のスイッチング回数が小さくても制御性に影響を与えない。すなわち上死点近くではスイッチング回数を低減しても良い。
図８は同期ＰＷＭ変調方式による電圧指令とキャリア波を示す図である。図８の横軸は電圧位相θｖを表す。図８では上から順に同期９パルスモード、同期６パルスモード、および同期３パルスモードによるキャリア波の波形と電圧指令Ｖｕ＊が示される。同期９パルスモードでは電圧指令Ｖｕ＊の１周期中に９つのキャリア波が生成され、同期６パルスモードでは電圧指令Ｖｕ＊の１周期中に６つのキャリア波が生成され、同期３パルスモードでは電圧指令Ｖｕ＊の１周期中に３つのキャリア波が生成される。このように同期ＰＷＭ制御ではキャリア波の周波数が電圧指令の周波数の整数倍に制御される。
図９は電圧指令とキャリア波とＰＷＭ信号との関係を示す図である。θはロータ磁極位置を表し、θｖは電圧位相を表す。前述したようにキャリア生成部１９では、電圧位相θｖに同期させるようにパルス数Ｎに対応した周波数のキャリア波が生成される。パルス数Ｎは図３に示すパルス数設定部１１で設定される値である。従ってパルス数Ｎが９である場合、キャリア生成部１９では電圧指令Ｖｕ＊の周波数に対してキャリア波の周波数が９倍となる。図４のＰＷＭ信号生成部２０では電圧位相θｖを基準とする電圧指令Ｖｕ＊、電圧指令Ｖｖ＊、電圧指令Ｖｗ＊と、キャリア波とが比較され、図９に示すようなＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが生成される。
図示例では電圧指令Ｖｕ＊の１周期中、すなわち電圧位相θｖが０°から３６０°までの間にＰＷＭ信号ＵＰのオンオフが９回行われる。
図１０は本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置によりキャリア波の周波数を変化させた場合の動作を説明するための図である。図１０の横軸は電気角を表す。図１０には、電動機４の磁極数を３極と仮定して、ローリングピストン３２が１回転する間にキャリア生成部１９で生成されるキャリア波が示される。
図１０（ａ）には一定周期のキャリア波が示され、このキャリア波は例えば図６に示すトルク小領域におけるＰＷＭ信号のパルス数Ａとトルク大領域におけるＰＷＭ信号のパルス数Ｂとが同じ値のときに生成されるキャリア波である。
一方、図１０（ｂ）には周期を変化させたキャリア波が示される。このキャリア波は、図６に示すトルク小領域におけるＰＷＭ信号のパルス数Ａをトルク大領域におけるＰＷＭ信号のパルス数Ｂよりも低下させたときに生成されるキャリア波である。本実施の形態に係るインバータ制御部８では図１０（ｂ）に示すようにキャリア波が生成されるため、負荷の機械角１周期内で生成されるＰＷＭ信号のパルス数が低減される。
図１１は電動機で生じる銅損と電動機で生じる鉄損とインバータを構成する複数の半導体スイッチング素子の各々のスイッチング損失を合計した回路損とを示す図である。図１１に示す仕様Ａは、負荷トルクの変動の有無に係わらず電気角１周期中のパルス数を変化させずに通常の同期ＰＷＭ制御を行う従来の電動機駆動装置を表す。
仕様Ｂは本実施の形態に係る電動機駆動装置１００を表す。例えば仕様Ａでは図１０（ａ）に示すキャリア波で通常の同期ＰＷＭ制御が行われ、仕様Ｂでは図１０（ｂ）に示すキャリア波で同期ＰＷＭ制御が行われる。仕様Ｂでは、トルク小領域で疎なＰＷＭ制御となるため、電動機４の高調波鉄損は増加する。ところがトルク小領域では電流値が小さいため電動機４の高調波鉄損は微増に留まる。
一方、仕様Ｂではトルク小領域においてスイッチング損失が低減する。そのため仕様Ｂの損失合計は仕様Ａの損失合計よりも下回り、有利な効果が得られる場合がある。特に銅損比率が大きい電動機を使用する場合、スイッチング損失の大きいデバイス、例えばスーパージャンクションＭＯＳ−ＦＥＴを利用する場合にはその傾向が顕著となる。
図１２は本発明の実施の形態に係るヒートポンプ装置の構成例を示す図である。ヒートポンプ装置２００は空気調和機または冷凍空調装置に適用され、電動機駆動装置１００と圧縮機３０と四方弁４０と熱交換器４１と膨張機構４２と熱交換器４３を備え、圧縮機３０、四方弁４０、熱交換器４１、膨張機構４２、および熱交換器４３が冷媒配管４４を介して接続されている。圧縮機３０はその内部にローリングピストン３２と電動機４を備える。
図１３はヒートポンプ装置を適用した冷凍空調装置の構成図である。図１４は図１３に示す冷凍空調装置の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図１３に示す圧縮機３０、熱交換器４１、膨張機構４２、レシーバ４５、内部熱交換器４６、膨張機構４７および熱交換器４３は、それぞれ配管によって接続され、当該配管を冷媒が循環する主冷媒回路を構成している。なお、圧縮機３０の吐出側には四方弁４０が設けられており、冷媒の循環方向の切り替えが可能である。また熱交換器４３の近傍にはファン４８が設けられている。
冷凍空調装置には、レシーバ４５と内部熱交換器４６との間から圧縮機３０のインジェクションパイプまでを接続するインジェクション回路４９が備えられている。インジェクション回路４９には、膨張機構５０と内部熱交換器４６が接続されている。
熱交換器４１には水が循環する水回路５１が接続される。水回路５１には、給湯器、ラジエータまたは床暖房が備える放熱器といった水を利用する装置が接続されている。
次に図１３と図１４を用いて冷凍空調装置の動作を説明する。まず冷凍空調装置が暖房運転する際の動作について説明する。圧縮機３０で冷媒が圧縮されることで、図１４のＡ点に示す高温高圧状態となる。
高温高圧状態の冷媒は圧縮機３０から主冷媒回路４９に吐出され、主冷媒回路４９を介して四方弁４０へと移送され、四方弁４０を経由した後に熱交換器４１へと移送され、熱交換器４１で熱交換されることで冷却されて、図１４のＢ点に示すように液化される。このとき水回路５１の水は冷媒から放熱された熱によって温められ、温められた水は暖房または給湯などに利用される。
熱交換器４１で液化された冷媒は、膨張機構４２へと移送され、膨張機構４２で減圧されることで、図１４のＣ点に示すように気液二相状態になる。気液二相状態の冷媒は、レシーバ４５へと移送され、レシーバ４５において圧縮機３０に移送された冷媒と熱交換される。これにより気液二相状態の冷媒は冷却されて図１４のＤ点に示すように液化する。
レシーバ４５で液化された冷媒は、図中のＰ点で分岐し、内部熱交換器４６に流れる冷媒は、内部熱交換器４６において膨張機構５０から圧縮機３０に移送される冷媒と熱交換されて、図１４のＥ点に示すようにさらに冷却される。なお膨張機構５０で減圧された冷媒は気液二相状態である。内部熱交換器４６で冷却された冷媒は、膨張機構４７へと移送されて減圧され、図１４のＦ点に示すように気液二相状態になる。
膨張機構４７で気液二相状態になった冷媒は、熱交換器４３に移送され、熱交換器４３において外気と熱交換され、図１４のＧ点に示すように加熱される。熱交換器４３で加熱された冷媒は、四方弁４０へと移送され、四方弁４０を経由した冷媒はレシーバ４５へと移送される。レシーバ４５に移送された冷媒は図１４のＨ点に示すようにレシーバ４５でさらに加熱され、加熱された冷媒は圧縮機３０に移送される。
一方、図１４のＤ点に示す冷媒、すなわちＰ点で分岐した他方の冷媒は、膨張機構５０において図１４のＩ点に示すように減圧される。減圧された冷媒は、内部熱交換器４６で熱交換され、図１４のＪ点に示すように気液二相状態となる。内部熱交換器４６で熱交換された冷媒は圧縮機３０へ移送される。
圧縮機３０では、図１４のＨ点に示すようにレシーバ４５から圧縮機３０へ移送された冷媒が中間圧まで圧縮され、圧縮された冷媒は図１４のＫ点に示すように加熱される。加熱された冷媒は、内部熱交換器４６で熱交換された冷媒と合流することで、図１４のＬ点に示すようにその温度が低下する。そして、温度が低下した冷媒が圧縮機３０でさらに圧縮される。加熱された冷媒は図１４のＡ点に示すように高温高圧となり、圧縮機３０から主冷媒回路４９に吐出される。
なお本実施の形態では、直流電源とインバータとの間に流れる直流電流を検出してインバータ制御部８に取り込み例を説明したが、インバータと電動機との間に流れる相電流を検出する相電流検出部を設けて、相電流検出部で検出された相電流をインバータ制御部８の制御で用いる構成でもよい。この場合、図２に示す三相二相変換部１４では相電流検出部で検出された相電流をロータ磁極位置θに基づいてｄｑ座標軸のｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑに変換される。このように三相二相変換部１４では直流電流または相電流を用いてｄ軸電流とｑ軸電流が求められる。
また本実施の形態では、図３に示すパルス数設定部１１において、ｑ軸電流Ｉｑにより負荷の機械角１周期に対応した負荷トルクの値を推定しているが、負荷トルクと機械角との相関性のある電流情報を用いることができればよいため、パルス数設定部１１は、座標変換後の直流量であるｑ軸電流Ｉｑの代わりに、モータ相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いてパルス数を設定してもよいし、ｑ軸電流Ｉｑの代わりに三相二相変換部１４で変換されたｄ軸電流Ｉｄを用いてもよい。
また本実施の形態では図６に示すように負荷の機械角１周期がトルク小領域に対応する期間とトルク大領域に対応する期間との２つの期間に分けられたときの制御例を説明したが、機械角１周期の分割数は２つの限定されるものではなく、例えば負荷の機械角１周期は３つ以上の期間に分けられ、パルス数設定部１１は、複数の期間の各々の期間に、異なる値のキャリア波のパルス数を設定してもよい。このように機械角１周期を３つ以上の期間に分けてその期間に対応するパルス数を設定することにより、キャリア周波数をより細やかに変化させることができる。
また本実施の形態においてインバータ制御部８は、少なくともプロセッサとメモリを備え、インバータ制御部８の動作はソフトウエアにより実現することができる。
以上に説明したように本実施の形態に係る電動機駆動装置は、インバータと、直流電源とインバータとの間で検出された直流電圧と、直流電源と電動機との間で検出された電流とを入力として、パルス幅変調信号を生成してインバータに出力し、インバータをスイッチング動作させるインバータ制御部とを備え、インバータ制御部は、負荷の機械角１周期内の第１の期間に生成するパルス幅変調信号のパルス数を、負荷の機械角１周期内の第２の期間に生成するパルス幅変調信号のパルス数よりも低下させる。
この構成により、トルク小領域におけるＰＷＭ信号のパルス数が、トルク大領域におけるＰＷＭ信号のパルス数よりも低減され、トルク小領域におけるスイッチング回数を減らすことができ、トルク小領域における回路損を低減し、インバータ５の更なる低損失化を図ることができる。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
１ 直流電源、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ，２ｅ，２ｆ 半導体スイッチング素子、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，３ｅ，３ｆ ダイオード、４ 電動機、５ インバータ、６ 電圧検出部、７ 電流検出部、８ インバータ制御部、９ 電圧指令生成部、１０ パルス数可変部、１１ パルス数設定部、１２ 同期ＰＷＭ制御部、１３ 電流復元部、１４ 三相二相変換部、１５ 位置速度推定部、１６ 電流指令生成部、１７ ｄｑ軸電圧指令演算部、１８ 電圧指令変換部、１９ キャリア生成部、２０ ＰＷＭ信号生成部、３０ 圧縮機、３１ シリンダ、３２ ローリングピストン、３３ 回転軸、３４ 吸入口、３５ 吐出口、３６ シリンダ室、３６ａ 低圧室、３６ｂ 高圧室、３６ｃ ベーン、４０ 四方弁、４１ 熱交換器、４２ 膨張機構、４３ 熱交換器、４４ 冷媒配管、４５ レシーバ、４６ 内部熱交換器、４７ 膨張機構、４８ ファン、４９ インジェクション回路、５０ 膨張機構、５１ 水回路、１００ 電動機駆動装置、２００ ヒートポンプ装置。

Claims (12)

  1. 直流電力から変換された交流電力により電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    同期パルス幅変調信号を受信し、前記電動機に前記交流電力を供給するインバータと、
    前記同期パルス幅変調信号を生成して前記インバータに供給するインバータ制御部と、
    を備え、
    前記インバータ制御部は、前記電動機の機械角１周期内の第１の期間に生成する前記同期パルス幅変調信号のパルス数を、前記電動機の機械角１周期内の第２の期間に生成する前記同期パルス幅変調信号のパルス数よりも低下させ、
    前記第１の期間は、負荷トルクが前記第２の期間の負荷トルクよりも低い期間である電動機駆動装置。
  2. 直流電力から変換された交流電力により電動機を駆動する電動機駆動装置であって、
    同期パルス幅変調信号を受信し、前記電動機に前記交流電力を供給するインバータと、
    前記同期パルス幅変調信号を生成して前記インバータに供給するインバータ制御部と、
    を備え、
    前記インバータ制御部は、前記電動機の機械角１周期内の第１の期間に生成する前記同期パルス幅変調信号のパルス数を、前記電動機の機械角１周期内の第２の期間に生成する前記同期パルス幅変調信号のパルス数よりも低下させ、
    前記第１の期間は、負荷トルクが前記第２の期間の負荷トルクよりも低い期間であり、
    前記第１の期間において前記電動機に供給される交流電力と、前記第２の期間において前記電動機に供給される交流電力とは、同一の構成のインバータから出力される
    電動機駆動装置。
  3. 直流電源と前記インバータとの間に流れる直流電流を検出し、または前記インバータと前記電動機との間に流れる相電流を検出する電流検出部を備える請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
  4. 前記インバータ制御部は、前記直流電流または前記相電流を用いてｄ軸電流とｑ軸電流を求める座標変換部を備える請求項３に記載の電動機駆動装置。
  5. 前記インバータ制御部は、前記直流電流または前記相電流を用いて、前記同期パルス幅変調信号を生成するためのキャリア波のパルス数を設定するパルス数設定部を備える請求項３に記載の電動機駆動装置。
  6. 前記インバータ制御部は、前記ｄ軸電流または前記ｑ軸電流を用いて、前記同期パルス幅変調信号を生成するためのキャリア波のパルス数を設定するパルス数設定部を備える請求項４に記載の電動機駆動装置。
  7. 前記電動機の機械角１周期が複数の期間に分けられ、
    前記パルス数設定部は、前記複数の期間の各々の期間に、異なる値の前記キャリア波のパルス数を設定する請求項５または請求項６に記載の電動機駆動装置。
  8. 前記インバータ制御部は、前記電動機の機械角１周期中で前記同期パルス幅変調信号のパルス数を１回以上変化させるパルス数可変部を備える請求項１から請求項７の何れか一項に記載の電動機駆動装置。
  9. 前記インバータ制御部は、電圧指令の電気角１周期中で前記同期パルス幅変調信号のパルス数を変化させるパルス数可変部を備える請求項１から請求項７の何れか一項に記載の電動機駆動装置。
  10. 前記インバータ制御部は、電圧指令の周波数が一定値以下のときに前記同期パルス幅変調信号のパルス数を変化させるパルス数可変部を備える請求項１から請求項７の何れか一項に記載の電動機駆動装置。
  11. 前記電動機の機械角１周期内における負荷トルクの平均値が一定値以下のときに前記同期パルス幅変調信号のパルス数を変化させるパルス数可変部を備える請求項１から請求項７の何れか一項に記載の電動機駆動装置。
  12. 請求項１から請求項１１の何れか一項に記載の電動機駆動装置を搭載した冷凍空調装置。
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