WO2014188566A1 - ヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機 - Google Patents

ヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機 Download PDF

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庄太 神谷
健太 湯淺
真也 松下
真作 楠部
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Definitions

  • the present invention relates to a heat pump device and an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator equipped with the heat pump device.
  • the winding inductance of the rotor changes depending on the position of the rotor.
  • the refrigeration cycle temperature is below a predetermined value and a predetermined time has elapsed.
  • the AC voltage of 14 kHz or higher which is higher than the normal frequency during normal operation, is supplied to the motor inside the compressor while shifting the phase to efficiently heat the liquid refrigerant, and the refrigerant stays in the compressor.
  • Patent Document 2 A technique for preventing this is disclosed (for example, Patent Document 2).
  • a section in which the current flowing through the motor winding is relatively stable near the peak is defined as a current detection section, and the refrigerant staying in the compressor is vaporized based on the peak current value detected at this timing.
  • a technique for calculating an optimum voltage command value for obtaining electric power necessary for discharging and keeping the amount of heating of the compressor constant irrespective of the influence of manufacturing variation or environmental variation is disclosed (for example, Patent Document 3).
  • Patent Document 4 since the technique described in Patent Document 4 divides the sampling period into a plurality of equal parts, there is no relationship between the current detection timing and the current period, and the detection timing shifts with respect to the current period. When this occurs, there is a problem that the power detection accuracy is lowered and the amount of power supplied to the compressor motor may not be kept constant.
  • the present invention has been made in view of the above, and when supplying a high-frequency voltage having a frequency higher than that during normal operation to the compressor motor and performing energization restraint, the amount of power supplied to the compressor motor is constant.
  • the heat pump device capable of efficiently and surely preventing the liquid refrigerant from staying inside the compressor by keeping the amount of heating to the compressor constant, and the air conditioner and heat pump equipped with the heat pump device
  • An object is to provide a water heater, a refrigerator, and a refrigerator.
  • a heat pump device includes a compressor having a compression mechanism for compressing a refrigerant and a compressor motor for driving the compression mechanism, a heat exchanger,
  • a heat pump apparatus comprising: an inverter that applies a desired voltage to a compressor motor; and an inverter control unit that generates a drive signal for driving the inverter, wherein the inverter control unit is in an operation standby state of the compressor , Supplying a high-frequency voltage having a frequency higher than that during normal operation to the compressor motor to output a high-frequency voltage phase command when performing the restraint energization of the compressor motor, and performing a high-frequency energization when performing the restraint energization Before the phase corresponding to one cycle of the high-frequency energization cycle from the inter-phase voltage, phase voltage, or phase current of the compressor motor for a plurality of cycles
  • a constrained energization control unit that restores each inter-phase
  • the amount of power supplied to the compressor motor is kept constant, and the amount of heating to the compressor Can be kept constant, and the liquid refrigerant can be prevented from staying in the compressor efficiently and reliably.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of an inverter in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of an inverter control unit in the heat pump apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the heating power command generation unit in the heat pump apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing signal waveforms for explaining a method for generating each voltage command value and each PWM signal.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating eight switching patterns in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a high-frequency voltage phase command generation unit in the heat pump device according to the first embodiment. It is a figure which shows the example of 1 structure of the direct current energization command generation part in the heat pump apparatus concerning Embodiment 1.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating signal waveforms at the time of restraint energization in the heat pump device according to the first embodiment. It is a figure which shows one structural example of the high frequency electricity supply instruction
  • FIG. 9 is a diagram showing ON / OFF states of the switching elements in the inverter corresponding to the voltage vectors.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current waveform of each phase when the reference phase ⁇ f is 0 °, 30 °, and 60 °.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the stop position of the rotor of the IPM motor.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the relationship between the position of the rotor and each phase current.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of a power calculation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating signal waveforms for explaining a method of detecting each line voltage and each phase current in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating signal waveforms when the bus voltage value of the inverter fluctuates.
  • FIG. 16 is a diagram showing a difference between the line voltage waveform and the phase current waveform due to the difference in the bus voltage value of the inverter.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the power calculation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration different from that of FIG. 17 of the power calculation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of a high-frequency voltage command generation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a comparative example of the constant voltage control and the control according to the first embodiment.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of a refrigeration cycle according to the second embodiment.
  • FIG. 22 is a Mollier diagram showing the state transition of the refrigerant in the refrigeration cycle shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of the heat pump device according to the first embodiment.
  • the heat pump device 100 according to the first embodiment includes a compressor 1, a four-way valve 2, a heat exchanger 3, an expansion mechanism 4, and a heat exchanger 5 that are sequentially connected via a refrigerant pipe 6.
  • a refrigeration cycle 50 is formed.
  • the basic structure which forms the refrigerating cycle 50 is shown, and it is set as the figure which abbreviate
  • the compressor motor 8 is a three-phase motor having U-phase, V-phase, and W-phase three-phase motor windings.
  • An inverter 9 is electrically connected to the compressor motor 8.
  • the inverter 9 is connected to a DC voltage source 11 and uses the DC voltage (bus voltage) Vdc supplied from the DC voltage source 11 as a power source, and the voltage Vu is applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the compressor motor 8. Vv and Vw are applied, respectively.
  • an inverter control unit 10 is electrically connected to the inverter 9.
  • the inverter control unit 10 outputs a drive signal for driving the inverter 9 to the inverter 9.
  • the inverter control unit 10 has two operation modes, a normal operation mode and a heating operation mode.
  • the inverter control unit 10 In the normal operation mode, the inverter control unit 10 generates and outputs a PWM (Pulse Width Modulation) signal (drive signal) for rotationally driving the compressor motor 8. Further, in the heating operation mode, unlike the normal operation mode, the inverter control unit 10 energizes the compressor motor 8 so as not to rotationally drive during operation standby (hereinafter referred to as “restraint energization”). 8 is an operation mode in which the liquid refrigerant staying inside the compressor 1 is heated, vaporized and discharged.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • this heating operation mode by applying a high-frequency current that cannot be followed by the compressor motor 8 to the compressor motor 8 (hereinafter referred to as “high-frequency energization”), heat generated in the compressor motor 8 is generated. Utilizing this, the liquid refrigerant staying inside the compressor 1 is heated.
  • the operating frequency at the time of the compression operation is about 1 kHz at most, when high-frequency energization is performed during the operation standby of the compressor 1, a high-frequency voltage of 1 kHz or more that is the operating frequency at the time of the compression operation is applied to the compressor. What is necessary is just to apply to the motor 8. For example, if a high frequency voltage of 14 kHz or higher is applied to the compressor motor 8, the vibration sound of the iron core of the compressor motor 8 approaches the upper limit of the audible frequency, which is effective in reducing noise. Here, for example, if a high frequency voltage of about 20 kHz outside the audible frequency is set, noise can be further reduced. However, when high frequency energization is performed, in order to ensure reliability, the inverter 9 It is desirable to apply a high-frequency voltage below the maximum rated frequency of the switching element.
  • the compressor motor 8 is an interior magnet type motor having an IPM (Interior Permanent Magnet) structure
  • IPM Interior Permanent Magnet
  • the inverter control unit 10 includes a restraint energization control unit 12 and a drive signal generation unit 13 as components that realize the heating operation mode.
  • the restraint energization control unit 12 includes a power calculation unit 14, a high frequency voltage command generation unit 15, a high frequency voltage phase command generation unit 16, and a heating power command generation unit 17.
  • a part of the constituent elements for realizing the normal operation mode is omitted.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the inverter 9 in the heat pump apparatus according to the first embodiment.
  • the inverter 9 includes switching elements 70a to 70f that are bridge-connected, and freewheeling diodes 80a to 80f that are connected in parallel to the switching elements 70a to 70f, respectively.
  • This inverter 9 is connected to a DC voltage source 11 and uses a bus voltage Vdc as a power source, and switching corresponding to each by PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) sent from the inverter control unit 10.
  • PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, WN
  • the elements are driven (UP corresponds to the switching element 70a, VP corresponds to the switching element 70b, WP corresponds to the switching element 70c, UN corresponds to the switching element 70d, VN corresponds to the switching element 70e, and WN corresponds to the switching element 70f).
  • Three-phase voltages Vu, Vv, and Vw applied to the U-phase, V-phase, and W-phase windings are generated.
  • FIG. 3 is a diagram of a configuration example of the inverter control unit according to the first embodiment.
  • the inverter control unit 10 includes the electric power calculation unit 14, the high-frequency voltage command generation unit 15, the high-frequency voltage phase command generation unit 16, and the heating power command generation unit 17, and the voltage command calculation.
  • the drive signal generation part 13 provided with the part 19 and the PWM signal generation part 20 is comprised.
  • the high-frequency voltage phase command generation unit 16 generates and outputs a high-frequency voltage phase command ⁇ when performing restraint energization.
  • the power calculation unit 14 is configured to output interphase voltages, phase voltages, or phase currents of the compressor motor 8 for a plurality of periods of high-frequency energization cycles when performing energization restraint (“V”, “I” in FIG. 3). From the above, each inter-phase voltage, each phase voltage, or each phase current corresponding to one period of the high-frequency energization period is restored, and each detected value corresponding to one period of the restored high-frequency energization period is used. Then, the power value P supplied to the compressor motor 8 is calculated.
  • a known detector is used. The present invention is not limited by the configuration and type of each detector.
  • the heating power command generator 17 detects at least one of the temperature and the atmospheric temperature of any component or component constituting the heat pump device 100 (denoted as “T” in FIG. 3) and compresses the compressor. 1 is estimated, and a heating power command P * necessary for discharging the liquid refrigerant to the outside of the compressor 1 is generated.
  • the high frequency voltage command generation unit 15 generates a high frequency voltage command V * such that the power value P calculated by the power calculation unit 14 matches the heating power command P * generated by the heating power command generation unit 17.
  • the voltage command calculation unit 19 generates three-phase (U phase, V phase, W phase) voltage commands Vu *, Vv *, Vw * based on the high frequency voltage command V * and the high frequency voltage phase command ⁇ .
  • the PWM signal generation unit 20 generates PWM signals (UP, VP, WP, UN, VN, WN) for driving the inverter 9 based on the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the bus voltage Vdc. Generate.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the heating power command generation unit in the heat pump apparatus according to the first embodiment.
  • the heating power command generator 17 detects the ambient temperature (for example, the outside air temperature) Tc around the compressor 1 and the temperature (compressor temperature) To of the compressor 1, and based on the ambient temperature Tc and the compressor temperature To. Then, the amount of liquid refrigerant staying in the compressor 1 is estimated.
  • the refrigerant circulating in the refrigeration cycle 50 condenses and accumulates at the lowest temperature among the constituent parts forming the refrigeration cycle 50. Since the compressor 1 has the largest heat capacity among the components forming the refrigeration cycle 50, the compressor temperature To rises with a delay with respect to the rise in the ambient temperature Tc, as shown in FIG. 4B. The temperature will be the lowest. For this reason, the liquid refrigerant stays inside the compressor 1.
  • the heating power command generation unit 17 performs, for example, a unit time t as shown in FIG. 4B based on the relationship between the ambient temperature Tc and the compressor temperature To obtained in advance through experiments or the like. Estimate the amount of liquid refrigerant per unit. When the heat capacity of the compressor 1 is known in advance, only the ambient temperature Tc is detected, and by estimating how much the compressor temperature To changes with respect to the change in the ambient temperature Tc. It is possible to estimate the amount of liquid refrigerant per unit time t. In this case, the number of sensors for detecting the compressor temperature To can be reduced, and the cost can be reduced.
  • the temperature of the heat exchanger 3 or the like having a smaller heat capacity than that of the compressor 1 among the components forming the refrigeration cycle 50 may be similarly detected per unit time t. It goes without saying that it is possible to estimate the amount of refrigerant stagnation.
  • the amount of liquid refrigerant in the compressor 1 may be detected more directly.
  • a sensor for detecting the amount of liquid refrigerant in the compressor 1 a capacitance sensor for measuring the amount of liquid, a sensor for measuring the distance between the upper portion of the compressor 1 and the liquid level of the refrigerant by laser, sound, electromagnetic waves, or the like. This can be realized by using. Note that any of the above-described methods may be used as a method for estimating or detecting the amount of liquid refrigerant.
  • the heating power command generation unit 17 obtains a heating power command P * necessary for discharging the liquid refrigerant staying in the compressor 1 according to the estimated or detected amount of the liquid refrigerant, and outputs it to the high frequency voltage command generation unit 15. To do.
  • the heating power command P * is set to a large value, and when the amount of liquid refrigerant is 0, the heating power command P * is set to 0, Or it becomes possible to obtain electric power required for the minimum necessary heating by controlling to stop heating.
  • the heating power command P * varies depending on the type and size of the compressor 1. When the compressor 1 is large or the material or shape is difficult to transmit heat, the heating power command P * may be increased.
  • a plurality of tables indicating the relationship between the amount of liquid refrigerant and the heating power command P * are held, and the table corresponding to the type and size of the compressor 1 is used according to the amount of liquid refrigerant retained in the compressor 1. This can be realized by reading out the heating power command P *.
  • FIG. 5 is a diagram showing signal waveforms for explaining a method for generating each voltage command value and each PWM signal.
  • each voltage command value Vu *, Vv *, Vw * is defined as a cosine wave (sine wave) whose phase is different by 2 ⁇ / 3 as shown in the following equations (1) to (3).
  • Vu * V * ⁇ cos ⁇ (1)
  • Vv * V * ⁇ cos ( ⁇ (2/3) ⁇ ) (2)
  • Vw * V * ⁇ cos ( ⁇ + (2/3) ⁇ ) (3)
  • the voltage command calculation unit 19 calculates each voltage command value Vu *, Vv *, Vw * using the above equations (1) to (3) to generate a PWM signal.
  • the PWM signal generation unit 20 compares each voltage command value Vu *, Vv *, Vw * with a carrier signal (reference signal) having an amplitude value of ⁇ (Vdc / 2) at a predetermined frequency, and the magnitude relationship between them.
  • the PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN are generated based on the above.
  • each voltage command Vu *, Vv *, Vw * is obtained by a simple trigonometric function.
  • two-phase modulation or third harmonic superposition modulation is used.
  • the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * may be obtained using other methods such as space vector modulation.
  • UP is a voltage for turning on the switching element 70a
  • UN is a voltage for turning off the switching element 70d.
  • VP and VN are determined by comparing the voltage command value Vv * and the carrier signal
  • WP and WN are determined by comparing the voltage command value Vw * and the carrier signal.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating eight switching patterns in the heat pump device according to the first embodiment.
  • reference symbols V0 to V7 are attached to voltage vectors generated in each switching pattern.
  • the voltage direction of each voltage vector is represented by ⁇ U, ⁇ V, ⁇ W (0 when no voltage is generated).
  • + U is a voltage that generates a current in the U-phase direction that flows into the compressor motor 8 through the U-phase and flows out of the compressor motor 8 through the V-phase and the W-phase.
  • Is a voltage that generates a current in the ⁇ U-phase direction that flows into the compressor motor 8 via the V-phase and the W-phase and flows out of the compressor motor 8 via the U-phase.
  • ⁇ V and ⁇ W The same interpretation is applied to ⁇ V and ⁇ W.
  • a desired voltage can be output to the inverter 9 by combining the switching patterns shown in FIG.
  • a normal operation mode in which a normal compression operation is performed, it is common to operate by changing the voltage phase command ⁇ in the above formulas (1) to (3) so that it is in the range of several tens of Hz to several hundreds of Hz. is there.
  • the voltage phase command ⁇ in the heating operation mode, is changed at a higher speed than in the normal operation mode, whereby a high-frequency AC voltage of several kHz or more is output and the compressor motor 8 is energized (high-frequency).
  • Restrained operation can be performed by energizing.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of the high-frequency voltage phase command generation unit in the heat pump apparatus according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing signal waveforms at the time of restraint energization in the heat pump apparatus according to the first embodiment.
  • the high-frequency voltage phase command generation unit 16 in the second embodiment includes a high-frequency voltage phase inversion unit 22 that inverts the high-frequency voltage phase command ⁇ in synchronization with the carrier signal, and a high-frequency voltage phase inversion unit 22
  • An adder 23a for adding the reference phase ⁇ f to the output is provided.
  • the upper limit of the carrier frequency which is the frequency of the carrier signal, is determined by the switching speed of the switching element of the inverter. For this reason, it is difficult to output a high-frequency voltage equal to or higher than the carrier frequency that is a carrier wave.
  • the upper limit of the switching speed is about 20 kHz.
  • the frequency of the high frequency voltage is about 1/10 or more of the carrier frequency
  • the waveform output accuracy of the high frequency voltage is deteriorated and there is a possibility of adverse effects such as superposition of DC components.
  • the frequency of the high frequency voltage is 1/10 or less of the carrier frequency, for example, when the carrier frequency is 20 kHz, the frequency of the high frequency voltage is 2 kHz or less and falls within the audible frequency band. Noise due to electromagnetic noise of the compressor motor becomes a problem.
  • the high-frequency voltage phase command ⁇ is set to 180 ° in the period from the top to the bottom of the carrier signal, that is, one cycle (1 / fc) of the carrier frequency fc. It is configured to be reversed.
  • voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * that are inverted in synchronization with the carrier signal are obtained in the voltage command calculation unit 19 in the subsequent stage, and the carrier signal is converted into the carrier signal in the PWM signal generation unit 20 in the subsequent stage. Synchronized high-accuracy PWM signals UP, VP, WP, UN, VN, and WN are generated.
  • FIG. 9 is a diagram showing the ON / OFF state of each switching element in the inverter corresponding to each voltage vector.
  • the switching element surrounded by a broken line is ON, and the others are OFF.
  • the rotation direction of the thick arrow indicating the change order of the voltage vector (the rotation direction of voltage vector V0 ⁇ V4 ⁇ V7 ⁇ V3 ⁇ V07)
  • each PWM signal UP, VP, WP, UN, VN, WN makes one rotation of the four circuit states in FIG. 9 in one carrier cycle.
  • a current having one carrier period as one period is supplied to the compressor motor 8.
  • V4 vector and the V3 vector are alternately output, and + Iu and -Iu flow alternately in the windings of the compressor motor 8, so that the forward and reverse torques are instantaneously switched. For this reason, forward and reverse torques are canceled out, and it is possible to apply a voltage that suppresses vibration of the rotor.
  • the reference phase ⁇ f with respect to the carrier signal of the high-frequency voltage phase command ⁇ is preferably a multiple of 60 °.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current waveform of each phase when the reference phase ⁇ f is 0 °, 30 °, and 60 °.
  • each phase current waveform becomes trapezoid, and becomes a current with few harmonic components.
  • each phase current waveform has a trapezoidal shape and is a current with less harmonic components.
  • each phase current waveform is distorted and harmonics as shown in FIG.
  • the current has a lot of wave components.
  • the distortion of each phase current waveform may cause factors such as motor noise and motor shaft vibration.
  • the reference phase ⁇ f is a multiple of 60 ° and the high-frequency voltage phase command ⁇ is always a multiple of 60 °, only one other voltage vector is generated between the V0 vector and the V7 vector.
  • the current waveform is trapezoidal and has a low harmonic component.
  • the reference phase ⁇ f is other than a multiple of 60 °, the high-frequency voltage phase command ⁇ is not a multiple of 60 °, so two other voltage vectors are generated between the V0 vector and the V7 vector, Each phase current waveform is distorted, resulting in a current with many harmonic components. Therefore, the reference phase ⁇ f is desirably a multiple of 60 °, such as 0 °, 60 °, 120 °,.
  • FIG. 11 is a diagram showing an example of the stop position of the rotor of the IPM motor.
  • the compressor motor 8 is an IPM motor (Internal Permanent Magnet Motor)
  • the rotor stop position of the compressor motor 8 is such that the direction of the N pole of the rotor is the U phase as shown in FIG. It is represented by the magnitude of the angle ⁇ deviating from the direction.
  • FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the rotor position and each phase current.
  • the winding inductance value at the time of high-frequency energization depends on the position of the rotor. Therefore, the winding impedance represented by the product of the electrical angular frequency ⁇ and the winding inductance value varies depending on the position of the rotor. Therefore, even when the same voltage is applied during the energization of the compressor motor 8 during operation standby, the current flowing through the windings of the compressor motor 8 varies depending on the stop position of the rotor. The amount of heating changes.
  • the inter-phase voltage, each phase voltage, or each phase current of the compressor motor 8 is detected, and the power value obtained from these detected values is kept constant.
  • a microcomputer microcomputer generally used as the inverter control unit 10
  • a range of several tens Hz to several hundred Hz during normal operation is used.
  • the compressor motor 8 is supplied with a high-frequency voltage having a frequency higher than that during normal operation, such as by applying high-frequency energization in synchronization with the carrier signal.
  • the restraint energization of 8 is performed, there is a possibility that sufficient detection accuracy may not be obtained.
  • the high-frequency energization frequency at the time of performing the energization is 20 kHz
  • one cycle of the high-frequency energization cycle is 50 us, but the A / D (analog / digital) conversion time of the microcomputer is several us.
  • the number of detection points per cycle of the high-frequency energization cycle is several, and the detection accuracy is lowered.
  • the high-frequency energization cycle is calculated from the inter-phase voltage, each phase voltage, or each phase current of the compressor motor 8 corresponding to a plurality of high-frequency energization cycles when performing energization.
  • Each interphase voltage, each phase voltage, or each phase current corresponding to one period is restored.
  • each of the high-frequency energization periods corresponds to one cycle.
  • the detection accuracy of the detection value can be improved, and the power value supplied to the compressor motor 8 is calculated using each detection value corresponding to one restored high-frequency energization cycle.
  • the liquid refrigerant staying inside the compressor 1 is supplied to the compressor motor 8 regardless of the stop position of the rotor by controlling the refrigerant so as to coincide with the heating power command necessary for discharging the refrigerant outside the compressor 1.
  • the amount of electric power to be maintained can be kept constant, the amount of heating of the compressor 1 can be kept constant, and the liquid refrigerant staying in the compressor 1 can be more reliably discharged from the inside of the compressor 1 with the minimum electric power.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the power calculation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • the power calculation unit 14 includes a detection unit 24, a retry determination unit 25, and a power calculation unit 26.
  • the power value P is expressed by the following equation (4) using, for example, the line voltages Vuv and Vwv, the U-phase current Iu, and the W-phase current Iw.
  • the detection unit 24 detects each line voltage Vuv, Vwv, U-phase current Iu, and W-phase current Iw.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating signal waveforms for explaining a method of detecting each line voltage and each phase current in the heat pump device according to the first embodiment.
  • the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * during the heating operation mode are synchronized with the carrier signal that is the reference signal. Therefore, the line voltages Vuv and Vwv, the U-phase current Iu, and the W-phase current Iw have signal waveforms synchronized with the carrier signal, as shown in FIG.
  • the line voltages Vuv and Vwv, the U-phase current Iu, and the W-phase current Iw are shifted in phase by (1 / n) carrier periods over n carrier periods (10 carrier periods in the example shown in FIG. 14). And using each of these detection values, a power value P corresponding to one carrier period is calculated.
  • the detection unit 24 performs A / D conversion at the bottom of the carrier signal in the first period, and each instantaneous value Vuv [1], Vwv [ 1] and the instantaneous value Iu [1] of the U-phase current and the instantaneous value Iw [1] of the W-phase current are detected. Subsequently, in the second period, A / D conversion is performed at a timing delayed by (1 / n) carrier period from the bottom of the carrier signal, and the instantaneous values Vuv [2], Vwv [2] and U The instantaneous value Iu [2] of the phase current and the instantaneous value Iw [2] of the W-phase current are detected.
  • a / D conversion is performed at a timing delayed by (m / n) carrier cycle from the bottom of the carrier signal, and each line voltage is The values Vuv [m], Vwv [m], the instantaneous value Iu [m] of the U-phase current, and the instantaneous value Iw [m] of the W-phase current are detected.
  • the A / D conversion timing is changed by (1 / n) carrier periods over n carrier periods, and 1 carrier period data array Vuv [n], Vwv [n], Iu [n], Iw [n ] Is obtained.
  • the line voltages Vuv and Vwv, the U-phase current Iu, and the W-phase current Iw corresponding to one carrier period that is, one period of the high-frequency energization period can be restored.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating signal waveforms when the bus voltage value of the inverter fluctuates.
  • FIG. 16 is a diagram showing the difference between the line voltage waveform and the phase current waveform due to the difference in the bus voltage value of the inverter.
  • FIG. 16A shows the waveform of the line voltage Vuv and the waveform of the U-phase current Iu when the bus voltage Vdc of the inverter is small
  • FIG. 16B shows the waveform when the bus voltage Vdc of the inverter is large. The waveform of the line voltage Vuv and the waveform of the U-phase current Iu are shown.
  • the line voltage Vuv is controlled so that the value of Va ⁇ tva shown in FIG. 16A and the value of Vb ⁇ tvb shown in FIG. .
  • the value of Ia shown in FIG. 16 (a) and the value of Ib shown in FIG. 16 (b) substantially coincide, and Ia ⁇ t0a ⁇ Ib ⁇ t0b. That is, since the phase current increases as the bus voltage value Vdc increases, the electric power supplied to the compressor motor 8 varies according to the magnitude of the bus voltage value Vdc.
  • the retry determination unit 25 detects that the bus voltage value Vdc fluctuates beyond a predetermined range (for example, ⁇ 10%) during detection of each detection value, the detection unit Each detection value detected by 24 is discarded, and detection of each detection value is restarted from the first carrier period. By controlling in this way, the influence on the calculation accuracy of the power value P due to the fluctuation of the bus voltage value Vdc can be suppressed.
  • a predetermined range for example, ⁇ 10%
  • FIG. 17 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the power calculation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • the power calculation unit 26 includes a multiplier 28 a, total calculators 29 a and 29 b, dividers 30 a and 30 b, and an adder 23 b. It is configured.
  • the power calculator 26 includes instantaneous values Vuv [m] and Vwv [m] of each line voltage detected by the detector 24, an instantaneous value Iu [m] of the U-phase current, and an instantaneous value Iw [W] of the W-phase current. m] is input.
  • the multiplier 28a obtains the product of Vuv [m] and Iu [m]
  • the divider 30a divides by the number of samples n to obtain Vuv [m. ] And Iu [m] are averaged.
  • the average value of the product of [m] and Iw [m] is obtained.
  • the adder 23b adds the output of the divider 30a and the output of the divider 30b to obtain the power value P input to the compressor motor 8.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration different from FIG. 17 of the power calculation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • the electric power value P input to the compressor motor 8 is uniquely determined with respect to the average value Iave of the effective values of the respective phase currents.
  • the electric power value P input to the compressor motor 8 can be obtained using phase currents for two phases (here, U-phase current Iu and W-phase current Iw).
  • the example shown in FIG. 18 shows the configuration in the case of using the relationship between the above equation (6) and the average value Iave of the effective values of the respective phase currents and the power value P input to the compressor motor 8.
  • the unit 26 includes an adder 23c, multipliers 28c to 28f, total calculators 29c to 29e, dividers 30c to 30e, square root calculators 31a to 31c, an average calculator 32, and a current / power converter 33. Yes.
  • the relationship between the average value Iave of the effective values of the phase currents obtained in advance through experiments or simulations and the power value P input to the compressor motor 8 is held as a conversion table.
  • the power calculation unit 26 receives the instantaneous value Iu [m] of the U-phase current and the instantaneous value Iw [m] of the W-phase current detected by the detection unit 24.
  • the adder 23c adds Iu [m] and Iw [m], and the multiplier 28c inverts the sign to obtain the instantaneous value Iv [m] of the V-phase current.
  • the multiplier 28d squares Iu [m]
  • the divider 30c divides by the number of samples n
  • the square root calculator 31a calculates the square value.
  • the average calculator 32 obtains an average value Iave of these Iu_rms, Iv_rms, and Iw_rms, and the current / power converter 33 converts the average value Iave into the power value P using the conversion table described above.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating an example of a detailed configuration of the high-frequency voltage command generation unit in the heat pump device according to the first embodiment.
  • the high-frequency voltage command generation unit 15 includes a subtracter 34 and a controller 35.
  • the high-frequency voltage command generation unit 15 receives the power value P calculated by the power calculation unit 14 and the heating power command P * generated by the heating power command generation unit 17.
  • the subtracter 34 obtains a deviation between the power value P and the heating power command P *, and the controller 35 controls the high-frequency voltage command V * so that the deviation becomes zero.
  • the controller 35 can be configured by a proportional controller, an integral controller, a derivative controller, or a combination of these, which is generally used for control. Is not limited.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a comparative example of the voltage constant control and the control according to the first embodiment.
  • the horizontal axis of FIG. 20 indicates the position ⁇ of the rotor of the compressor motor 8, and the vertical axis indicates the electric power supplied to the compressor motor 8.
  • a shown in FIG. 20 shows an example of the case where the energization of the compressor motor 8 is performed by the constant voltage control
  • B shown in FIG. 20 shows the compressor motor 8 by the constant power control described in the present embodiment. The example at the time of enforcing restraint electricity is shown.
  • the compressor motor is restrained and energized by supplying a high-frequency voltage synchronized with the carrier signal to the compressor motor while the compressor is on standby. From each interphase voltage, each phase voltage, or each phase current detected while shifting the phase by (1 / n) periods over n periods (n is an integer of 2 or more) of the carrier signal, for one carrier period The corresponding interphase voltage, each phase voltage, or each phase current is restored, and the liquid refrigerant in which the power value calculated using each detected value corresponding to the restored one carrier period is retained in the compressor is compressed.
  • the microcomputer Since the control is performed so as to match the heating power command necessary for discharging to the outside of the machine, the microcomputer is installed using a microcomputer with a long A / D conversion time with respect to the high-frequency energization frequency at the time of restraint energization. Even when the controller is configured, the amount of heating to the compressor can be kept constant regardless of the rotor position of the compressor motor, and the liquid refrigerant can stay in the compressor efficiently and reliably. Can be prevented.
  • each phase voltage, each phase voltage, or each phase current is changed while shifting the phase by (1 / n) periods over n periods (n is an integer of 2 or more) of the carrier signal.
  • n is an integer of 2 or more
  • the order and number of detections which detect each detection value are not limited to this.
  • each detection value over n periods of the carrier signal for example, each of (m / n) periods (m is less than or equal to n) in arbitrary k periods of n or less, such as even-numbered periods or odd-numbered periods.
  • each detected value may be detected.
  • Embodiment 1 the example which performs restraint energization by inverting a high frequency voltage phase command synchronizing with the carrier signal of an inverter is shown, and the example which restores each detection value equivalent to 1 carrier period Although shown, it goes without saying that the same effect as described above can be obtained even in a configuration in which each detection value corresponding to a predetermined range synchronized with the carrier period, for example, a half carrier period or a plurality of periods is restored.
  • Embodiment 1 Although the example which implements restraint electricity supply of a compressor motor by high frequency electricity supply was shown, in the case of high frequency electricity supply, when impedance becomes too high, it will become difficult to obtain required heating amount. . Therefore, when a large amount of heating is required, the configuration may be such that the compressor motor is restrained and energized using DC energization. By setting it as such a structure, it becomes possible to vaporize the liquid refrigerant which stayed in the compressor more reliably, and to discharge
  • each phase current flowing through the compressor motor is generally about several tens of amperes, whereas in the heating operation mode, it is several amperes or less. That is, the gain and frequency characteristics required for the current detector are different between the normal operation mode and the heating operation mode. For this reason, when phase current detection is performed using the current detector used in the normal operation mode to perform restraint energization of the compressor motor by high-frequency energization, the detection accuracy may be reduced.
  • the current detector used for phase current detection in the normal operation mode and the current detector used for phase current detection in the heating operation mode are different current detectors having different gain and frequency characteristics.
  • the current detector used for phase current detection in the normal operation mode and the current detector used for phase current detection in the heating operation mode are different current detectors having different gain and frequency characteristics.
  • two types of gain and frequency characteristics suitable for each mode are provided, and the mode is switched between the normal operation mode and the heating operation mode. You may do it.
  • it is possible to improve the detection accuracy of the phase current by changing the number of bits of A / D detection of the microcomputer constituting the inverter control unit from, for example, 10 bits to 12 bits.
  • the voltage frequency in the normal operation mode is several tens to several hundreds Hz
  • the voltage frequency in the heating operation mode is several kHz, so high frequency noise is removed.
  • LPF Low Pass Filter
  • the processing speed of the microcomputer increases due to the increase in the number of detections, and it is necessary to use a highly functional microcomputer due to the lack of A / D detection ports. Is concerned.
  • the multiplication circuit can be easily realized by using, for example, a multiplication circuit using an operational amplifier or a commercially available multiplication IC.
  • Embodiment 2 an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator to which the heat pump device described in Embodiment 1 can be applied will be described.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of a refrigeration cycle according to the fourth embodiment.
  • FIG. 22 is a Mollier diagram showing refrigerant state transition in the refrigeration cycle shown in FIG. In FIG. 22, the horizontal axis indicates the specific enthalpy h, and the vertical axis indicates the refrigerant pressure P.
  • a compressor 51, a heat exchanger 52, an expansion mechanism 53, a receiver 54, an internal heat exchanger 55, an expansion mechanism 56, and a heat exchanger 57 are piped. Are connected to each other in order to form a main refrigerant circuit 58 through which the refrigerant circulates.
  • a four-way valve 59 is provided on the discharge side of the compressor 51 so that the refrigerant circulation direction can be switched.
  • a fan 60 is provided in the vicinity of the heat exchanger 57.
  • a compression mechanism for compressing the refrigerant and a compressor motor for operating the compression mechanism are provided inside the compressor 51.
  • the refrigeration cycle 50a includes an injection circuit 62 that connects between the receiver 54 and the internal heat exchanger 55 to the injection pipe of the compressor 51 by piping.
  • An expansion mechanism 61 and an internal heat exchanger 55 are sequentially connected to the injection circuit 62.
  • a water circuit 63 through which water circulates is connected to the heat exchanger 52.
  • the water circuit 63 is connected to a device that uses water such as a water heater (not shown), a radiator (not shown), a radiator (not shown) such as floor heating.
  • the heating operation includes not only a heating operation in an air conditioner but also a hot water supply operation in which heat is applied to water to produce hot water in a heat pump water heater.
  • the gas-phase refrigerant (point A in FIG. 22) that has become high temperature and high pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51, and is liquefied by heat exchange in a heat exchanger 52 that is a condenser and a radiator. (Point B in FIG. 22).
  • the water circulated through the water circuit 63 is warmed by the heat radiated from the refrigerant, and is used for the heating operation in the air conditioner and the hot water supply operation in the heat pump water heater.
  • the liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 52 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point C in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54, cooled, and liquefied (point D in FIG. 22).
  • the liquid phase refrigerant liquefied by the receiver 54 branches and flows into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62.
  • the liquid-phase refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 with the refrigerant flowing through the injection circuit 62 that has been decompressed by the expansion mechanism 61 into a gas-liquid two-phase state, and further cooled (FIG. 22). E point).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the internal heat exchanger 55 is decompressed by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point F in FIG. 22).
  • the refrigerant that has been in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heated and exchanged with the outside air by the heat exchanger 57 that serves as an evaporator (point G in FIG. 22). Then, the refrigerant heated by the heat exchanger 57 is further heated by the receiver 54 (point H in FIG. 22) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is depressurized by the expansion mechanism 61 (point I in FIG. 22) and heat exchanged by the internal heat exchanger 55 (point J in FIG. 22).
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows into the compressor 51 from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the refrigerant (point H in FIG. 22) sucked from the main refrigerant circuit 58 is compressed and heated to an intermediate pressure (point K in FIG. 22).
  • the injection refrigerant (point J in FIG. 22) joins the refrigerant compressed to the intermediate pressure and heated (point K in FIG. 22), and the temperature decreases (point L in FIG. 22).
  • the refrigerant whose temperature has decreased (point L in FIG. 22) is further compressed and heated to become high temperature and pressure and discharged (point A in FIG. 22).
  • the opening of the expansion mechanism 61 is fully closed. That is, when the injection operation is performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is larger than the predetermined opening degree. However, when the injection operation is not performed, the opening degree of the expansion mechanism 61 is more than the predetermined opening degree. Make it smaller. Thereby, the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51.
  • the opening degree of the expansion mechanism 61 is controlled by electronic control by a control unit (not shown) such as a microcomputer.
  • the cooling operation includes not only the cooling operation in the air conditioner but also the production of cold water by taking heat from water in the refrigerator and the freezing operation in the refrigerator.
  • the gas-phase refrigerant (point A in FIG. 22) that has become high-temperature and high-pressure in the compressor 51 is discharged from the compressor 51, and is heat-exchanged and liquefied by a heat exchanger 57 that is a condenser and a radiator. B point).
  • the liquid-phase refrigerant liquefied by the heat exchanger 57 is decompressed by the expansion mechanism 56 and becomes a gas-liquid two-phase state (point C in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 is heat-exchanged by the internal heat exchanger 55, cooled and liquefied (point D in FIG. 22).
  • the refrigerant that has become a gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 56 and the liquid-phase refrigerant that has been liquefied by the internal heat exchanger 55 have been decompressed by the expansion mechanism 61, and have become a gas-liquid two-phase state.
  • Heat is exchanged with the refrigerant (point I in FIG. 22).
  • the liquid-phase refrigerant (point D in FIG. 22) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 branches and flows into the main refrigerant circuit 58 and the injection circuit 62.
  • the liquid refrigerant flowing through the main refrigerant circuit 58 is heat-exchanged with the refrigerant sucked into the compressor 51 by the receiver 54 and further cooled (point E in FIG. 22).
  • the liquid-phase refrigerant cooled by the receiver 54 is decompressed by the expansion mechanism 53 and becomes a gas-liquid two-phase state (point F in FIG. 22).
  • the refrigerant in the gas-liquid two-phase state by the expansion mechanism 53 is heat-exchanged and heated by the heat exchanger 52 serving as an evaporator (point G in FIG. 22).
  • the water circulating in the water circuit 63 is cooled and used for the cooling operation in the air conditioner and the refrigeration operation in the refrigerator.
  • the refrigerant heated by the heat exchanger 52 is further heated by the receiver 54 (H point in FIG. 22) and sucked into the compressor 51.
  • the refrigerant flowing through the injection circuit 62 is depressurized by the expansion mechanism 61 (point I in FIG. 22) and heat exchanged by the internal heat exchanger 55 (point J in FIG. 22).
  • the gas-liquid two-phase refrigerant (injection refrigerant) heat-exchanged by the internal heat exchanger 55 flows into the compressor 51 from the injection pipe of the compressor 51 in the gas-liquid two-phase state.
  • the opening of the expansion mechanism 61 is fully closed so that the refrigerant does not flow into the injection pipe of the compressor 51, as in the heating operation.
  • the heat exchanger 52 has been described as a heat exchanger such as a plate heat exchanger that exchanges heat between the refrigerant and the water circulating in the water circuit 63.
  • the heat exchanger 52 is not limited to this and may exchange heat between the refrigerant and the air.
  • the water circuit 63 may be a circuit in which other fluid circulates instead of a circuit in which water circulates.
  • the heat pump device described in the first embodiment is applied to the first embodiment.
  • the described effect can be obtained.
  • the switching element constituting the inverter in the above-described embodiment and the freewheeling diode connected in parallel to the switching element, it is generally mainstream to use a Si-based semiconductor made of silicon (Si: silicon).
  • a wide band gap (WBG) semiconductor made of silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond may be used.
  • a switching element or a diode element formed of such a WBG semiconductor has a high withstand voltage and a high allowable current density. Therefore, the switching element and the diode element can be reduced in size, and by using these reduced switching element and diode element, the semiconductor module incorporating these elements can be reduced in size.
  • the switching element and the diode element formed of such a WBG semiconductor have high heat resistance.
  • the heat sink fins of the heat sink can be miniaturized and the water cooling part can be air cooled, so that the semiconductor module can be further miniaturized.
  • switching elements and diode elements formed of such WBG semiconductors have low power loss. For this reason, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the diode element, and to increase the efficiency of the semiconductor module.
  • both the switching element and the diode element are preferably formed of a WBG semiconductor, any one of the elements may be formed of a WBG semiconductor, and the effects in the above-described embodiments can be obtained. .
  • the same effect can be obtained by using a super junction structure MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) known as a highly efficient switching element in addition to the WBG semiconductor.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the compressor with the scroll mechanism it is difficult for the compressor with the scroll mechanism to perform high-pressure relief of the compression chamber. Therefore, compared with other types of compressors, there is a high possibility that excessive compression will be applied to the compression mechanism when liquid compression is performed.
  • the compressor in the heat pump device according to the above-described embodiment, the compressor can be efficiently heated, and the retention of the liquid refrigerant in the compressor can be suppressed. Therefore, since liquid compression can be prevented, it is effective also when using the compressor of a scroll mechanism.
  • the voltage command V * may be adjusted in advance so as not to exceed 50 W, or the feedback control may be performed so that the flowing current and voltage are detected and become 50 W or less.
  • the inverter control unit can be composed of a discrete system of CPU (Central Processing Unit), DSP (Digital Signal Processor), microcomputer (microcomputer), but also other electric circuit elements such as analog circuits and digital circuits You may comprise.
  • CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer
  • the present invention relates to a heat pump device, and an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, and a refrigerator equipped with the heat pump device, and a technique for preventing liquid refrigerant from staying in the compressor during operation standby of the compressor
  • it is suitable for a configuration in which a high-frequency voltage having a higher frequency than that during normal operation is supplied to the compressor motor to perform restraint energization.

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Abstract

　圧縮機モータの拘束通電を行う際に、圧縮機モータに供給する電力量を一定に保ち、圧縮機への加熱量を一定に保つことにより、効率的かつ確実に圧縮機内部への液冷媒の滞留を防止することが可能なヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機を得ること。圧縮機の運転待機中において、圧縮機モータにキャリア信号に同期した高周波電圧を供給して圧縮機モータの拘束通電を実施する構成とし、高周波通電周期の複数周期分の圧縮機モータの各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流から、高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値を復元し、その復元した高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値を用いて算出した電力値が圧縮機の内部に滞留した液冷媒を圧縮機の外部に排出するために必要な加熱電力指令に一致するように制御する。

Description

ヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機
　本発明は、ヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機に関する。
　従来、空気調和機等に用いられるヒートポンプ装置の運転停止中において、圧縮機内部への液冷媒の滞留を防止する技術として、圧縮機モータを駆動することなくモータ巻線に通電して（以下「拘束通電」という）、圧縮機を加熱することにより液冷媒を気化させて排出するものがある。例えば、圧縮機の運転待機時において、通常運転時における通常周波数より高い２０ｋＨｚ程度の交流電圧を圧縮機モータに供給することにより、インバータを構成するスイッチング素子のスイッチングロスによる発熱とモータの発熱とを利用して、圧縮機内部の冷媒の液化を防止する技術が開示されている（例えば、特許文献１）。
　また、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ：埋込磁石形）モータの場合、ロータの巻線インダクタンスは、ロータの位置に依存して変化するため、例えば、冷凍サイクルの温度が所定値以下で所定時間経過した場合に、通常運転時における通常周波数より高い１４ｋＨｚ以上の交流電圧の位相をずらしながら圧縮機内部のモータに供給して、効率良く液冷媒への加熱を行い、圧縮機内部への冷媒の滞留を防止する技術が開示されている（例えば、特許文献２）。
　また、例えば、モータ巻線に流れる電流がピーク付近で比較的安定している区間を電流検出区間とし、このタイミングで検出したピーク電流値に基づいて、圧縮機内部に滞留する冷媒を気化して吐出させるために必要な電力を得るための最適な電圧指令値を算出し、製造ばらつきや環境ばらつきによる影響によらず、圧縮機の加熱量を一定に保とうとする技術が開示されている（例えば、特許文献３）。
　ここで、圧縮機の加熱量を一定に保つ、すなわち、圧縮機モータに供給する電力量を一定に保ち、確実に圧縮機内部への冷媒の滞留を防止するためには、モータ巻線に流れる電流をより正確に検出する必要があるが、圧縮機モータの拘束通電を行う際の周波数が高くなると、モータ巻線に流れる電流がピーク付近で比較的安定している区間が短くなり、電流検出精度が低下することとなる。また、サンプリング周期で検出したアナログ電流値をＡＤ変換して電流検出を行う場合でも、圧縮機モータの拘束通電を行う際の周波数が高いと１周期中に検出可能なサンプリング数が少なくなるため、検出精度を向上するためには高サンプリングが可能なマイコン等が必要となる。このため、ＡＤ変換を行う際のサンプリング周期を複数等分に分割して、複数のサンプリングタイミングを１つずつずらしながら電流検出を行うことで、複数倍のサンプリング周波数でサンプリングを行った場合と同等に高精度に電力を検出するとした技術が開示されている（例えば、特許文献４）。
特開２００４－２７１１６７号公報 特開２０１２－８２９９６号公報 国際公開第２００９／０２８０５３号 特開２０１２－２２５７６７号公報
　しかしながら、特許文献４に記載された技術では、サンプリング周期を複数等分に分割しているため、電流検出を行うタイミングと電流周期との間の関連がなく、電流周期に対して検出タイミングのズレが生じると電力の検出精度が低下し、圧縮機モータに供給する電力量を一定に保てない場合がある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、圧縮機モータに通常運転時よりも高い周波数の高周波電圧を供給して拘束通電を行う際に、圧縮機モータに供給する電力量を一定に保ち、圧縮機への加熱量を一定に保つことにより、効率的かつ確実に圧縮機内部への液冷媒の滞留を防止することが可能なヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動する圧縮機モータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記圧縮機モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動する駆動信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、前記インバータ制御部は、前記圧縮機の運転待機中において、前記圧縮機モータに通常運転時よりも高い周波数の高周波電圧を供給して前記圧縮機モータの拘束通電を実施する際の高周波電圧位相指令を出力すると共に、前記拘束通電を行う際の高周波通電周期の複数周期分の前記圧縮機モータの各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流から、当該高周波通電周期の１周期分に相当する前記各相間電圧、前記各相電圧、あるいは前記各相電流を復元し、当該復元した前記高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値に基づいて、高周波電圧指令を出力する拘束通電制御部と、前記高周波電圧位相指令および前記高周波電圧指令に基づき前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、圧縮機モータに通常運転時よりも高い周波数の高周波電圧を供給して拘束通電を行う際に、圧縮機モータに供給する電力量を一定に保ち、圧縮機への加熱量を一定に保つことができ、効率的かつ確実に圧縮機内部への液冷媒の滞留を防止することができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置におけるインバータの一構成例を示す図である。 図３は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置におけるインバータ制御部の一構成例を示す図である。 図４は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における加熱電力指令生成部の動作を説明するための図である。 図５は、各電圧指令値および各ＰＷＭ信号の生成手法を説明するための各信号波形を示す図である。 図６は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における８通りのスイッチングパターンを示す図である。実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における冷媒寝込量出力部の別の構成例を示す図である。 図７は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における高周波電圧位相指令生成部の一構成例を示す図である。実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における直流通電指令生成部の一構成例を示す図である。 図８は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における拘束通電時の各信号波形を示す図である。実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における高周波通電指令生成部の一構成例を示す図である。 図９は、各電圧ベクトルに対応するインバータ内の各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を示す図である。 図１０は、基準位相θｆが０°、３０°、６０°である場合の各相電流波形を示す図である。 図１１は、ＩＰＭモータのロータの停止位置の一例を示す図である。 図１２は、ロータの位置と各相電流との関係を示す図である。 図１３は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における電力算出部の詳細構成の一例を示す図である。 図１４は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における各線間電圧および各相電流の検出手法を説明するための各信号波形を示す図である。 図１５は、インバータの母線電圧値が変動した場合の各信号波形を示す図である。 図１６は、インバータの母線電圧値の大きさの違いによる線間電圧波形および相電流波形の差を示す図である。 図１７は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における電力算出部の詳細構成の一例を示す図である。 図１８は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における電力算出部の図１７とは異なる詳細構成の一例を示す図である。 図１９は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における高周波電圧指令生成部の詳細構成の一例を示す図である。 図２０は、電圧一定制御と実施の形態１にかかる制御との比較例を示す図である。 図２１は、実施の形態２にかかる冷凍サイクルの一構成例を示す図である。 図２２は、図２１に示す冷凍サイクルにおける冷媒の状態遷移を示すモリエル線図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置の一構成例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置１００は、圧縮機１、四方弁２、熱交換器３、膨張機構４、および熱交換器５が冷媒配管６を介して順次接続され、冷凍サイクル５０が形成される。なお、図１に示す例では、冷凍サイクル５０を形成する基本的な構成を示しており、一部構成要素を省略した図としている。
　圧縮機１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構７と、この圧縮機構７を動作させる圧縮機モータ８とが設けられている。圧縮機モータ８は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相のモータ巻線を有する三相モータである。
　圧縮機モータ８には、インバータ９が電気的に接続されている。インバータ９は、直流電圧源１１に接続され、直流電圧源１１から供給される直流電圧（母線電圧）Ｖｄｃを電源として圧縮機モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線に電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをそれぞれ印加する。
　また、インバータ９には、インバータ制御部１０が電気的に接続されている。インバータ制御部１０は、インバータ９を駆動するための駆動信号をインバータ９へ出力する。このインバータ制御部１０は、通常運転モードおよび加熱運転モードの２つの運転モードを備えている。
　通常運転モードでは、インバータ制御部１０は、圧縮機モータ８を回転駆動するためのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（駆動信号）を生成して出力する。また、加熱運転モードでは、インバータ制御部１０は、通常運転モードとは異なり、運転待機中において圧縮機モータ８を回転駆動させないように通電（以下、「拘束通電」という）することにより圧縮機モータ８の加熱を行い、圧縮機１内部に滞留した液冷媒を温め気化させて排出する運転モードである。本実施の形態では、この加熱運転モードにおいて、圧縮機モータ８に圧縮機モータ８が追従できない高周波電流を通電（以下、「高周波通電」という）することにより、圧縮機モータ８に発生する熱を利用して、圧縮機１内部に滞留した液冷媒に加熱する。
　高周波通電を実施する場合には、圧縮動作時の運転周波数以上の高周波電圧を圧縮機モータ８に印加すれば、圧縮機モータ８内のロータが高周波電圧に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。そのためインバータ９が出力する電圧の周波数が圧縮動作時の運転周波数以上となるようにすることが望ましい。
　一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々１ｋＨｚ程度であるので、圧縮機１の運転待機中において高周波通電を実施する場合には、圧縮動作時の運転周波数である１ｋＨｚ以上の高周波電圧を圧縮機モータ８に印加すればよい。また、例えば１４ｋＨｚ以上の高周波電圧を圧縮機モータ８に印加すれば、圧縮機モータ８の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。ここで、例えば、可聴周波数外の２０ｋＨｚ程度の高周波電圧となるようにすれば、より騒音を低減させることができるが、高周波通電を実施する際には、信頼性確保のため、インバータ９内のスイッチング素子の最大定格周波数以下の高周波電圧を印加するのが望ましい。
　また、圧縮機モータ８がＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ）構造の埋込磁石型モータである場合には、高周波通電を実施する際には、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。したがって、冷媒接触面の増加により圧縮機構への速やかな加熱を実現でき、より高効率な冷媒加熱が可能となる。
　以下、加熱運転モードを実現する構成部および動作について説明する。
　インバータ制御部１０は、加熱運転モードを実現する構成部として、拘束通電制御部１２および駆動信号生成部１３を備えている。拘束通電制御部１２は、電力算出部１４、高周波電圧指令生成部１５、高周波電圧位相指令生成部１６、および加熱電力指令生成部１７を備えている。なお、ここでは、通常運転モードを実現するための一部構成要素を省略した図としている。
　図２は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置におけるインバータ９の一構成例を示す図である。図２に示すように、インバータ９は、ブリッジ結線されたスイッチング素子７０ａ～７０ｆ、および各スイッチング素子７０ａ～７０ｆにそれぞれ並列接続された還流ダイオード８０ａ～８０ｆを有している。このインバータ９は、直流電圧源１１に接続され、母線電圧Ｖｄｃを電源として、インバータ制御部１０より送られたＰＷＭ信号（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）により、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰはスイッチング素子７０ａ、ＶＰはスイッチング素子７０ｂ、ＷＰはスイッチング素子７０ｃ、ＵＮはスイッチング素子７０ｄ、ＶＮはスイッチング素子７０ｅ、ＷＮはスイッチング素子７０ｆにそれぞれ対応）が駆動され、圧縮機モータ８のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻き線にそれぞれ印加する三相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生させる。
　図３は、実施の形態１にかかるインバータ制御部の一構成例を示す図である。インバータ制御部１０は、上述したように、電力算出部１４、高周波電圧指令生成部１５、高周波電圧位相指令生成部１６、および加熱電力指令生成部１７を備える拘束通電制御部１２と、電圧指令算出部１９およびＰＷＭ信号生成部２０を備える駆動信号生成部１３を備え構成される。
　高周波電圧位相指令生成部１６は、拘束通電を行う際の高周波電圧位相指令θを生成して出力する。
　電力算出部１４は、拘束通電を行う際の高周波通電周期の複数周期分の圧縮機モータ８の各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流（図３中では、「Ｖ」、「Ｉ」と記載）から、高周波通電周期の１周期分に相当する各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流を復元し、その復元した高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値を用いて、圧縮機モータ８に供給された電力値Ｐを算出する。なお、圧縮機モータ８の各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流を検出する各電圧検出器や各電流検出器については図示していないが、これら各検出器としては既知の検出器を用いればよく、これら各検出器の構成や種類により本発明が限定されるものではない。
　加熱電力指令生成部１７は、ヒートポンプ装置１００を構成するいずれかの部品あるいは構成要素の温度および雰囲気温度のうちの少なくとも１つ（図３中では、「Ｔ」と記載）を検出して圧縮機１の内部に滞留した液冷媒量を推定し、その液冷媒を圧縮機１の外部に排出するために必要な加熱電力指令Ｐ＊を生成する。
　高周波電圧指令生成部１５は、電力算出部１４により算出された電力値Ｐが加熱電力指令生成部１７により生成された加熱電力指令Ｐ＊に一致するような高周波電圧指令Ｖ＊を生成する。
　電圧指令算出部１９は、高周波電圧指令Ｖ＊および高周波電圧位相指令θに基づいて三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を生成する。
　ＰＷＭ信号生成部２０は、三相電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊および母線電圧Ｖｄｃに基づいて、インバータ９を駆動するためのＰＷＭ信号（ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮ）を生成する。
　つぎに、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置１００における加熱電力指令生成部１７の動作について、図４を参照して説明する。図４は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における加熱電力指令生成部の動作を説明するための図である。
　加熱電力指令生成部１７は、圧縮機１の周辺の雰囲気温度（例えば、外気温度）Ｔｃおよび圧縮機１の温度（圧縮機温度）Ｔｏを検出し、雰囲気温度Ｔｃおよび圧縮機温度Ｔｏに基づいて、圧縮機１内に滞留した液冷媒量を推定する。ここで、冷凍サイクル５０を循環する冷媒は、冷凍サイクル５０を形成する各構成部のうち、最も温度の低い箇所で凝縮して溜まり込んでいく。圧縮機１は、冷凍サイクル５０を形成する各構成部の中で最も熱容量が大きいため、図４（ｂ）に示すように、雰囲気温度Ｔｃの上昇に対して、圧縮機温度Ｔｏが遅れて上昇して最も温度が低くなる。このため、圧縮機１の内部に液冷媒が滞留する。本実施の形態では、加熱電力指令生成部１７は、例えば、あらかじめ実験等により求めた雰囲気温度Ｔｃと圧縮機温度Ｔｏとの関係に基づいて、図４（ｂ）に示すように、単位時間ｔ当たりの液冷媒量を推定する。なお、圧縮機１の熱容量をあらかじめ把握している場合には、雰囲気温度Ｔｃのみを検出して、雰囲気温度Ｔｃの変化に対して圧縮機温度Ｔｏがどの程度遅れて変化するか推定することにより、単位時間ｔ当たりの液冷媒量を推定することが可能である。この場合には、圧縮機温度Ｔｏを検出するセンサを削減することができ、コストを削減することができる。また、雰囲気温度Ｔｃに代えて、冷凍サイクル５０を形成する各構成部の中で圧縮機１よりも熱容量が小さい熱交換器３等の温度を検出するようにしても、同様に単位時間ｔ当たりの冷媒寝込量を推定することが可能であることは言うまでもない。
　また、圧縮機１内部の液冷媒量をより直接的に検出するようにしてもよい。例えば、圧縮機１内部の液冷媒量を検出するセンサとして、液量を測る静電容量センサや、レーザーや音、電磁波等により圧縮機１の上部と冷媒の液面との距離を測るセンサ等を用いることで実現可能である。なお、液冷媒量を推定あるいは検出する手法としては、上述したいずれの手法を用いてもよい。
　加熱電力指令生成部１７は、推定あるいは検出された液冷媒量に応じて、圧縮機１内部に滞留した液冷媒の排出に必要な加熱電力指令Ｐ＊を求め、高周波電圧指令生成部１５に出力する。圧縮機１内部に滞留した液冷媒量が多い場合には、加熱電力指令Ｐ＊を大きな値に設定し、液冷媒量が０の場合には、加熱電力指令Ｐ＊を０に設定するか、あるいは、加熱を停止するように制御することで必要最小限の加熱に必要な電力を得ることが可能となる。また、この加熱電力指令Ｐ＊は、圧縮機１の種類や大きさにより変化する。圧縮機１が大きい場合や熱が伝わりにくい素材や形状である場合には、加熱電力指令Ｐ＊を大きくすればよい。例えば、液冷媒量と加熱電力指令Ｐ＊との関係を示すテーブルを複数保持しておき、圧縮機１の種類や大きさに対応するテーブルから、圧縮機１内部に滞留した液冷媒量に応じた加熱電力指令Ｐ＊を読み出すようにすることで実現可能である。
　つぎに、電圧指令算出部１９における電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の生成手法と、ＰＷＭ信号生成部２０におけるＰＷＭ信号の生成手法とについて、図５および図６を参照して説明する。
　図５は、各電圧指令値および各ＰＷＭ信号の生成手法を説明するための各信号波形を示す図である。
　圧縮機モータ８が三相モータである場合には、一般的に、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各位相は、互いに１２０°（＝２π／３）ずつ異なる。そのため、各電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を次式（１）～（３）のように位相が２π／３ずつ異なる余弦波（正弦波）と定義する。
　Ｖｕ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓθ　…　（１）
　Ｖｖ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓ（θ－（２／３）π）　…　（２）
　Ｖｗ＊＝Ｖ＊×ｃｏｓ（θ＋（２／３）π）　…　（３）
　電圧指令算出部１９は、電圧指令Ｖ＊および電圧位相指令θに基づき、上式（１）～（３）を用いて各電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を算出してＰＷＭ信号生成部２０に出力する。ＰＷＭ信号生成部２０は、各電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と、所定の周波数で振幅値が±（Ｖｄｃ／２）のキャリア信号（基準信号）とを比較し、相互の大小関係に基づき各ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮを生成する。
　なお、上式（１）～（３）では、単純な三角関数で各電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求めているが、上述した手法以外に、二相変調や三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調といった他の手法を用いて、電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求めてもよい。
　ここで、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも大きい場合には、ＵＰはスイッチング素子７０ａをオンにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子７０ｄをオフにする電圧とする。また、電圧指令値Ｖｕ＊がキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、ＵＰはスイッチング素子７０ａをオフにする電圧とし、ＵＮはスイッチング素子７０ｄをオンにする電圧とする。他の信号についても同様であり、電圧指令値Ｖｖ＊とキャリア信号との比較によりＶＰおよびＶＮが決定され、電圧指令値Ｖｗ＊とキャリア信号との比較によりＷＰおよびＷＮが決定される。
　一般的なインバータの場合、相補ＰＷＭ方式を採用しているため、ＵＰおよびＵＮ、ＶＰおよびＶＮ、ＷＰおよびＷＮはそれぞれ互いに論理反転した関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で８通りとなる。
　図６は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における８通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図６では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにＶ０～Ｖ７の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±Ｕ，±Ｖ，±Ｗ（電圧が発生しない場合には０）で表している。ここで、＋Ｕとは、Ｕ相を介して圧縮機モータ８へ流入し、Ｖ相及びＷ相を介して圧縮機モータ８から流出するＵ相方向の電流を発生させる電圧であり、－Ｕとは、Ｖ相及びＷ相を介して圧縮機モータ８へ流入し、Ｕ相を介して圧縮機モータ８から流出する－Ｕ相方向の電流を発生させる電圧である。±Ｖ，±Ｗについても同様の解釈である。
　図６に示すスイッチングパターンを組み合わせることにより、インバータ９に所望の電圧を出力させることができる。例えば、通常の圧縮動作を行う通常運転モードでは、数１０Ｈｚ～数１００Ｈｚの範囲となるように、上式（１）～（３）の電圧位相指令θを変化させて動作させることが一般的である。ここで、本実施の形態では、加熱運転モードにおいて、電圧位相指令θを通常運転モードよりも高速で変化させることにより、数ｋＨｚ以上の高周波交流電圧を出力して圧縮機モータ８に通電（高周波通電）することで拘束運転を行うことができる。
　つぎに、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置１００における高周波電圧位相指令生成部１６の構成および動作について、図７～図１０を参照して説明する。
　図７は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における高周波電圧位相指令生成部の一構成例を示す図である。また、図８は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における拘束通電時の各信号波形を示す図である。
　図７に示すように、実施の形態２における高周波電圧位相指令生成部１６は、キャリア信号に同期して高周波電圧位相指令θを反転させる高周波電圧位相反転部２２と、高周波電圧位相反転部２２の出力に基準位相θｆを加算する加算器２３ａを備えている。
　一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数は、インバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の場合、スイッチングスピードの上限は２０ｋＨｚ程度である。
　また、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度以上になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮して、高周波電圧の周波数をキャリア周波数の１／１０以下とすると、例えば、キャリア周波数が２０ｋＨｚである場合には、高周波電圧の周波数が２ｋＨｚ以下となり、可聴周波数帯域内となるので、圧縮機モータの電磁音による騒音が問題となる。
　したがって、本実施の形態では、図８に示すように、キャリア信号の頂点から底点に至るまでの期間、つまり、キャリア周波数ｆｃの１周期（１／ｆｃ）で高周波電圧位相指令θを１８０°反転させるように構成している。このように構成することにより、後段の電圧指令算出部１９においてキャリア信号に同期して反転する電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊が得られ、さらに後段のＰＷＭ信号生成部２０においてキャリア信号に同期した高精度な各ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮが生成される。このとき、電圧ベクトルは、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）、Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）、Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）、…の順で変化する。
　図９は、各電圧ベクトルに対応するインバータ内の各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を示す図である。図９に示す各回路図では、破線で囲まれたスイッチング素子がＯＮ、それ以外がＯＦＦであることを示している。また、電圧ベクトルの変化順序を示す太矢印の回転方向（電圧ベクトルＶ０→Ｖ４→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０…の回転方向）は、図９に示す例に対応している。
　図９に示す例では、各ＰＷＭ信号ＵＰ，ＶＰ，ＷＰ，ＵＮ，ＶＮ，ＷＮは、１キャリア周期で図９の４つの回路状態を１回転する。これにより、１キャリア周期を１周期とする電流を圧縮機モータ８に流すように構成している。
　図９に示すように、Ｖ０ベクトル、Ｖ７ベクトル印加時は、圧縮機モータ８の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、圧縮機モータ８のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。また、Ｖ４ベクトル印加時には、Ｕ相を介して圧縮機モータ８へ流入し、Ｖ相およびＷ相を介して圧縮機モータ８から流出するＵ相方向の電流（＋Ｉｕ）が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には、Ｖ相およびＷ相を介して圧縮機モータ８へ流入し、Ｕ相を介して圧縮機モータ８から流出する－Ｕ相方向の電流（－Ｉｕ）が圧縮機モータ８の巻線に流れる。つまり、Ｖ４ベクトル印加時と、Ｖ３ベクトル印加時とでは、逆方向の電流が圧縮機モータ８の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがＶ０、Ｖ４、Ｖ７、Ｖ３、Ｖ０、…の順で変化するため、＋Ｉｕと－Ｉｕとが交互に圧縮機モータ８の巻線に流れることになる。この結果、図９に示すように、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが１キャリア周期の間に現れるため、キャリア信号の周波数に同期した高周波電圧を圧縮機モータ８の巻線に印加することが可能となる。
　また、Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルとが交互に出力され、＋Ｉｕと－Ｉｕとが交互に圧縮機モータ８の巻線に流れるため、正逆のトルクが瞬時に切り替わる。このため、正逆のトルクが相殺され、ロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。
　ここで、高周波電圧位相指令θのキャリア信号に対する基準位相θｆは、６０°の倍数であるのが望ましい。以下、この理由について説明する。
　図１０は、基準位相θｆが０°、３０°、６０°である場合の各相電流波形を示す図である。図１０（ａ）は、θｆ＝０°である場合の各相電流波形を示し、図１０（ｂ）は、θｆ＝３０°である場合の各相電流波形を示し、図１０（ｃ）は、θｆ＝６０°である場合の各相電流波形を示している。
　θｆ＝０°である場合には、図９に示すように、Ｖ０ベクトルとＶ７ベクトルとの間に、他の電圧ベクトル（正電圧側のスイッチング素子１つと負電圧側のスイッチング素子２つ、あるいは、正電圧側のスイッチング素子２つと負電圧側のスイッチング素子１つがオン状態となる電圧ベクトル）が１つのみ発生する。この場合には、図１０（ａ）に示すように、各相電流波形は台形状となり、高調波成分の少ない電流となる。
　また、θｆ＝６０°である場合も、θｆ＝０°である場合と同様に、Ｖ０ベクトルとＶ７ベクトルとの間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生するので、図１０（ｃ）に示すように、各相電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。
　しかし、θｆ＝３０°である場合には、Ｖ０ベクトルとＶ７ベクトルとの間に異なる２つの電圧ベクトルが発生することとなり、図１０（ｂ）に示すように、各相電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。この各相電流波形の歪みは、モータ騒音やモータ軸振動などの要因となる虞がある。
　つまり、基準位相θｆを６０°の倍数とし、高周波電圧位相指令θも常に６０°の倍数とすれば、Ｖ０ベクトルとＶ７ベクトルとの間に他の電圧ベクトルが１つのみ発生するため、各相電流波形は台形状となり、高調波成分が少ない電流となる。一方、基準位相θｆを６０°の倍数以外とした場合には、高周波電圧位相指令θが６０°の倍数とならないため、Ｖ０ベクトルとＶ７ベクトルとの間に他の電圧ベクトルが２つ発生し、各相電流波形が歪み、高調波成分の多い電流となる。したがって、基準位相θｆは、０°、６０°、１２０°、…のように６０°の倍数とするのが望ましい。
　つぎに、拘束通電時における圧縮機モータ８のロータの停止位置と加熱量との関係について、図１１および図１２を参照して説明する。
　図１１は、ＩＰＭモータのロータの停止位置の一例を示す図である。圧縮機モータ８がＩＰＭモータ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ　Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ　Ｍａｇｎｅｔ　Ｍｏｔｏｒ：埋込磁石型モータ）である場合、図１１に示すように、圧縮機モータ８のロータの停止位置は、ロータのＮ極の向きがＵ相方向からずれた角度φの大きさによって表される。
　図１２は、ロータの位置と各相電流との関係を示す図である。ＩＰＭモータの場合、高周波通電時における巻線インダクタンス値は、ロータの位置に依存する。そのため、電気角周波数ωと巻線インダクタンス値との積で表される巻線インピーダンスは、ロータの位置に応じて変動する。したがって、運転待機中に圧縮機モータ８の拘束通電を実施する際に、同一の電圧を印加した場合においても、ロータの停止位置によって、圧縮機モータ８の巻線に流れる電流が変動してしまい、加熱量が変化する。この結果、ロータの停止位置によっては、必要な加熱量を得るために、多くの電力が消費される虞があるだけでなく、加熱不足により液冷媒を圧縮機１内部から排出できず、液冷媒が圧縮機１内に滞留した状態で通常運転モードに移行する虞がある。したがって、圧縮機モータ８の拘束通電を行う際には、ロータの停止位置によらず、圧縮機モータ８に供給する電力量を一定に保ち、圧縮機１の加熱量を一定に保つ必要がある。
　圧縮機モータ８に供給する電力量を一定に保つ手法として、圧縮機モータ８の各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流を検出して、これら各検出値から得られる電力値が一定になるように制御する場合、各検出値を高精度に検出する必要があるが、インバータ制御部１０として一般的に用いられるマイコン（マイクロコンピュータ）等では、通常運転時の数１０Ｈｚ～数１００Ｈｚの範囲では十分な検出精度が得られる場合でも、上述したように、キャリア信号に同期した高周波通電を実施する等、圧縮機モータ８に通常運転時よりも高い周波数の高周波電圧を供給して圧縮機モータ８の拘束通電を実施する場合には、十分な検出精度が得られない虞がある。
　例えば、拘束通電を実施する際の高周波通電周波数が２０ｋＨｚであるとすると、高周波通電周期の１周期は５０ｕｓとなるが、上述したマイコンのＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換時間が数ｕｓである場合には、高周波通電周期の１周期当たりの検出点が数点となり、検出精度が低下することとなる。
　したがって、本実施の形態では、上述したように、拘束通電を行う際の高周波通電周期の複数周期分の圧縮機モータ８の各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流から、高周波通電周期の１周期分に相当する各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流を復元する。このようにすれば、拘束通電を行う際の高周波通電周波数に対してＡ／Ｄ変換時間が長いマイコンを用いてインバータ制御部１０を構成した場合でも、高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値の検出精度を向上させることができ、その復元した高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値を用いて、圧縮機モータ８に供給された電力値を算出し、その電力値が圧縮機１の内部に滞留した液冷媒を圧縮機１の外部に排出するために必要な加熱電力指令に一致するように制御することにより、ロータの停止位置によらず、圧縮機モータ８に供給する電力量を一定に保ち、圧縮機１の加熱量を一定に保つことができ、圧縮機１内に滞留した液冷媒を最小の電力でより確実に圧縮機１内部から排出することができる。
　つぎに、上述した制御を実現するための拘束通電制御部１２の各部の詳細構成および動作について、図１３～図２０を参照して説明する。
　図１３は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における電力算出部の詳細構成の一例を示す図である。図１３に示す例では、電力算出部１４は、検出部２４、リトライ判定部２５、および電力演算部２６を備えている。
　ここでは、まず、三相電力の測定手法として一般的に用いられる２電力計法を用いた例について説明する。
　２電力計法を用いる場合には、電力値Ｐは、例えば各線間電圧Ｖｕｖ，ＶｗｖおよびＵ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗを用いて、下記（４）式のように表される。
　Ｐ＝Ｖｕｖ×Ｉｕ＋Ｖｗｖ×Ｉｗ　…　（４）
　ここでは、上式（４）に合わせ、検出部２４が各線間電圧Ｖｕｖ，ＶｗｖおよびＵ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗを検出する構成としている。
　図１４は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における各線間電圧および各相電流の検出手法を説明するための各信号波形を示す図である。前述の通り、本実施の形態では、加熱運転モード中における電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、基準信号であるキャリア信号に同期している。このため、各線間電圧Ｖｕｖ，ＶｗｖおよびＵ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗは、図１４に示すように、キャリア信号に同期した信号波形となる。
　本実施の形態では、ｎキャリア周期（図１４に示す例では１０キャリア周期）に渡り（１／ｎ）キャリア周期ずつ位相をずらしながら各線間電圧Ｖｕｖ，ＶｗｖおよびＵ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗを検出し、これら各検出値を用いて、１キャリア周期分に相当する電力値Ｐを算出する。
　より具体的には、検出部２４は、図１４に示すように、１周期目にはキャリア信号の底点でＡ／Ｄ変換を行い、各線間電圧の各瞬時値Ｖｕｖ［１］，Ｖｗｖ［１］およびＵ相電流の瞬時値Ｉｕ［１］、Ｗ相電流の瞬時値Ｉｗ［１］を検出する。続いて、２周期目にはキャリア信号の底点から（１／ｎ）キャリア周期遅れたタイミングでＡ／Ｄ変換を行い、各線間電圧の各瞬時値Ｖｕｖ［２］，Ｖｗｖ［２］およびＵ相電流の瞬時値Ｉｕ［２］、Ｗ相電流の瞬時値Ｉｗ［２］を検出する。以降、ｍ周期目（ｍは１～（ｎ－１）の整数）にはキャリア信号の底点から（ｍ／ｎ）キャリア周期遅れたタイミングでＡ／Ｄ変換を行い、各線間電圧の各瞬時値Ｖｕｖ［ｍ］，Ｖｗｖ［ｍ］およびＵ相電流の瞬時値Ｉｕ［ｍ］、Ｗ相電流の瞬時値Ｉｗ［ｍ］を検出する。このように、ｎキャリア周期に渡り（１／ｎ）キャリア周期ずつＡ／Ｄ変換タイミングを変化させて、１キャリア周期データ配列Ｖｕｖ［ｎ］、Ｖｗｖ［ｎ］、Ｉｕ［ｎ］、Ｉｗ［ｎ］を得る。これにより、１キャリア周期分、つまり、高周波通電周期の１周期分に相当する各線間電圧Ｖｕｖ，ＶｗｖおよびＵ相電流Ｉｕ、Ｗ相電流Ｉｗを復元することができる。
　ここで、インバータ９の母線電圧値、つまり、図１に示す直流電圧源１１の電圧値Ｖｄｃが変動した場合の動作について説明する。図１５は、インバータの母線電圧値が変動した場合の各信号波形を示す図である。また、図１６は、インバータの母線電圧値の大きさの違いによる線間電圧波形および相電流波形の差を示す図である。図１６（ａ）は、インバータの母線電圧値Ｖｄｃが小さい場合の線間電圧Ｖｕｖの波形およびＵ相電流Ｉｕの波形を示し、図１６（ｂ）は、インバータの母線電圧値Ｖｄｃが大きい場合の線間電圧Ｖｕｖの波形およびＵ相電流Ｉｕの波形を示している。
　検出部２４が１キャリア周期目からｎ周期目までの各検出値を検出している間に、インバータ９の母線電圧値Ｖｄｃが変動すると、図１５に示すように、各線間電圧値や各相電流値もインバータ９の母線電圧値Ｖｄｃの変動に応じて変動するため、１キャリア周期分に相当する各検出値の復元精度が低下する。
　また、図１６に示すように、線間電圧Ｖｕｖは、図１６（ａ）に示すＶａ×ｔｖａの値と図１６（ｂ）に示すＶｂ×ｔｖｂの値とが略一致するように制御される。これに対し、Ｕ相電流は、図１６（ａ）に示すＩａの値と図１６（ｂ）に示すＩｂの値とが略一致し、Ｉａ×ｔ０ａ＜Ｉｂ×ｔ０ｂとなる。つまり、母線電圧値Ｖｄｃが大きいほど相電流が大きくなるため、母線電圧値Ｖｄｃの大きさに応じて圧縮機モータ８に投入される電力が変動する。
　このため、本実施の形態では、各検出値の検出中に、母線電圧値Ｖｄｃが所定範囲（例えば、±１０％）を超えて変動したことをリトライ判定部２５が検出した場合に、検出部２４がそれまでに検出した各検出値を破棄し、１キャリア周期目から各検出値の検出を再開するようにしている。このように制御することで、母線電圧値Ｖｄｃの変動による電力値Ｐの算出精度への影響を抑制することができる。
　なお、ここでは、インバータ９の母線電圧値Ｖｄｃの変動を検知して、１キャリア周期分に相当する各検出値の復元動作をリトライする例を示したが、インバータ９の母線電圧値Ｖｄｃの変動以外の、各検出値が変動する要因となる事象を検知して、１キャリア周期分に相当する各検出値の復元動作をリトライするようにしてもよい。
　図１７は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における電力算出部の詳細構成の一例を示す図である。図１７に示す例では、２電力計法を用いる場合の構成を示しており、電力演算部２６は、乗算器２８ａ、総和演算器２９ａ，２９ｂ、除算器３０ａ，３０ｂ、および加算器２３ｂを含み構成されている。
　電力演算部２６には、検出部２４により検出された各線間電圧の各瞬時値Ｖｕｖ［ｍ］，Ｖｗｖ［ｍ］およびＵ相電流の瞬時値Ｉｕ［ｍ］、Ｗ相電流の瞬時値Ｉｗ［ｍ］が入力される。
　乗算器２８ａにおいてＶｕｖ［ｍ］とＩｕ［ｍ］との積を求め、総和演算器２９ａにおいてサンプルｍ＝１～ｎの総和を求め、除算器３０ａにおいてサンプル数ｎで除することによりＶｕｖ［ｍ］とＩｕ［ｍ］との積の平均値を求める。
　また、乗算器２８ｂにおいてＶｗｖ［ｍ］とＩｗ［ｍ］との積を求め、総和演算器２９ｂにおいてサンプルｍ＝１～ｎの総和を求め、除算器３０ｂにおいてサンプル数ｎで除することによりＶｗｖ［ｍ］とＩｗ［ｍ］との積の平均値を求める。
　そして、加算器２３ｂにおいて除算器３０ａの出力と除算器３０ｂの出力とを加算することで、圧縮機モータ８に投入される電力値Ｐを求める。
　図１８は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における電力算出部の図１７とは異なる詳細構成の一例を示す図である。
　三相電力の測定手法としては、上述した２電力計法を用いる手法以外に、例えば各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いて、下記（５）式のように表すこともできる。
　Ｐ＝Ｖｕ×Ｉｕ＋Ｖｖ×Ｉｖ＋Ｖｗ×Ｉｗ　…　（５）
　この場合には、検出パラメータが増加するというデメリットがある。ここで、三相電力において各相電流の各瞬時値Ｉｕ［ｍ］，Ｉｖ［ｍ］，Ｉｗ［ｍ］の総和が０となるというキルヒホッフの法則を利用すると、例えばＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗを検出する構成とし、下記（６）式のようにＵ相電流の瞬時値Ｉｕ［ｍ］、Ｗ相電流の瞬時値Ｉｗ［ｍ］を用いてＶ相電流の瞬時値Ｉｖ［ｍ］を表すことができる。
　Ｉｖ［ｍ］＝－Ｉｕ［ｍ］－Ｉｗ［ｍ］　…　（６）
　また、各相電流の実効値の平均値Ｉａｖｅに対して、圧縮機モータ８に投入される電力値Ｐは一意的に決まる。
　つまり、２相分の相電流（ここでは、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を用いて、圧縮機モータ８に投入される電力値Ｐを求めることができる。
　図１８に示す例では、上式（６）および各相電流の実効値の平均値Ｉａｖｅと圧縮機モータ８に投入される電力値Ｐとの関係を用いる場合の構成を示しており、電力演算部２６は、加算器２３ｃ、乗算器２８ｃ～２８ｆ、総和演算器２９ｃ～２９ｅ、除算器３０ｃ～３０ｅ、平方根演算器３１ａ～３１ｃ、平均演算器３２、および電流電力変換器３３を含み構成されている。
　電流電力変換器３３には、あらかじめ実験あるいはシミュレーション等で求めた各相電流の実効値の平均値Ｉａｖｅと圧縮機モータ８に投入される電力値Ｐとの関係を変換テーブルとして保持しておく。
　電力演算部２６には、検出部２４により検出されたＵ相電流の瞬時値Ｉｕ［ｍ］およびＷ相電流の瞬時値Ｉｗ［ｍ］が入力される。
　加算器２３ｃによりＩｕ［ｍ］とＩｗ［ｍ］とが加算され、乗算器２８ｃにおいて符号反転することによりＶ相電流の瞬時値Ｉｖ［ｍ］が得られる。
　乗算器２８ｄにおいてＩｕ［ｍ］を二乗し、総和演算器２９ｃにおいてサンプルｍ＝１～ｎの値の総和を求め、除算器３０ｃにおいてサンプル数ｎで除して、平方根演算器３１ａにおいて平方値を得ることでＵ相電流の実効値Ｉｕ＿ｒｍｓが求まる。
　また、乗算器２８ｅにおいてＩｖ［ｍ］を二乗し、総和演算器２９ｄにおいてサンプルｍ＝１～ｎの値の総和を求め、除算器３０ｄにおいてサンプル数ｎで除して、平方根演算器３１ｂにおいて平方値を得ることでＶ相電流の実効値Ｉｖ＿ｒｍｓが求まる。
　また、乗算器２８ｆにおいてＩｗ［ｍ］を二乗し、総和演算器２９ｅにおいてサンプルｍ＝１～ｎの値の総和を求め、除算器３０ｅにおいてサンプル数ｎで除して、平方根演算器３１ｃにおいて平方値を得ることでＷ相電流の実効値Ｉｗ＿ｒｍｓが求まる。
　そして、平均演算器３２においてこれらＩｕ＿ｒｍｓ，Ｉｖ＿ｒｍｓ，Ｉｗ＿ｒｍｓの平均値Ｉａｖｅを求め、電流電力変換器３３において上述した変換テーブルを用いて電力値Ｐに変換する。
　図１９は、実施の形態１にかかるヒートポンプ装置における高周波電圧指令生成部の詳細構成の一例を示す図である。図１９に示す例では、高周波電圧指令生成部１５は、減算器３４および制御器３５を含み構成されている。
　高周波電圧指令生成部１５には、電力算出部１４により算出された電力値Ｐと加熱電力指令生成部１７により生成された加熱電力指令Ｐ＊とが入力される。
　減算器３４において電力値Ｐと加熱電力指令Ｐ＊との偏差を求め、制御器３５においてこの偏差が０となるように、高周波電圧指令Ｖ＊を制御する。
　なお、制御器３５としては、一般的に制御で用いられる比例制御器、積分制御器、微分制御器、またはこれらを組み合わせて構成することができることは言うまでもなく、この制御器３５の構成により本発明が制限されるものではない。
　図２０は、電圧一定制御と実施の形態１にかかる制御との比較例を示す図である。図２０の横軸は圧縮機モータ８のロータの位置φを示し、縦軸は圧縮機モータ８に供給される電力を示している。図２０に示すＡは、電圧一定制御により圧縮機モータ８の拘束通電を実施した場合の例を示し、図２０に示すＢは、本実施の形態において説明した電力一定制御により圧縮機モータ８の拘束通電を実施した場合の例を示している。
　ＩＰＭモータやシンクロナスリラクタンスモータなどリラクタンストルクを有効に利用するモータでは、ロータの位置φに応じてインダクタンスが大きく変動するため、ロータの位置φによりインピーダンスが大きく変化する。このため、電圧一定制御により圧縮機モータ８の拘束通電を実施した場合には（図２０のＡ）、圧縮機モータ８に供給される電力が大きく変動し、ロータの位置φによっては、余剰な電力を圧縮機モータ８に供給することとなる場合や、圧縮機１の内部に滞留した液冷媒を排出するための必要最小電力を下回る場合がある。
　一方、本実施の形態では（図２０のＢ）、圧縮機モータ８に供給される電力が一定となるように制御するようにしているので、ロータ位置φによらず、効率的かつ確実に圧縮機１の内部に滞留した液冷媒を加熱して圧縮機１の外部に排出することが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１のヒートポンプ装置によれば、圧縮機の運転待機中において、圧縮機モータにキャリア信号に同期した高周波電圧を供給して圧縮機モータの拘束通電を実施する構成とし、キャリア信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に渡り（１／ｎ）周期分ずつ位相をずらしながら検出した各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流から、１キャリア周期分に相当する各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流を復元し、その復元した１キャリア周期分に相当する各検出値を用いて算出した電力値が圧縮機の内部に滞留した液冷媒を圧縮機の外部に排出するために必要な加熱電力指令に一致するように制御するようにしたので、拘束通電を行う際の高周波通電周波数に対してＡ／Ｄ変換時間が長いマイコンを用いてインバータ制御部を構成した場合でも、圧縮機モータのロータの位置によらず、圧縮機への加熱量を一定に保つことができ、効率的かつ確実に圧縮機内部への液冷媒の滞留を防止することができる。
　なお、上述した実施の形態１では、キャリア信号のｎ周期（ｎは２以上の整数）に渡り（１／ｎ）周期分ずつ位相をずらしながら各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流を検出し、キャリア信号の１周期分に相当する各検出値を用いて電力値を算出する例について説明したが、各検出値を検出する順番および検出数はこれに限定されるものではない。キャリア信号のｎ周期に渡り各検出値の検出を行う場合、例えば、偶数周期目や奇数周期目等、ｎ以下の任意のｋ周期で、それぞれ（ｍ／ｎ）周期分（ｍはｎ以下の自然数）に相当する位相で各検出値を検出し、これらをキャリア信号の１周期分に相当する各検出値と見做して電力値を算出するようにしてもよい。つまり、キャリア信号の１０周期中に各検出値を５回検出する場合、例えば、１周期目に（４／１０）周期分に相当する位相、４周期目に（２／１０）周期分に相当する位相、６周期目に（６／１０）周期分に相当する位相、８周期目に（１０／１０）周期分に相当する位相、１０周期目に（８／１０）周期分に相当する位相で、それぞれ各検出値を検出するようにしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、高周波電圧位相指令をインバータのキャリア信号に同期させて反転させることで拘束通電を行う例を示し、１キャリア周期分に相当する各検出値を復元する例を示したが、キャリア周期に同期した所定範囲、例えば、半キャリア周期分あるいは複数周期分に相当する各検出値を復元する構成であっても、上記同様の効果を得られることは言うまでもない。また、拘束通電を行う際の高周波通電周期、つまり、高周波電圧位相指令がキャリア信号に同期していない構成であっても、高周波通電周期の複数周期分の圧縮機モータの各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流から、高周波通電周期の１周期、あるいは、高周波通電周期に同期した所定範囲に相当する各検出値を復元する構成であっても、上記同様の効果を得られることは言うまでもない。
　また、上述した実施の形態１では、高周波通電により圧縮機モータの拘束通電を実施する例を示したが、高周波通電の場合には、インピーダンスが高くなりすぎると必要な加熱量が得られ難くなる。したがって、大きな加熱量を必要とする場合には、直流通電を併用して圧縮機モータの拘束通電を実施する構成としてもよい。このような構成とすることで、より確実に圧縮機の内部に滞留した液冷媒を気化させ、圧縮機の外部に排出することが可能となる。
　また、高周波数の電圧を圧縮機モータに印加した場合、圧縮機モータの巻線のインダクタンス成分により、インピーダンスが大きくなるため、電流が流れ難くなる性質がある。例えば、通常運転モードでは、圧縮機モータに流れる各相電流は、一般的に数１０アンペア程度であるのに対して、加熱運転モードでは、数アンペア以下である。つまり、通常運転モードと加熱運転モードとでは、電流検出器に求められるゲインおよび周波数特性が異なっている。そのため、通常運転モードで使用する電流検出器を用いて、高周波通電により圧縮機モータの拘束通電を実施する際の相電流検出を行う場合には、検出精度が低下することが考えられる。したがって、通常運転モードでの相電流検出に用いる電流検出器と加熱運転モードでの相電流検出に用いる電流検出器とをゲインおよび周波数特性が異なる別の電流検出器とするのが好ましい。あるいは、１つの電流検出器を通常運転モードと加熱運転モードとで兼用する場合には、それぞれのモードに適した２種類のゲインおよび周波数特性を持たせ、通常運転モードと加熱運転モードとで切り替えるようにしてもよい。また、インバータ制御部を構成するマイコンのＡ／Ｄ検出のビット数を、例えば１０ビットから１２ビットに変更するなどの対応をすることで、相電流の検出精度を向上させることも可能である。
　なお、線間電圧や相電圧の検出に関しては、通常運転モードと加熱運転モードとで電圧値の差異は小さいため、加熱運転モード用として通常運転モード用とは異なる別の電圧検出器を設けるなどの対応を行う必要性は低いが、通常運転モードでの電圧周波数が数１０～数１００Ｈｚであるのに対して、加熱運転モードでの電圧周波数は数ｋＨｚであるため、高周波ノイズ等を除去するためのＬＰＦ（Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）を付加する場合には、加熱運転モードでの周波数、つまり、圧縮機モータの拘束通電を実施する際の高周波通電周波数に合わせて設計するのが望ましい。
　さらに、線間電圧と相電流とを同一のマイコンで検出する場合、検出数の増加によるマイコンの処理速度増加や、Ａ／Ｄ検出用のポート不足により高機能のマイコンを用いる必要がありコストアップが懸念される。この場合には、例えば、線間電圧と相電流との積を求める乗算回路をマイコンの外部に設けることで、マイコンの検出数を減らすことができ、マイコンのコスト上昇を抑制することが可能である。この場合、乗算回路として、例えば、オペアンプを用いた乗算回路や、一般的に市販されている乗算用のＩＣなどを用いることで容易に実現可能である。
実施の形態２．
　本実施の形態では、実施の形態１に記載したヒートポンプ装置を適用可能な空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機について説明する。
　ここでは、実施の形態２にかかる空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機の冷凍サイクルのより具体的な構成および通常運転モードにおける動作について、図２１、図２２を参照して説明する。
　図２１は、実施の形態４にかかる冷凍サイクルの一構成例を示す図である。また、図２２は、図２１に示す冷凍サイクルにおける冷媒の状態遷移を示すモリエル線図である。図２２において、横軸は比エンタルピｈ、縦軸は冷媒圧力Ｐを示す。
　実施の形態２にかかる冷凍サイクル５０ａは、圧縮機５１と、熱交換器５２と、膨張機構５３と、レシーバ５４と、内部熱交換器５５と、膨張機構５６と、熱交換器５７とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路５８を備え形成される。なお、主冷媒回路５８において、圧縮機５１の吐出側には、四方弁５９が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器５７の近傍には、ファン６０が設けられる。また、圧縮機５１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構と、この圧縮機構を動作させる圧縮機モータとが設けられている。さらに、冷凍サイクル５０ａは、レシーバ５４と内部熱交換器５５との間から、圧縮機５１のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路６２を備える。インジェクション回路６２には、膨張機構６１、内部熱交換器５５が順次接続される。
　熱交換器５２には、水が循環する水回路６３が接続される。なお、水回路６３には、給湯器（図示せず）、ラジエータ（図示せず）や床暖房等の放熱器（図示せず）等の水を利用する装置が接続される。
　まず、冷凍サイクル５０ａにおける暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁５９は、図２１中の実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空気調和機における暖房運転だけでなく、ヒートポンプ給湯機において水に熱を与えて温水を作る給湯運転も含む。
　図２２において、圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２２のＡ点）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５２で熱交換されて液化する（図２２のＢ点）。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路６３を循環する水が温められ、空気調和機における暖房運転やヒートポンプ給湯機における給湯運転に利用される。
　熱交換器５２で液化された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧され、気液二相状態になる（図２２のＣ点）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される（図２２のＤ点）。レシーバ５４で液化された液相冷媒は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、膨張機構６１で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路６２を流れる冷媒と内部熱交換器５５で熱交換されて、さらに冷却される（図２２のＥ点）。内部熱交換器５５で冷却された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧されて気液二相状態になる（図２２のＦ点）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５７で外気と熱交換され、加熱される（図２２のＧ点）。そして、熱交換器５７で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２２のＨ点）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２２のＩ点）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２２のＪ点）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内へ流入する。
　圧縮機５１では、主冷媒回路５８から吸入された冷媒（図２２のＨ点）が、中間圧まで圧縮、加熱される（図２２のＫ点）。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒（図２２のＫ点）に、インジェクション冷媒（図２２のＪ点）が合流して、温度が低下する（図２２のＬ点）。そして、温度が低下した冷媒（図２２のＬ点）が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される（図２２のＡ点）。
　なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構６１の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構６１の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構６１の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。なお、膨張機構６１の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部（図示せず）により電子制御により制御される。
　つぎに、冷凍サイクル５０ａにおける冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁５９は図２１中の破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空気調和機における冷房運転だけでなく、冷蔵庫において水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍機における冷凍運転も含む。
　圧縮機５１で高温高圧となった気相冷媒（図２２のＡ点）は、圧縮機５１から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器５７で熱交換されて液化する（図２２のＢ点）。熱交換器５７で液化された液相冷媒は、膨張機構５６で減圧され、気液二相状態になる（図２２のＣ点）。膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器５５で熱交換され、冷却され液化される（図２２のＤ点）。内部熱交換器５５では、膨張機構５６で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器５５で液化された液相冷媒を膨張機構６１で減圧させて気液二相状態になった冷媒（図２２のＩ点）とを熱交換させている。内部熱交換器５５で熱交換された液相冷媒（図２２のＤ点）は、主冷媒回路５８と、インジェクション回路６２とに分岐して流れる。
　主冷媒回路５８を流れる液相冷媒は、レシーバ５４で圧縮機５１に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される（図２２のＥ点）。レシーバ５４で冷却された液相冷媒は、膨張機構５３で減圧されて気液二相状態になる（図２２のＦ点）。膨張機構５３で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器５２で熱交換され、加熱される（図２２のＧ点）。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路６３を循環する水が冷やされ、空気調和機における冷房運転や冷凍機における冷凍運転に利用される。
　そして、熱交換器５２で加熱された冷媒は、レシーバ５４でさらに加熱され（図２２のＨ点）、圧縮機５１に吸入される。
　一方、インジェクション回路６２を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構６１で減圧されて（図２２のＩ点）、内部熱交換器５５で熱交換される（図２２のＪ点）。内部熱交換器５５で熱交換された気液二相状態の冷媒（インジェクション冷媒）は、気液二相状態のまま圧縮機５１のインジェクションパイプから圧縮機５１内に流入する。
　圧縮機５１内での圧縮動作については、暖房運転時と同様であるので、ここでは省略する。
　なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構６１の開度を全閉にして、圧縮機５１のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。
　また、上記説明では、熱交換器５２は、冷媒と、水回路６３を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器５２は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。
　また、水回路６３は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。
　以上説明したように、実施の形態２の空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機によれば、上述した実施の形態１に記載のヒートポンプ装置を適用することにより、実施の形態１において説明した効果を得ることができる。
　なお、上述した実施の形態におけるインバータを構成するスイッチング素子と、これに並列に接続される環流ダイオードとしては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。
　このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。
　また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。
　また、より高い周波数でのスイッチングが可能となるため、圧縮機モータにより高い周波数の電流を流すことが可能となり、圧縮機モータの巻線インピーダンス増加による巻線電流低減によりインバータへ流れる電流を低減できるため、より効率の高いヒートポンプ装置を得ることが可能となる。さらには、高周波数化が容易であるため、可聴周波数帯域以上の周波数に設定することができ、騒音対策が容易となる等の利点がある。
　また、直流通電を併用する場合においても、電力損失が小さくなるため、発熱が小さくなるだけでなく、仮に大電流が流れた場合でも、高耐熱性能が高いため、信頼性の高いヒートポンプ装置を得ることができる等の利点がある。
　なお、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体よって形成されていてもよく、上述した実施の形態における効果を得ることができる。
　ＷＢＧ半導体の他にも、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いても、同様の効果を得ることが可能である。
　また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かる可能性が高い。しかし、上述した実施の形態にかかるヒートポンプ装置では、効率よく圧縮機を加熱することが可能であり、圧縮機内部への液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、スクロール機構の圧縮機を用いる場合にも効果的である。
　さらに、高周波通電を実施する場合に、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に５０Ｗを超えないよう電圧指令Ｖ＊の調整や、流れる電流や電圧を検出して５０Ｗ以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。
　なお、インバータ制御部は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明は、ヒートポンプ装置ならびに、それを備えた空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機において、圧縮機の運転待機時における圧縮機内部への液冷媒の滞留防止技術として有用であり、特に、圧縮機モータに通常運転時よりも高い周波数の高周波電圧を供給して拘束通電を行う構成に適している。
　１　圧縮機、２　四方弁、３　熱交換器、４　膨張機構、５　熱交換器、６　冷媒配管、７　圧縮機構、８　圧縮機モータ、９　インバータ、１０　インバータ制御部、１１　直流電圧源、１２　拘束通電制御部、１３　駆動信号生成部、１４　電力算出部、１５　高周波電圧指令生成部、１６　高周波電圧位相指令生成部、１７　加熱電力指令生成部、１９　電圧指令算出部、２０　ＰＷＭ信号生成部、２２　高周波電圧位相反転部、２３ａ～２３ｃ　加算器、２４　検出部、２５　リトライ判定部、２６　電力演算部、２８ａ～２８ｆ　乗算器、２９ａ～２９ｅ　総和演算器、３０ａ～３０ｅ　除算器、３１ａ～３１ｃ　平方根演算器、３２　平均演算器、３３　電流電力変換器、５０，５０ａ　冷凍サイクル、５１　圧縮機、５２，５７　熱交換器、５３，５６，６１　膨張機構、５４　レシーバ、５５　内部熱交換器、５８　主冷媒回路、５９　四方弁、６０　ファン、６２　インジェクション回路、６３　水回路、７０ａ～７０ｆ　スイッチング素子、８０ａ～８０ｆ　還流ダイオード、１００　ヒートポンプ装置。

Claims (17)

  1. 　冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動する圧縮機モータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記圧縮機モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動する駆動信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、
    　前記インバータ制御部は、
    　前記圧縮機の運転待機中において、前記圧縮機モータに通常運転時よりも高い周波数の高周波電圧を供給して前記圧縮機モータの拘束通電を実施する際の高周波電圧位相指令を出力すると共に、前記拘束通電を行う際の高周波通電周期の複数周期分の前記圧縮機モータの各相間電圧、各相電圧、あるいは各相電流から、当該高周波通電周期の１周期分に相当する前記各相間電圧、前記各相電圧、あるいは前記各相電流を復元し、当該復元した前記高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値に基づいて、高周波電圧指令を出力する拘束通電制御部と、
    　前記高周波電圧位相指令および前記高周波電圧指令に基づき前記駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
    　を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。
  2. 　前記拘束通電制御部は、
    　前記高周波電圧位相指令を生成して出力する高周波電圧位相指令生成部と、
    　前記高周波通電周期のｎ周期（ｎは２以上の整数）に渡るｎ以下の任意のｋ周期で、それぞれ（ｍ／ｎ）周期分（ｍはｎ以下の自然数）に相当する位相で前記各相間電圧、前記各相電圧、あるいは前記各相電流を検出し、当該高周波通電周期の１周期分に相当する各検出値を用いて電力値を算出する電力算出部と、
    　前記圧縮機の内部に滞留した液冷媒量を検出し、当該液冷媒を前記圧縮機の外部に排出するために必要な加熱電力指令を生成する加熱電力指令生成部と、
    　前記電力値が前記加熱電力指令に一致するように前記高周波電圧指令を生成する高周波電圧指令生成部と、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  3. 　前記電力算出部は、前記高周波通電周期のｎ周期（ｎは２以上の整数）に渡り（１／ｎ）周期分ずつ位相をずらしながら前記各相間電圧、前記各相電圧、あるいは前記各相電流を検出することを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  4. 　前記電力算出部は、前記高周波通電周期の１周期分に相当する前記各検出値を検出している間に、前記インバータの母線電圧値が所定範囲を超えて変動した場合に、それまでに検出した前記各検出値を破棄し、前記高周波通電周期の１周期目から前記各検出値の検出を再開することを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  5. 　前記高周波電圧位相指令生成部は、前記高周波電圧位相指令を前記インバータのキャリア信号に同期させて反転させることを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  6. 　前記高周波電圧位相指令生成部は、前記インバータのキャリア信号に対する基準位相を６０°の倍数としたことを特徴とする請求項５に記載のヒートポンプ装置。
  7. 　前記加熱電力指令生成部は、当該ヒートポンプ装置を構成するいずれかの部品あるいは構成要素の温度および雰囲気温度のうちの少なくとも１つを検出して前記液冷媒量を推定することを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  8. 　前記加熱電力指令生成部は、前記圧縮機の内部に滞留した液冷媒の液量あるいは液面を検知して前記液冷媒量を検出することを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  9. 　前記加熱電力指令生成部は、前記圧縮機の特性に合わせて前記加熱電力指令を生成することを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  10. 　前記電力算出部は、前記各相電流を検出する際のゲインおよび周波数特性を、少なくとも前記拘束通電時および前記圧縮機モータを駆動する通常運転時の２種類をそれぞれ有することを特徴とする請求項２に記載のヒートポンプ装置。
  11. 　前記インバータを構成するスイッチング素子の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  12. 　前記インバータを構成するダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたことを特徴とする請求項１に記載のヒートポンプ装置。
  13. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１１または１２に記載のヒートポンプ装置。
  14. 　請求項１～１３のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備えたことを特徴とする空気調和機。
  15. 　請求項１～１３のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備えたことを特徴とするヒートポンプ給湯機。
  16. 　請求項１～１３のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備えたことを特徴とする冷蔵庫。
  17. 　請求項１～１３のいずれか一項に記載のヒートポンプ装置を備えたことを特徴とする冷凍機。
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