JP5075892B2 - インバータ装置及び、それを用いた空調機，洗濯機，冷蔵庫 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石同期モータを駆動するインバータ装置に関わり、特に、ＰＷＭ制御を用いて高回転駆動を行うインバータ装置及び、それを用いた空調機，洗濯機，冷蔵庫に関する。

一般に永久磁石同期モータ（以下モータと称す）を可変速駆動するには、直流電力を任意の周波数と電圧に変換するインバータ装置が用いられる。インバータ装置は、半導体スイッチング素子を用いた主回路と上記スイッチング素子を制御する制御器から構成され、上記スイッチング素子をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）することにより、モータへの印加電圧及び周波数を制御することによりモータの回転数制御を行っている。

また、上記インバータ装置を用いた空調機，洗濯機及び冷蔵庫は、白物家電と呼ばれ、家庭での電力消費量の上位を占める製品である。そこで、これら製品は省エネ化が重要な開発課題となっている。一方で、これら製品は、高出力化，大容量化も進んでいるため、これら製品に適用するインバータ装置の今後の開発課題は、省エネ化と高出力化の両立である。

ここで、高出力化を考えた場合、モータを高速回転で駆動すれば良いが、永久磁石同期モータは回転数に比例して誘起電圧が増加するため、インバータ装置の入力である直流電圧以上で駆動できない。

上記を解決する方法として、一般的に弱め界磁制御や過変調ＰＷＭ制御が適用されている。弱め界磁制御は、無効電流であるｄ軸電流を流すことにより、磁石磁束を打ち消して高回転化を行う制御法であるが、無効電流を流す必要があり、損失の増加やインバータ装置の電流容量の制約が発生する。

これに対して、過変調ＰＷＭ制御は、ＰＷＭ信号の変調率を上げることにより、モータ印加電圧の基本波成分を増加させる方式である。この場合、モータ印加電圧は正弦波にはならず、台形波状となるが、基本波成分は増加する。本方式は、弱め界磁制御と違い、直流電圧を有効利用する方式であるので、損失の増加は少なく、モータの高回転化が可能となる。

現在の白物家電製品では、上記弱め界磁制御と過変調ＰＷＭ制御を併用している製品が多い。

以上の通り、過変調ＰＷＭ制御は高回転化の有効な手段の一つであるが、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍付近ではモータ電流が変動する不安定領域があることが知られている。特に、過変調ＰＷＭ制御領域で顕著に発生する。

上記モータ電流の脈動を抑制する方式として、鉄道やエレベータ等大容量機器では同期ＰＷＭ制御方式が適用されている。同期ＰＷＭ制御方式は、特許文献１記載のように、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍に必ずなるように、モータ印加電圧周波数に同期させたＰＷＭ信号を出力（ＰＷＭ周波数変更）する方式であり、高周波スイッチング動作が困難な大容量機器を中心に開発された技術である。

一方、白物家電をはじめとする低中容量機器では、非同期ＰＷＭ制御方式が主流であり、非同期ＰＷＭ制御時の解決方法として、特許文献２，３が提案されている。基本的な手法は、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍にならないようにＰＷＭ周波数を変更する方式である。

本方式でも、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍時に発生するモータ電流の脈動抑制が可能である。

しかし、上記２方式を白物家電製品に適用する場合、解決しなければならない課題がある。

それは、ＰＷＭ周波数の変更方法である。上記どちらの方式もモータ電流の脈動を抑制するために、ＰＷＭ周波数をモータ印加電圧周波数に応じて変更する方式が記載されているが、実際の製品では、配管などの機械系とＰＷＭ周波数による共振が起こり、騒音や異音の発生原因となる。特に白物家電製品では、聴感も重要な項目であり、製品の最終検討時にＰＷＭ周波数を微調整して決定している。

このため、運転時にＰＷＭ周波数を広範囲に変更することはできず、モータ回転数の駆動範囲が広い空調機等は特に同期ＰＷＭ制御方式は適用できない。また、非同期ＰＷＭ制御方式の特許文献２，３記載の方式は、具体的なＰＷＭ周波数の変更方法の記載がなく、実際の製品適用に対して考慮がされていない。

言い換えると、白物家電をはじめとする製品へ適用するインバータ装置は、ＰＷＭ周波数を大幅に変化させることはできず、所定の微小範囲で変化させる必要があるが、前記先行技術は実際の製品適用に対して検討がされていなかった。

以上の通り、先行技術として、ＰＷＭ周波数を変更する方式について述べたが、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の整数倍時のモータ電流脈動を抑制する方法として、モータ印加電圧周波数の電圧位相を微小変動させる方式も考えられる。

モータ電流脈動の原因は、ＰＷＭ周期とモータ印加電圧周期が所定の期間同期状態になり、その時に実際に印加されるモータ電圧がオフセットを持つことにより、制御系に誤差を生じることにより発生する。

図６を用いて具体的に説明する。図６は、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍で、特に過変調ＰＷＭ制御を行った際に顕著に発生する原因の説明図である。

図６はＰＷＭ信号作成用の三角波信号（キャリアと呼ぶ）とモータ印加電圧指令値（過変調制御状態の１相分信号）を示している。ＰＷＭ信号（ＰＷＭパルス）は、上記キャリアと上記モータ印加電圧指令値を比較して作成される。

図６に示す通り、過変調状態では、モータ印加電圧指令値がほとんど最大値になった台形波状態となっているため、ＰＷＭ信号は図の通り殆どパルスが入らない信号となる。

ここで、図６（ａ）はキャリアと電圧指令の位相差が０の場合、図６（ｂ）はキャリアと電圧指令の位相差が１８０の場合、図６（ｃ）はキャリアと電圧指令の位相差が２７０の場合のＰＷＭ信号を示している。また、ＰＷＭ信号は、「１」の場合は、正電圧がモータに印加され、「０」の場合は、負電圧が印加されることを示している。

図６（ａ）の場合、モータへの印加電圧はパルスの入り方が電圧の半周期毎異なっているので、全体としては負のオフセットが乗ったモータ電圧が印加されることになる。次に図６（ｂ）の場合は、パルスの入り方が均一になるため、印加電圧にオフセットは発生しない。また、図６（ｃ）の場合は、図６（ａ）とは反対に、印加電圧に正のオフセットが発生する。

このように、ＰＷＭ制御では、特に過変調制御時等ＰＷＭパルスが少ない場合のＰＷＭ制御では、キャリアと電圧位相の関係でモータ印加電圧にオフセットが発生するが、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍、つまり同期した場合は、モータ印加電圧の誤差（オフセット）が長い間固定され、その蓄積の影響でモータ電流に脈動が発生するのである。

そこで、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧が同期しないようにモータ印加電圧位相を微小変動させれば良いが、前記先行技術ではその手法の記載はない。

特開平７−２２７０８５号公報 特開２００２−１０１６８４号公報 特開平５−１６１３６４号公報

川端ら著 「位置センサレス・モータ電流センサレス永久磁石同期モータに関する検討」平成１４年電気学会 産業応用部門大会 Ｎo.１７１ ２００２年 岩路著 「家電製品に展開するレス＆レス制御の技術動向」２００６モータ技術シンポジウム ２００６年 戸張著 「センサ付き／センサレス対応磁石モータの新ドライブ制御技術」２００５モータ技術シンポジウム ２００５年

上述した通り、発明が解決しようとする課題は、製品適用を考慮した場合、製品としての共振点が存在し、ＰＷＭ周波数を大きく変化させられない点である。言い換えれば、ＰＷＭ周波数をなるべく変化させずにモータ電流の脈動を抑制する手段の開発である。

本発明のインバータ装置は、直流電力を入力とし、ＰＷＭ制御を用いて任意の周波数と電圧の交流電力をモータに印加して、前記モータを可変速駆動するインバータ装置であり、少なくともＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍付近になるモータ印加電圧周波数時に前記ＰＷＭ周波数を変更するインバータ装置であって、予め設定された基本ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比の整数成分Ｎ，少数成分ｎ、及び、ＰＷＭ周波数変化量ｄを用いて、前記少数成分ｎが第１所定値以下の場合は式（１）に従って前記ＰＷＭ周波数を変更し、前記少数成分ｎが第２所定値以上の場合は式（２）に従って前記ＰＷＭ周波数を変更し、前記第１所定値＜前記ＰＷＭ周波数変化量ｄ、１−前記ＰＷＭ周波数変化量ｄ＜前記第２所定値、０＜前記ＰＷＭ周波数変化量ｄ＜０.５である。

第１の実施例のモータ制御概略ブロック図である。（実施例１） インバータ装置の概略構成図である。（実施例１） ＰＷＭ周波数設定処理のフローチャートである。（実施例１） ＰＷＭ周波数変更動作説明図である。（実施例１） 本実施例の実機動作波形である。（実施例１） モータ電流脈動原因説明図である。（実施例２） 第２の実施例のモータ制御概略ブロック図である。（実施例２） 電圧位相微小変動イメージ図である。（実施例２） 電圧位相微小変動動作説明図である。（実施例２） 電圧位相微小変動処理のフローチャートである。（実施例２） 本実施例の利用形態であるモジュール外観図である。（実施例２） 本実施例の利用形態であるＨＩＣ外観図である。（実施例２） 第３の実施例のモータ制御概略ブロック図である。（実施例３） 第４の実施例のモータ制御概略ブロック図である。（実施例４） 第４の実施例の動作説明図である。（実施例４） ルームエアコンの外観図である。（実施例４） 洗濯機の外観図である。（実施例４） 冷蔵庫の外観図である。（実施例４）

＜第１の実施例＞
図１から図５を用いて第１の実施例を説明する。

図２にモータを駆動するインバータ装置の概略構成を示す。本インバータ装置は、直流電力を任意の周波数と電圧に変換した交流電力をモータに印加することによりモータの可変速駆動を行っている。

なお、一般的には直流電力は、商用電源を整流して作成しているが本図では省略し、直流電源として説明する。

本インバータ装置は、直流電源１の直流電力を入力としモータ３へ交流電力を供給する半導体スイッチング素子で構成されたインバータ主回路２と、前記インバータ主回路２へ入力されている直流電圧を検出する直流電圧検出回路５と、前記インバータ主回路２に流入する直流母線電流を検出する電流検出回路４と、上記直流電圧と直流母線電流と上位系からの速度指令値を基に前記モータ３の回転数制御を行う制御器６から構成されている。

図１は、上記制御器６で行われるモータ制御の概略ブロック図を示す。図示しないが、本制御は、例えばマイコンやＤＳＰなどの半導体演算素子を用いたソフトウエア処理で実現している。

図１の制御構成について簡単に説明する。本制御は、非特許文献１〜３記載のモータ電流センサレス＆位置センサレスベクトル制御を用いており、インバータ主回路に流入する直流母線電流からモータ電流を再現すると同時に、モータの回転速度及び位相の推定を行い、モータの速度制御を行うものである。ここでは、モータ制御に関する詳細な説明は省略する。

ｄ軸電流指令発生器６１は、ｄｑ座標上のｄ軸電流の指令値Ｉｄｃ^*を発生する処理で非突極モータの場合は通常０に固定され、突極モータの場合は、若干負の値を出力し、モータが一番効率良い状態になるように制御している。

速度制御器６２は、上位系からの速度指令値ｆ１^*と回転速度ｆ１との偏差が０になるようにｑ軸電流指令値Ｉｑｃ^*を発生する処理である。

電圧指令演算器６３は、前記電流指令（Ｉｄｃ^*，Ｉｑｃ^*）とモータ電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）から電流制御及び、モータ電圧モデルを用いて印加電圧指令（Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*）を算出する処理である。

ｄｑ／３相変換器６４は、前記電圧指令演算器６３で算出された印加電圧指令（Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*）を３相電圧指令（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）に変換する処理である。

ＰＷＭ制御器６５は、ｄｑ／３相変換器６４で変換された３相電圧指令（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）とＰＷＭ周波数ｆｐｗｍからＰＷＭ信号を作成する処理である。

電流再現演算器６６は、前記直流母線電流検出回路４からの直流母線電流Ｉｓｈからモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を再現する処理である。

３相／ｄｑ変換器６７は、前記モータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）をｄｑ座標上の電流値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）に変換する処理である。

速度＆位相推定器６８は、前記印加電圧指令（Ｖｄｃ^*，Ｖｑｃ^*）と前記モータ電流検出値（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）からモータ３の回転速度ｆ１と位相Θｄｃを推定する推定器である。

ＰＷＭ周波数設定器６９Ａは、予め設定されている基本ＰＷＭ周波数ｆｐｗｍ^*と回転速度ｆ１を基にＰＷＭ周波数信号ｆｐｗｍを前記ＰＷＭ制御器６５に出力している。

次に前記ＰＷＭ周波数設定器６９Ａの処理内容について、図３を用いて説明する。図３は、前記ＰＷＭ周波数設定器６９Ａ内部で行われている演算処理のフローチャートである。本演算処理は、Ｓｔｅｐ１で、基本ＰＷＭ周波数ｆｐｗｍ^*と前記回転速度ｆ１の比の整数成分Ｎと少数成分ｎを算出する。

Ｓｔｅｐ２では、上記少数成分ｎを予め設定されているＰＷＭ周波数変化量ｄ（０＜ｄ＜０.５）と比較し、
ｎ＜ｄの場合は、Ｓｔｅｐ３＿Ａにて、ＰＷＭ周波数信号ｆｐｗｍを式（１）に従って算出する。１−ｄ＜ｎの場合は、Ｓｔｅｐ３＿Ｂにて、ＰＷＭ周波数信号ｆｐｗｍを式（２）に従って算出する。

上記以外の場合は、Ｓｔｅｐ３＿Ｃにて前記基本ＰＷＭ周波数ｆｐｗｍ^*をＰＷＭ周波数信号ｆｐｗｍとして出力する。

以上の処理を繰り返し行うと図４（ａ）に示す通り動作する。図４は、横軸にモータ印加電圧周波数（回転数）、縦軸にＰＷＭ周波数を取り、モータ印加電圧周波数に対するＰＷＭ周波数の変更動作をイメージ化した動作説明図である。

この図に示すように、ＰＷＭ周波数は、基本ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の整数倍（Ｎ次，Ｎ＋１次など）の前後で増減する。言い換えると、整数倍になるモータ印加電圧周波数より前ではＰＷＭ周波数は微小増加させ、反対に、整数倍になるモータ印加電圧周波数より後ではＰＷＭ周波数は微小減少させる。

このような動作をさせると、整数倍になるモータ印加電圧周波数より前の領域では、ＰＷＭ周波数が増加するため、実際に整数倍になる回転数は、Ａ点からＢ点に移動する。反対に、整数倍になるモータ印加電圧周波数より後の領域では、ＰＷＭ周波数が減少するため、実際に整数倍になる回転数は、Ａ点からＣ点に移動する。

以上の通り、整数倍になる前のモータ印加電圧周波数では、ＰＷＭ周波数を増加、整数倍になった後のモータ印加電圧周波数では、ＰＷＭ周波数を減少させることで、モータ電流の脈動する領域が遠い方向に移動するので、より安定な制御が可能である。また、ＰＷＭ周波数の増減幅も少ない値で良く、ＰＷＭ周波数の変化量の最小化が可能となる。

ここで、図５に本実施例を用いた場合の実機の動作波形（モータ電流波形：１相分）を示す。図５（ａ）は、ＰＷＭ周波数を変更しない場合、図５（ｂ）は、本実施例を適用した場合である。なお、本実験条件は、モータ回転数６３６３rpm，ＰＷＭ周波数４.８７８３ｋＨｚ（回転周波数の２３次に設定）、ＰＷＭ周波数変化量ｄ０.２である。

図５に示す通り、本実施例を用いることにより、モータ電流の脈動が抑制される。

図４（ｂ）から図４（ｄ）に、モータ印加電圧周波数に対するＰＷＭ周波数の変化方法の動作イメージ図を示す。具体的な演算方法の説明は省略するが、図３に示したような処理を繰り返し行えば可能である。

ここで、図４（ｂ）と（ｄ）は、ＰＷＭ周波数をリニアに変化させた場合、図４（ｃ）は、ＰＷＭ周波数を全領域で大小に変化させた場合である。言い換えれば、図３で説明したｄを０.５と置いた場合である。なお、図４（ｄ）もｄ＝０.５としてＰＷＭ周波数をリニアに変更した場合である。ＰＷＭ周波数の変更方法は、適用する製品、つまりシステムに応じて選択すればよい。

また、本実施例では、図３に示す通り、モータ印加電圧周波数に対するＰＷＭ周波数を、上記演算処理を用いて算出していたが、予め演算を行った結果をテーブルデータとして記憶させておき、モータ印加電圧周波数に従ってテーブル検索でＰＷＭ周波数を決定しても問題ない。

また、ＰＷＭ周波数設定器６９Ａは、速度＆位相推定器６８の出力である回転速度ｆ１をそのまま入力として使用しているが、実際には、何らかのフィルタ処理を加えた回転速度を使用した方がより安定な制御が可能である。

また、速度制御器６２が正しく動作していることを考えると、回転速度ｆ１の変わりに速度指令ｆ１^*を用いても問題ない。

また、基本ＰＷＭ周波数は予め設定された固定値で説明したが、適用するシステムにおいては基本ＰＷＭ周波数を複数設定できる構成とし、動作中に基本ＰＷＭ周波数を変更することも可能である。そうすれば、機械系との共振点が多く存在するシステムでも対応が容易になる。

以上の通り、本実施例を用いることにより、ＰＷＭ周波数を大幅に変化させることなく、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数との関係で発生するモータ電流脈動を抑制できる。また、モータ印加電圧周波数が整数倍の前の領域ではＰＷＭ周波数を高い値、モータ印加電圧周波数が整数倍の後の領域ではＰＷＭ周波数を低い値に変更することにより安定制御領域の拡大ができ、ＰＷＭ周波数変更幅を最小限に抑えることができ、システムへの適用性を向上できる。

＜第２の実施例＞
図７から図１２を用いて第２の実施例を説明する。

ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍でモータ電流に脈動が発生する原因は、前記で図６を用いて説明した通りである。

よって、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が非整数倍、つまり常に非同期状態にできれば、モータ電流の脈動も発生しないことになる。上記第１の実施例では、ＰＷＭ周波数を微小変更させる手法を説明した。

しかし、インバータ装置を製品に適用する場合、前述した通り、製品の機械系との共振を避ける観点から極力ＰＷＭ周波数は変更したくない。そこで、第２の実施例では、ＰＷＭ周波数を変更せずに、モータ印加電圧位相を微小変動させる手法を説明する。

図７に第１の実施例同様、概略の制御ブロック図を示す。図１と同一符号は同一の動作をする。ここで、図１と異なるのは、ＰＷＭ周波数設定器６９Ａが削除され、電圧位相微小変動指令器７０が追加された構成となっているのみである。よって、電圧位相微小変動指令器７０の動作について説明する。

電圧位相微小変動指令器７０は、予め設定されている基本ＰＷＭ周波数と回転速度ｆ１を入力し電圧位相微小変動指令値ΔΘｖ^*を出力している。

図８に電圧位相微小変動動作のイメージ図、図９に図４同様の動作説明図を示す。図８はｄｑ座標系で示したモータ印加電圧の位相図である。図８に示す通り、基本的に固定されるモータ印加電圧位相を電圧位相微小変動指令値ΔΘｖ^*に従って変動させれば、図６で説明した通り、キャリアと電圧指令の位相が非同期となり、つまり同期する期間が短くなり、印加電圧オフセットが長い間発生することが無くなる。なお、電圧位相微小変動指令値ΔΘｖ^*は、所定の振幅で、所定の周期もしくはランダムに変化されば良い。

また、変化させるタイミングは、図９（ａ）に示す通り、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の整数倍付近のみでも十分であるが、図９（ｂ）に示す様に、所定の印加電圧周波数以上で常に微小変動させることも可能である。

ここで、図１０を用いて、図９（ａ）の動作時の前記電圧位相微小変動指令器７０での処理内容を説明する。図１０は、前記電圧位相微小変動指令器７０内部で行われる演算処理のフローチャートである。基本的動作は第１の実施例で説明した図３と同様である。

Ｓｔｅｐ１で、基本ＰＷＭ周波数ｆｐｗｍ^*と前記回転速度ｆ１の比の整数成分Ｎと少数成分ｎを算出する。

Ｓｔｅｐ２では、上記少数成分ｎを予め設定されているＰＷＭ周波数変化量ｄ（０＜ｄ＜０.５）と比較し、ｎ＜ｄもしくは１−ｄ＜ｎの場合は、Ｓｔｅｐ３＿Ａにて、予め設定されているモータ印加電圧位相の微小変動指令値ΔΘｖ^*で電圧位相を変動させる。上記以外の場合は、モータ印加電圧位相の微小変動指令値ΔΘｖ^*は零とする。

以上の通り出力されたモータ印加電圧位相の微小変動指令値ΔΘｖ^*を速度＆位相推定器６８からの位相に加算して、前記ｄｑ／３相変換器６４に入力すれば、前記ｄｑ／３相変換器６４は、微小変動指令値ΔΘｖ^*３だけ微小変動する３相電圧指令（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）を算出する。

ここで、微小変動指令値ΔΘｖ^*の変動幅は電気角で１０度以下、変動周期は回転周波数の１０倍程度が望ましく、変動周期は周期的でも非周期（ランダム）でも問題ない。

以上により図９（ａ）に示す通り、モータ印加電圧位相を微小変動させることが可能となり、第１の実施例同様にモータ電流の脈動を抑制できる。また、本実施例を用いれば、ＰＷＭ周波数の変更がないので、製品化時の騒音等の問題がない。

ここで、本実施例では、モータ印加電圧位相の微小変動指令値ΔΘｖ^*を速度＆位相推定器６８からの位相に加算して、前記ｄｑ／３相変換器６４に入力する構成で説明したが、速度＆位相推定器６８からの位相と微小変動指令値ΔΘｖ^*を別々にｄｑ／３相変換器に入力して、ｄｑ／３相変換器内部で電圧位相を変動させる構成としても何の問題もない。また、その他、電圧位相を微小変動できる構成であれば適用は可能である。

図１１，図１２に本実施例の利用形態を示す。図１１はインバータ主回路及び制御回路を一体化したモジュールの形態である。図１１の通り、モジュール化することにより、製品への適用が容易となり製品化のスピードアップや適用範囲の拡大が容易となる。

図１２は、本実施例の制御回路部をＨＩＣ化した形態である。このように制御回路部分だけＨＩＣ化すると、インバータ主回路としては市販のＩＰＭなど安価なモジュールの適用が可能となり、製品コストの低減が可能となる。

なお、本利用形態は、本実施例に限った話ではなく、本発明のすべての実施例で適用可能である。

＜第３の実施例＞
図１３を用いて第３の実施例を説明する。図１３は、第３の実施例の概略制御構成図である。図１及び図７記載の同一符号は同一の動作をする。ここで、異なるのは、ＰＷＭ周波数設定器６９Ｂのみである。

ＰＷＭ周波数設定器６９Ｂは、図１に示すＰＷＭ周波数設定器６９Ａの変更タイプで、図１３に示す通り、回転速度ｆ１以外に速度偏差Δｆ１も入力しており、速度偏差Δｆ１が所定範囲値以外では、ＰＷＭ周波数の変更を行わない。言い換えれば、モータの回転数が安定した状態時にのみＰＷＭ周波数の変更を行わせる構成としている。

詳細な説明は省略するが、モータ電流の脈動原因は、図６で説明した通り、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の同期状態が長く続く場合に発生する。言い換えれば、加減速中は影響が少ないので、ＰＷＭ周波数を変更しない方がモータ制御としては安定する。

そこで、速度偏差Δｆ１を用いて、ＰＷＭ周波数変更処理の停止／起動を行う構成とした。

ここで、本実施例は速度偏差Δｆ１を用いて回転数がある安定状態なのかの判定を行っているが、別の指標を用いても問題ない。例えば、速度＆位相推定器６８の位相の変動幅とか、速度制御器６２の出力値（Ｉｑｃ^*）とか、回転数が安定したことを判断できる値であれば問題ない。

本構成を用いることにより、加減速中のＰＷＭ周波数の頻繁な変更動作が無くなり、モータ制御としても安定な動作が可能となる。また、製品としての騒音等の影響も少なくなる。

なお、本実施例では、ＰＷＭ周波数を変更することで説明したが、前記第２の実施例等のモータ印加電圧位相を変動させる方式においても同様の効果が得られる。

＜第４の実施例＞
第４の実施例を図１４，図１５を用いて説明する。本実施例は、前記第１の実施例と第２の実施例を併用した方式であり、図１及び図７記載の同一符号は同一の動作を行うものである。

図１４に制御構成の概略ブロック図を示す。各ブロックの動作は前記実施例で説明した動作と同様であるので、ここでは説明は省略する。図１４で異なる所は、モータ印加電圧位相の微小変動指令値ΔΘｖ^*を速度＆位相推定器６８からの位相Θｄｃに加算した値を、前記３相／ｄｑ変換器６７にも入力している所である。第２の実施例では、印加電圧位相のみ微小変動させる構成であったが、本実施例では、電流検出精度の向上を目的に前記３相／ｄｑ変換器６７にも入力している。これにより、電流検出の電流位相も印加電圧に一致するためより正しい電流値が検出できる。

第２の実施例の項でも述べたが、前記速度＆位相推定器６８からの位相Θｄｃと微小変動指令値ΔΘｖ^*を別々に前記３相／ｄｑ変換器６７に入力しても問題ない。

図１５に本実施例を用いた場合の動作イメージ図を示す。本実施例は、第１の実施例と第２の実施例を併用しており、図１５に示す通り、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍になる付近では、ＰＷＭ周波数も変更し、電圧位相も微小変動させる。

この方式を用いることにより、ＰＷＭ周波数の変更幅及び変化させる領域を低減することができ、ＰＷＭ周波数変化に伴う騒音等の低減や聴感の向上が図れる。

また、図１５では、領域Ａも領域Ｂも併用しているが、つまり同様の動作をしているが、例えば、領域Ａでは、電圧位相微小変動だけとし、領域Ｂでは、ＰＷＭ周波数変更と電圧位相微小変動を併用する等、モータ印加電圧周波数の大きさで併用，非併用を切り替えることも可能である。この点に関しては図示はしていない。

また、これまでの実施例、特に第１の実施例では、ＰＷＭ周波数の変更幅は、ほぼ一定で説明しているが、前記ＰＷＭ周波数変化量ｄが固定の場合、厳密には、モータ印加電圧周波数が高くなるに従って、ＰＷＭ周波数の変更幅の絶対値は徐々に増加する。よって、前記ＰＷＭ周波数変化量ｄを固定した場合、高回転になるほどＰＷＭ周波数の変更幅は増加させる必要がある。但し、変化量ｄの比率は同一である。

しかし、製品用途においては、ＰＷＭ周波数の変更幅を制限したい場合もある。その場合は、第４の実施例のように、電圧位相の微小変動方式と併用することにより、ＰＷＭ周波数の変更幅を低減することも可能である。

ここで、前記ＰＷＭ周波数変化量ｄは、適用するシステムによっては、モータ印加電圧周波数に応じて変化させる構成としても問題ない。

以上の通り、実施例を説明したが、実際の製品に適用した場合の効果について、図１６から図１８を用いて説明する。

図１６は空調機，ルームエアコンの外観図、図１７は洗濯機の外観図、図１８は冷蔵庫の外観図である。図に示す製品は、モータを用いて圧縮機や洗濯槽（ドラム）を駆動する機器であり、基本的に家庭内及びその近辺に設置される機器であり、騒音や異音の発生は避けなければならない。

本発明はＰＷＭ周波数を大幅に変更することなく、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の整数倍に起因するモータ電流脈動を抑制できる。また、電圧位相を微小変動させる方式では、ＰＷＭ周波数を変更する必要がなく、聴感も損なわない。

ここで、以上の本実施例を各製品に適用した場合の効果について言及する。先ず空調機及び冷蔵庫に適用した場合、過変調ＰＷＭ制御での駆動領域の拡大及び制御安定性が向上するので、更なる高効率化と高出力化の両立が可能となる。具体的には、高速・高負荷駆動が可能になるため、モータの設計をさらに低速領域で効率が向上するような設計が可能となる。また、直流電圧の昇圧動作をする必要がなくなるため、回路効率も向上する。さらに、弱め界磁制御領域が高回転側に移動するので、無効電流の量も低減でき、回路及びモータの損失を低減でき、地球温暖化の抑制につながる。

次に洗濯機であるが、同一の直流電圧の場合、過変調ＰＷＭ制御を適用できるので、モータ回転数を高くでき、脱水モードでは脱水時間の低減が可能となる。さらに、脱水時間を低減できるので省エネ化も可能となる。

なお、過変調ＰＷＭ制御時を中心に説明したが、ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の整数倍に起因するモータ電流脈動は、通常変調制御時でも発生する。具体的には、ＰＷＭ周波数が低く、モータ印加電圧周波数が高い場合は、モータ印加電圧周期あたりのＰＷＭパルス数が減少するため、過変調ＰＷＭ制御時と同様の状態となりモータ電流脈動が発生する。

言い換えれば、本実施例で説明している技術は、過変調ＰＷＭ制御を用いない機器でも適用可能な方式である。特に、ＰＷＭ周波数を高くできないシステムには最適な方式である。

１ 直流電源
２ インバータ主回路
３ 永久磁石同期モータ
４ 電流検出回路
５ 直流電圧検出回路
６ 制御器
１０ モジュールの制御基板
１１ モジュールのインバータ主回路
６１ ｄ軸電流指令発生器
６２ 速度制御器
６３ 電圧指令演算器
６４ ｄｑ／３相変換器
６５ ＰＷＭ制御器
６６ 電流再現演算器
６７ ３相／ｄｑ変換器
６８ 速度＆位相推定器
６９Ａ，６９Ｂ ＰＷＭ周波数設定器
７０ 電圧位相微小変動指令器

Claims (13)

1. 直流電力を入力とし、ＰＷＭ制御を用いて任意の周波数と電圧の交流電力をモータに印加して、前記モータを可変速駆動するインバータ装置であり、少なくともＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍付近になるモータ印加電圧周波数時に前記ＰＷＭ周波数を変更するインバータ装置において、
   予め設定された基本ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比の整数成分Ｎ，少数成分ｎ、及び、ＰＷＭ周波数変化量ｄを用いて、
   前記少数成分ｎが第１所定値以下の場合は式（１）に従って前記ＰＷＭ周波数を変更し、前記少数成分ｎが第２所定値以上の場合は式（２）に従って前記ＰＷＭ周波数を変更し、
   前記第１所定値＜前記ＰＷＭ周波数変化量ｄ、
   １−前記ＰＷＭ周波数変化量ｄ＜前記第２所定値、
   ０＜前記ＰＷＭ周波数変化量ｄ＜０.５
   であることを特徴とするインバータ装置。
   

   

   
2. 請求項１において、
   前記少数成分ｎが、前記第１所定値より大きく前記第２所定値より小さい場合は、前記ＰＷＭ周波数を前記基本ＰＷＭ周波数とすることを特徴とするインバータ装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記基本ＰＷＭ周波数は、前記モータ印加電圧周波数に応じて設定を変更することを特徴とするインバータ装置。
4. 請求項１又は２において、
   前記ＰＷＭ周波数の変更は前記モータ回転数が安定した状態時に変更することを特徴とするインバータ装置。
5. 請求項１又は２において、
   前記ＰＷＭ周波数の変更は前記モータ回転数偏差が所定の範囲の状態時に変更することを特徴とするインバータ装置。
6. 直流電力を入力とし、ＰＷＭ制御を用いて任意の周波数と電圧の交流電力をモータに印加して、前記モータを可変速駆動するインバータ装置において、
   少なくとも予め設定された基本ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍付近になるモータ印加電圧周波数時に、モータ印加電圧位相を変動させることを特徴とするインバータ装置。
7. 請求項１において、
   前記基本ＰＷＭ周波数と前記モータ印加電圧周波数の比が整数倍付近になるモータ印加電圧周波数時に、モータ印加電圧位相も変動させることを特徴とするインバータ装置。
8. 請求項６又は７において、
   前記モータ印加電圧位相の変動は前記モータ回転数が安定した状態時に変更することを特徴とするインバータ装置。
9. 直流電力を入力とし、ＰＷＭ制御を用いて任意の周波数と電圧の交流電力をモータに印加して、前記モータを可変速駆動するインバータ装置であり、少なくともＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍付近になるモータ印加電圧周波数時に前記ＰＷＭ周波数を変更するインバータ装置において、
   予め設定された基本ＰＷＭ周波数とモータ印加電圧周波数の比が整数倍になる前後のモータ印加電圧周波数でＰＷＭ周波数を基本ＰＷＭ周波数より増減させる手段と、前記基本ＰＷＭ周波数と前記モータ印加電圧周波数の比が整数倍付近になるモータ印加電圧周波数時に、モータ印加電圧位相を変動させる手段を具備し、少なくとも一方の変化手段を実行することを特徴とするインバータ装置。
10. 請求項１〜９の何れかにおいて、
    前記インバータ装置を同一基板上に備えたことを特徴とするインバータモジュールもしくはＨＩＣ。
11. 請求項１〜９の何れかのインバータ装置を圧縮機の駆動に適用した空調機において、
    モータ電流脈動抑制を行うと共に圧縮機の高出力化を実現するように過変調ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする空調機。
12. 請求項１〜９の何れかのインバータ装置を圧縮機の駆動に適用した冷蔵庫において、
    モータ電流脈動抑制を行うと共に圧縮機の高出力化を実現するように過変調ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする冷蔵庫。
13. 請求項１〜９の何れかインバータ装置を洗濯槽もしくはドラムの駆動に適用した洗濯機において、
    モータ電流脈動抑制を行うと共に脱水モードの脱水時間短縮するよう過変調ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする洗濯機。

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