JP7309070B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本開示は、交流電源から受電した電力を永久磁石型同期電動機などの負荷に供給する電力変換装置に関する。

一般に、インバータは、直流からスイッチング素子のオンオフによって可変電圧および可変周波数交流を作り出し、電動機を可変速運転することができる装置である。

また、交流電源から交流電力を受電し、直流電力に変換し、直流電力から交流電力を作り出してモータを可変速運転するまでをひとまとめにして、「インバータ」と呼称する場合もある。この場合、インバータは、整流を行う整流部と、直流交流変換を行うインバータ部と、整流部とインバータ部とを繋ぐＤＣリンク部とで構成される。

一般的なインバータでは、ダイオードまたはトランジスタ等で構成された整流部において整流を行い、脈動する直流電圧を作り出す。また、当該脈動する直流電圧を、ＤＣリンク部に備えられた平滑用コンデンサで平滑することで、脈動の無い直流電圧を作り出す。この直流電圧を使用し、インバータ部において半導体スイッチのオンオフを行うことで、交流電圧を作り出す。インバータから出力された交流電圧は、モータなどの負荷に供給される。

ＤＣリンク部においては、平滑用コンデンサとして電解コンデンサが用いられる。しかしながら、電解コンデンサは、インバータを構成する部品の中で、故障リスクが高く、且つ、経年劣化によるドライアップ等、寿命も短いというデメリットがある。また、特にＤＣリンク部において平滑用コンデンサとして用いられる電解コンデンサは、高耐圧且つ大容量であることが必要なため、サイズが大きく、高コストになるという、デメリットがある。

一方、インバータの一種として、ＤＣリンク部に電解コンデンサを用いない方式のものが存在する。当該方式のインバータでは、ＤＣリンク部にフィルムコンデンサなどの小容量のコンデンサを設けることで、整流部から出力される脈動を平滑せずに、インバータ部へ出力する。当該方式のインバータは、電解コンデンサレスインバータと呼ばれる。

本開示では、従来のＤＣリンク部に大容量の電解コンデンサを搭載したインバータを「従来のインバータ」と呼称する。また、ＤＣリンク部に大容量の電解コンデンサを設けずに、フィルムコンデンサ等の小容量コンデンサを搭載したインバータを「電解コンデンサレスインバータ」と呼称する。

「従来のインバータ」では、整流部が、４つまたは６つのダイオードから構成されていることが多い。整流部のダイオードがオンしている間、ＤＣリンク部に搭載している大容量の電解コンデンサに対して、充電電流が流れるため、電源電流が急峻に立ち上がる。電源電流の立ち上がりが急峻であると、そのことが、過電流による故障の原因となったり、あるいは、電源力率および電源高調波が悪化したりする。そのため、電源電流の電流変化を緩やかにする目的として、整流部と電解コンデンサとの間に、リアクタが挿入される。リアクタの位置は、これに限定されず、電源環境、インバータの方式、電力等の使用目的により、ＡＣ（Alternating Current）側にもＤＣ（Direct Current）側にも取り付けられる。ＡＣ側に挿入されるリアクタはＡＣＬ（Alternating Current Reactor）と呼ばれ、ＤＣ側に挿入されるリアクタはＤＣＬ（Direct Current Reactor）と呼ばれる。

リアクタが、ＡＣＬの場合もＤＣＬの場合も、電流変化を緩やかにするためには、当該リアクタが高インダクタンスであることが必要である。そのため、リアクタは、インバータを構成する部品の中で、特に大型で高コストの部品となりやすい。

一方、「電解コンデンサレスインバータ」では、ＤＣリンク部のコンデンサ容量が小さいため、充電電流が小さく、整流後の電流の立ち上がりが比較的小さい。そのため、コンデンサの故障リスクが低減され、且つ、リアクタのインダクタンスを比較的小さくすることができる。そのため、ＤＣＬまたはＡＣＬを構成するリアクタを、低インダクタンスおよび小型化することができ、コストも抑えられる。

以上の理由から、「電解コンデンサレスインバータ」には、故障リスク低減、小型化、低コスト化等のメリットが存在する。

しかしながら、一方で、「電解コンデンサレスインバータ」においては、その構成上、電源系統に流出するノイズが増大する場合がある。

「従来のインバータ」では、インダクタンスの大きいリアクタが使用される。リアクタのインダクタンスが大きい場合、高周波の電流に対して高いインピーダンスを持つ。そのため、インバータ部で発生したスイッチング起因のノイズ等の高周波帯のノイズが、電源側に流出しにくい。さらに、「従来のインバータ」では、ＤＣリンク部に大容量のコンデンサが搭載されているため、インバータ部で発生したノイズおよび電圧リプル等がＤＣリンク部で吸収されやすくなっている。

ここで、インバータ部で発生するノイズおよび電圧リプルについて簡単に説明する。

はじめに、電圧リプルについて説明する。インバータ部では直流交流変換を行うが、当該直流交流変換動作を行う際には、インバータ部に設けられたスイッチング素子をオンオフさせるスイッチング動作が行われる。それらのスイッチング動作により、電圧リプルが発生する。電圧リプルは、基本的にはキャリア周波数に依存するため、ｋＨｚオーダのノイズとなることが多い。

次に、ノイズについて説明する。ノイズは、放射ノイズと伝導ノイズとに分けられる。伝導ノイズの場合は１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚの帯域におけるエミッションの限度値が規格（ＥＮ６１０００－６－３等）により定められている。

また、伝導ノイズの中で大きな割合を占めるコモンモードノイズのノイズ電流Ｉcommonは、下記の（１）式によって表される。

Ｉcommon＝Ｃｄｖ／ｄｔ ・・・ （１）

ここで、Ｃ：浮遊容量、ｖ：電圧である。

（１）式から分かるように、コモンモードノイズのノイズ電流Ｉcommonの大きさは、インバータ回路基板およびモータとグラウンドとの間の浮遊容量Ｃと、そこに印加される電圧ｖの変化とによって決まる。

ノイズの流出を抑制する方法としては、ＤＣリンク部にフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサ等によるスナバを設ける方法、または、電源側にリアクタおよびコンデンサで構成されたノイズフィルタを設ける方法がある。ノイズフィルタは、リアクタおよびコンデンサの組み合わせによって特定帯域のノイズの電源側への流出を抑制することができる。

例えば、特許文献１には、電力変換装置において、ＤＣリンク部に設けられたフィルムコンデンサの容量をキャリア成分が除去できる値に選定することで、インバータ部のスイッチングによる電源への影響を抑える構成が開示されている。

特開２００９－２１９２６７号公報

しかしながら、「電解コンデンサレスインバータ」において、通常のモータ制御よりも高いキャリア周波数でスイッチングする場合、従来の対策の効果が小さくなる場合が存在する。そのような理由から、「電解コンデンサレスインバータ」においては、所謂冷媒寝込み現象の発生を防止するための圧縮機内の冷媒を加熱する拘束通電は行われていない。

例えば、空調機において、圧縮機に搭載されたモータに発生する鉄損を利用して圧縮機内の冷媒を加熱するために、高周波で拘束通電を行う場合、通常のモータ制御で使用するキャリア周波数よりも高いキャリア周波数でインバータ部のスイッチング素子をスイッチングする可能性がある。

このとき、使用されるキャリア周波数が、通常のモータ制御のキャリア周波数であると仮定して、ＤＣリンク部のコンデンサおよび電源部のノイズフィルタを設計していた場合には、より高い周波数のキャリアリプル、および、その高調波成分を十分に除去できないことが想定される。

高周波ノイズが電源側に流出すると、電源側に接続された他の機器の誤動作または故障を招く。

また、ノイズの影響を抑制するためには、複数の周波数帯に対応するノイズフィルタを設けるなどの対策が必要となり、コストが上昇するなどの課題が存在する。

本開示は、かかる課題を解決するためになされたものであり、小型化、低コスト化、および、長寿命化といった、電解コンデンサレスインバータが備えたメリットを維持しつつ、コストを大きく上昇させずにキャリアリプルおよびノイズの低減を図ることが可能な、電力変換装置を得ることを目的とする。

本開示に係る電力変換装置は、圧縮機に搭載されたモータに通電することで前記圧縮機の冷媒を加熱する機能を有する電力変換装置であって、電源から供給される電圧を整流する整流部と、電力変換素子を有し、前記整流部によって整流された前記電圧を前記電力変換素子のスイッチングにより変換して負荷に出力するインバータ部と、前記整流部と前記インバータ部との間に接続され、前記整流部によって整流された前記電圧を平滑しない容量を有するコンデンサが設けられたＤＣリンク部と、前記インバータ部の前記電力変換素子の前記スイッチングをスイッチングキャリア周波数に基づいて制御する制御部と、予め設定された変化パターンに基づいて前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記制御部に出力するキャリア可変部とを備え、前記制御部が、前記モータを駆動させずに前記モータに通電を行う拘束通電を行って前記圧縮機の前記冷媒を加熱する際に、前記キャリア可変部は、前記変化パターンに基づいて前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記制御部に出力するものである。

本開示に係る電力変換装置によれば、小型化、低コスト化、および、長寿命化といった、電解コンデンサレスインバータが備えたメリットを維持しつつ、コストを大きく上昇させずにキャリアリプルおよびノイズの低減を図ることができる。

実施の形態１に係る電力変換装置８の構成を示す回路図である。 キャリア可変ＯＮＯＦＦにおける、電源電流に重畳するノイズ成分の違いを説明するイメージ図である。 キャリア可変ＯＮＯＦＦにおける、電源電流に重畳するノイズ成分の違いを説明するイメージ図である。 インバータ部５からの出力電圧の実測結果の一例を示す図である。 インバータ部５からの出力電圧の実測結果の一例を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置８の構成を示す回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置８の変形例を示す回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置８の制御装置７に設けられたＶｄｃ同期部７ｄのＶｄｃ同期指令に基づくキャリア周波数の変化パターンの一例を示す。 実施の形態２に係る電力変換装置８の制御装置７に設けられたＶｄｃ同期部７ｄのＶｄｃ同期指令に基づくキャリア周波数の変化パターンの一例を示す。 実施の形態２に係る電力変換装置８の制御装置７に設けられたＶｄｃ同期部７ｄのＶｄｃ同期指令に基づくキャリア周波数の変化パターンの一例を示す。 実施の形態１に係る電力変換装置８が適用される冷凍サイクル装置５０の構成の一例を示す構成図である。

以下、本開示に係る電力変換装置の実施の形態について図面を参照して説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されるものではなく、本開示の主旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、本開示は、以下の実施の形態およびその変形例に示す構成のうち、組み合わせ可能な構成のあらゆる組み合わせを含むものである。また、各図において、同一の符号を付したものは、同一の又はこれに相当するものであり、これは明細書の全文において共通している。なお、各図面では、各構成部材の相対的な寸法関係または形状等が実際のものとは異なる場合がある。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置８の構成を示す回路図である。図１に示すように、電力変換装置８は、整流部２と、リアクタ３と、ＤＣリンク部４と、インバータ部５と、制御装置７と、ＤＣ電圧検出部９とを備える。なお、電力変換装置８は、モータ６とともに、例えば、空気調和装置などの冷凍サイクル装置５０（図１１参照）などに適用される。

図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置８が適用される冷凍サイクル装置５０の構成の一例を示す構成図である。図１１に示すように、冷凍サイクル装置５０は、室外機６０と室内機７０とを有している。室外機６０と室内機７０とは、冷媒配管５２を介して接続されている。室外機６０には、圧縮機６１と、四方弁６２と、熱交換器６３と、送風ファン６４と、膨張弁６５とが設けられている。一方、室内機７０には、熱交換器７１と送風ファン７２とが設けられている。圧縮機６１は、冷媒配管５２の中を流れる冷媒を吸入する。圧縮機６１は、吸入した冷媒を圧縮して、冷媒配管５２に吐出する。圧縮機６１は、例えば、インバータ圧縮機である。圧縮機６１から吐出された冷媒は、室外機６０の熱交換器６３または室内機７０の熱交換器７１に流入される。熱交換器６３および７１は、内部を流れる冷媒と、空気との間で、熱交換を行う。熱交換器６３および７１は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器である。また、送風ファン６４は、ファン用モータ６４ａと翼部６４ｂとを有している。同様に、送風ファン７２は、ファン用モータ７２ａと翼部７２ｂとを有している。送風ファン６４および７２は、それぞれ、熱交換器６３および７１に対して、空気を送風する。四方弁６２は、室内機７０側を冷房する冷房運転の場合と室内機７０側を暖房する暖房運転の場合とで状態が切り替わるように構成されている。冷房運転の場合は、四方弁６２は実線で示す状態になり、圧縮機６１から吐出された冷媒が、室外機６０の熱交換器６３に流入する。このとき、室外機６０の熱交換器６３は凝縮器として作用し、室内機７０の熱交換器７１は蒸発器として作用する。一方、暖房運転の場合は、四方弁６２は破線で示す状態になり、圧縮機６１から吐出された冷媒が、熱交換器７１に流入する。このとき、室外機６０の熱交換器６３は蒸発器として作用し、室内機７０の熱交換器７１は凝縮器として作用する。膨張弁６５は、冷媒を減圧する減圧装置で、例えば、電子膨張弁で構成されている。膨張弁６５は、室外機６０の熱交換器６３と室内機７０の熱交換器７１との間に設けられている。圧縮機６１、四方弁６２、熱交換器６３、膨張弁６５、および、熱交換器７１は、冷媒配管５２によって接続されて、冷媒回路を構成している。

図１の説明に戻る。電力変換装置８は、図１に示すように、交流電源１に接続されている。交流電源１は、例えば、三相交流電源である。なお、この場合に限らず、交流電源１は、単相電源など、三相以外の電源から構成されていてもよい。

整流部２は、交流電源１から入力される交流電圧を整流して直流電圧に変換する。直流電圧は、リアクタ３を通して、ＤＣリンク部４に印加される。整流部２は、例えば、６つの整流用ダイオードを備えたフルブリッジ回路から構成されている。６つの整流用ダイオードは、２つずつ直列に接続されて、合計３つの直列回路を形成している。３つの直列回路は並列に接続されている。３つの直列回路は、それぞれ、交流電源１のＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応して設けられている。各直列回路を構成する２つの整流用ダイオードの接続点は、それぞれ、交流電源１のＵ相、Ｖ相およびＷ相に接続されている。なお、整流部２は、整流用ダイオードの代わりに、トランジスタなどのスイッチング素子を用いてもよい。

リアクタ３は、交流電源１からの電源電流の急峻な立ち上がりを抑制し、電流変化を緩やかにする目的で設けられている。図１の例では、リアクタ３は、整流部２の後段に設けられているが、整流部２の前段に設けてもよい。

ＤＣリンク部４は、小容量コンデンサ４ａを有している。小容量コンデンサ４ａは、例えば、フィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサである。小容量コンデンサ４ａの容量は、「従来のインバータ」に設けられた平滑用の電解コンデンサの容量よりも小さい。小容量コンデンサ４ａの容量は、整流部２によって整流された直流電圧の波形を平滑しない程度の大きさの容量である。具体的には、「従来のインバータ」に設けられた平滑用の電解コンデンサの容量は、商用電源の電圧周波数の２倍または６倍の周波数で大きく脈動する低次高調波成分を除去するように設定される。これに対し、小容量コンデンサ４ａの容量は、商用電源の電圧周波数の２倍または６倍の周波数で大きく脈動する低次高調波成分は除去せず、インバータ部５のキャリア周波数成分を除去するように設定される。ＤＣリンク部４の小容量コンデンサ４ａは、コンデンサ容量が小さいため、充電電流が小さく、整流後の電流の立ち上がりが比較的小さい。そのため、リアクタ３のインダクタンスは比較的小さくてもよい。従って、リアクタ３を、低インダクタンスおよび小型化することができ、コストも抑えられる。これにより、実施の形態１に係る電力変換装置８は、「電解コンデンサレスインバータ」の故障リスク低減、小型化、低コスト化等のメリットを有する。ＤＣリンク部４は、整流部２から入力された直流電圧を平滑せずに、インバータ部５へ出力する。

従って、ＤＣリンク部４から出力される電圧Ｖｄｃの電圧波形は、図１の矩形枠１０の中に示されている電圧波形１１を有している。電圧Ｖｄｃは平滑されていれば、一定値の直線状になるが、平滑されていないので、電圧Ｖｄｃの電圧波形１１には、図１に示すように、上下に変動する脈動成分１１ａが含まれている。

インバータ部５は、ＤＣリンク部４から入力された直流を、電力変換素子の動作によって交流に変換し、負荷であるモータ６に出力する。インバータ部５は、電力変換素子として、例えば、３つの上アームスイッチング素子５ａと、３つの下アームスイッチング素子５ｂとを有している。インバータ部５は、例えば、フルブリッジ回路から構成されている。１つの上アームスイッチング素子５ａと１つの下アームスイッチング素子５ｂとは、直列に接続され、その接続点が中点となっている。１つの上アームスイッチング素子５ａと１つの下アームスイッチング素子５ｂとで構成される直列回路は、アームと呼ばれる。インバータ部５は、３つのアームを有している。３つのアームは並列に接続されている。３つのアームは、それぞれ、モータ６のＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応して設けられている。各アームの中点は、それぞれ、モータ６のＵ相、Ｖ相およびＷ相に接続されている。また、上アームスイッチング素子５ａのそれぞれには、還流用ダイオード５ｃが逆並列で接続されている。また、同様に、下アームスイッチング素子５ｂのそれぞれには、還流用ダイオード５ｃが逆並列で接続されている。なお、インバータ部５に用いられるスイッチング素子５ａおよび５ｂは、例えば、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、自己消弧型サイリスタ、バイポーラトランジスタなどである。インバータ部５のスイッチング素子５ａおよび５ｂは、制御装置７からの後述するＰＷＭ駆動指令信号に従って、オンオフ動作を行う。当該オンオフ動作により、ＤＣリンク部４から入力された直流が交流に変換される。スイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングにより得られる電力は、高周波電力であってもよい。なお、ここでは、負荷がモータ６である場合を説明したが、負荷は、電力変換装置８からの電力で駆動される装置であれば、他のいずれの装置でもよい。また、インバータ部５は、負荷を駆動するインバータ装置に搭載されていてもよい。

なお、ここでは、インバータ部５が、電力変換素子として、スイッチング素子５ａおよび５ｂを有している例について説明したが、この場合に限らず、他の電力変換素子であってもよい。

モータ６は、例えば、三相交流モータである。モータ６は、これに限定されず、例えば、単相交流モータなど、３相以外のモータでもよい。また、モータ６は、交流モータでもよく、あるいは、直流モータでもよい。モータ６は、例えば、冷凍サイクル装置５０の圧縮機６１に搭載される。なお、モータ６が圧縮機６１に搭載されたモータで、圧縮機６１がインバータ圧縮機である場合、電力変換装置８は、圧縮機６１を駆動するインバータ装置に搭載されていてもよい。また、モータ６は、送風ファン６４および７２のファン用モータ６４ａおよび７２ａとして用いられていてもよい。その場合、電力変換装置８は、送風ファン６４および７２を駆動するインバータ装置に搭載されていてもよい。なお、図１では、負荷としてモータ６が例に挙げられているが、これに限らず、負荷は他の装置でもよい。

制御装置７は、制御部７ａと、キャリア可変部７ｂと、記憶部７ｃとを有している。

制御部７ａは、ＤＣ電圧検出部９から電圧信号を受信する。ＤＣ電圧検出部９については、後述する。制御部７ａは、当該電圧信号と外部から入力される指令値とスイッチングキャリア周波数とに基づいて、ＰＷＭ制御演算を行い、インバータ部５に対して、ＰＷＭ駆動指令信号を出力する。ＰＷＭはＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ（パルス幅変調）の略である。ＰＷＭ駆動指令信号は、インバータ部５のＵ相、Ｖ相およびＷ相のスイッチング素子５ａおよび５ｂのオンオフ状態を切り替えるための制御信号である。また、外部から入力される指令値とは、インバータ部５が出力すべき波形（以下、変調波と呼ぶ）を指定する指令値である。

キャリア可変部７ｂは、予め設定された変化パターンに基づいて、インバータ部５のスイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングキャリア周波数を変化させる指令を、制御部７ａに対して出力する。以下では、スイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングキャリア周波数を、単に、キャリア周波数と呼ぶ。キャリア周波数は、予め設定されたキャリア周波数可変範囲内で変化する。キャリア周波数可変範囲は、制御装置７の記憶部７ｃに、予め記憶されている。なお、キャリア可変部７ｂから制御部７ａに対して出力される指令の形式は、キャリア周波数を変化させる制御信号でもよいが、キャリア周波数の変化パターンそのものであってもよい。

図８～図１０の下段のグラフは、実施の形態１におけるキャリア可変部７ｂの指令に基づいてキャリア周波数が変化する変化パターンの一例を示す。キャリア可変部７ｂは、図８に示すように、キャリア周波数４１を三角波状に線形に変化させる指令を出力してもよいし、図９に示すように、キャリア周波数４１を、正弦波状などの曲線的に変化させる指令を出力してもよい。また、図１０に示すように、キャリア可変部７ｂは、キャリア周波数４１を階段状に変化させる指令を出力してもよい。なお、キャリア周波数４１の変化パターンは、図８～図１０の例に限定されるものではなく、繰り返し波形のような形で変化するパターンであれば、他のパターンでもよい。このように、キャリア周波数４１の変化パターンはひとつに決まるものではなく、使用目的または使用環境などに応じて事前に選択され、選択された変化パターンが、キャリア可変部７ｂに予め設定される。例えば、電力変換装置８が発生するノイズが減少するようにしたい場合、キャリア可変部７ｂは、キャリア周波数可変範囲４０に合わせて、インバータ部５のスイッチング素子５ａおよび５ｂのキャリア周波数４１を、キャリア周波数の平均値が、キャリア可変をしない場合のキャリア周波数と一致するように変化させるパターンを制御部７ａに対して出力する。あるいは、電力変換装置８が発する音のうち、高周波成分が減少するようにしたい場合は、キャリア可変部７ｂは、キャリア周波数可変範囲４０に合わせて、キャリア周波数の変化パターンの一部または全部が可聴周波数の範囲外を通過するようにインバータ部５のスイッチング素子５ａおよび５ｂのキャリア周波数４１を変化させるパターンを制御部７ａに対して出力する。この場合、一般に、可聴周波数帯域は２０Ｈｚ～２０ｋＨｚとされているので、キャリア周波数を当該可聴周波数帯域よりも高くなるように設定する。キャリア周波数の変化パターンの一部または全部が可聴周波数の範囲外を通過する場合の一例としては、例えば、冷媒の加熱に対して効率の良い周波数（例えば１６ｋＨｚ）と可聴周波数の範囲外とを行き来する変化パターンが挙げられる。あるいは、他の例として、キャリア周波数の平均値を、冷媒の加熱に対して効率の良い周波数（例えば１６ｋＨｚ）にして、キャリア周波数の一部を可聴周波数の範囲外にする変化パターンなどが挙げられる。以上のように、キャリア可変部７ｂは、ノイズ量または音などの解決したい課題によって選択された変化パターンに基づいてキャリア周波数を変化させる指令を、制御部７ａに出力する。制御部７ａは、当該変化パターンに従って変化するキャリア周波数を用いて、ＰＷＭ制御演算を行う。

ＤＣ電圧検出部９は、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃを検出する。具体的には、ＤＣ電圧検出部９は、ＤＣリンク部４の小容量コンデンサ４ａの両端電圧を、電圧Ｖｄｃとして検出する。電圧Ｖｄｃは、図１の矩形枠１０の中に示されている電圧波形１１を有している。電圧Ｖｄｃは、平滑されていないため、電圧Ｖｄｃの電圧波形１１には、図１の矩形枠１０に示すように、上下に変動する脈動成分１１ａが含まれている。ＤＣ電圧検出部９は、検出したＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃを示す電圧信号を、制御装置７の制御部７ａに送信する。上述したように、制御部７ａは、当該電圧信号に基づいて、ＰＷＭ制御を行う。なお、ＤＣ電圧検出部９は、図１の例では、制御装置７とＤＣリンク部４との間に設けられているが、その場合に限らず、制御装置７の構成要素の１つであってもよく、あるいは、ＤＣリンク部４の構成要素の１つであってもよい。

なお、ここで、制御装置７のハードウェア構成について説明する。制御装置７の制御部７ａおよびキャリア可変部７ｂの各機能は、処理回路によって実現される。処理回路は、専用のハードウェア、または、プロセッサから構成される。専用のハードウェアは、例えば、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）またはＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）などである。プロセッサは、記憶部７ｃに記憶されるプログラムを実行する。記憶部７ｃはメモリから構成される。メモリは、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable ROM）などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、もしくは、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスクなどのディスクである。

図２および図３は、キャリア可変ＯＮＯＦＦにおける、電源電流に重畳するノイズ成分の違いを説明するイメージ図である。図２は、キャリア可変ＯＦＦの場合のノイズ成分を示している。すなわち、図２は、キャリア可変部７ｂによるキャリア可変を行わない場合のノイズ成分を示している。一方、図３は、キャリア可変ＯＮの場合のノイズ成分を示している。すなわち、図３は、キャリア可変部７ｂによるキャリア可変を行った場合のノイズ成分を示している。図２および図３において、横軸は周波数を示し、縦軸は振幅を示す。

図４および図５は、インバータ部５からの出力電圧の実測結果の一例を示す図である。図４は、キャリア可変ＯＦＦの場合の実測結果を示している。すなわち、図４は、キャリア可変部７ｂによるキャリア可変を行わない場合の実測結果を示している。一方、図５は、キャリア可変ＯＮの場合の実測結果を示している。すなわち、図５は、キャリア可変部７ｂによるキャリア可変を行った場合の実測結果を示している。図４および図５において、横軸は周波数を示し、縦軸は伝導ノイズの大きさを示す。

まず、図２および図４を用いて、キャリア可変ＯＦＦの場合について説明する。図２は、１次からｎ次までの高調波成分が示されている。キャリア可変ＯＦＦの場合、インバータ部５の出力に、図２に示すキャリア周波数成分ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}を持つキャリアリプル２０が、ノイズ成分として重畳する。また、さらに、キャリアリプル２０の高調波成分である、２次高調波２ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}から、ｎ次高調波ｎ＊ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}までが重畳する。この場合、ノイズ成分が、伝導ノイズ規制範囲にかかることがある。図４では、矢印で示すように、キャリア周波数１６ｋＨｚで拘束通電を行った場合を示している。拘束通電については、後述する。図４の破線枠３１で示されるように、周波数１６ｋＨｚの整数倍の成分が、ノイズ成分のピークとして現れている。図４では、１６ｋＨｚの１０次以上の次数の高調波成分３３が、１５０ｋＨｚより高い領域で、伝導ノイズ規制範囲にかかっていることが示されている。図４において、点線３２は、キャリア可変ＯＦＦのときの伝導ノイズ包絡線を示す。

次に、図３および図５を用いて、キャリア可変ＯＮの場合について説明する。図３は、１次からｎ次までの高調波成分が示されている。図３においては、キャリア可変部７ｂが、予め設定されたキャリア周波数可変範囲で、キャリア周波数を変化させている。キャリア可変ＯＮの場合においても、インバータ部５からの出力に、図３に示すキャリア周波数成分（ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}）を持つキャリアリプル２１およびその高調波成分が、ノイズ成分２２として重畳する。しかしながら、図３と図２とを比較すると分かるように、図３の場合は、ノイズ成分２２の山裾部分の幅は広がるが、ノイズ成分２２の頂点が下がり、全体的に、ノイズ成分２２の振幅のレベルが下がっている。ここで、ノイズ成分２２の山裾部分の幅とは、図３に示すように、各ノイズ成分２２の最小周波数ｆｃｍｉｎと最大周波数ｆｃｍａｘとの差である。また、図５は、キャリア可変ＯＮの場合の実測結果である。図５の実測結果では、図４で現れていたキャリアリプルの高調波成分３３が見えなくなり、ノイズ成分２２のピークレベルが下がっていることがわかる。図５において、点線３２は、図４と同様に、キャリア可変ＯＦＦのときの伝導ノイズ包絡線を示す。

制御装置７のキャリア可変部７ｂは、上述したように、予め決められたキャリア周波数可変範囲４０に基づいて、キャリア周波数４１を変化させる指令を出力する。キャリア周波数可変範囲４０の決定方法としては、例えば、図８～図１０に示すように、変化させるキャリア周波数４１の最大値ｆ_ｍａｘと最小値ｆ_ｍｉｎとを決めて、最小値ｆ_ｍｉｎと最大値ｆ_ｍａｘとの間をキャリア周波数可変範囲４０とする。この場合、キャリア可変部７ｂは、最大値ｆ_ｍａｘと最小値ｆ_ｍｉｎとの間を補完するように、キャリア周波数４１を変化させる。あるいは、キャリア周波数４１の中心値または平均値ｆ_ｔｙｐから±１ｋＨｚを、キャリア周波数可変範囲４０としてもよい。なお、この場合、増減幅は、±１ｋＨｚに限定されず、適宜、任意の値に設定してよいこととする。キャリア周波数可変範囲４０は、予め決定されて、制御装置７の記憶部７ｃに記憶されている。ただし、必要に応じて、外部からの入力などにより、キャリア周波数可変範囲４０を適宜変更できる構成にしてもよい。

また、電力変換装置８を冷凍サイクル装置に適用させた場合について説明する。冷凍サイクル装置においては、圧縮機６１の運転停止中に、冷媒の温度差または圧力差によって、圧縮機６１内に冷媒が溜まりこむ冷媒寝込み現象が発生することがある。冷媒寝込み現象が発生すると、圧縮機６１の起動負荷が大きくなる。また、起動時に、圧縮機６１内の冷凍機油と冷媒との混合液が短時間に大量に圧縮機６１から吹き出されて、圧縮機６１内の冷凍機油が枯渇して軸破損などの不具合を発生する可能性がある。そこで、圧縮機６１への寝込み防止対策として、圧縮機６１の運転停止中は、ヒーターによって圧縮機６１内を加熱する。あるいは、インバータ部５によって、圧縮機６１のモータ６の巻線に拘束通電（圧縮機６１のモータ６を駆動しない電圧を印加）して、圧縮機６１内を加熱する。拘束通電においては、或る特定のキャリア周波数（例えば、１６ｋＨｚ）で、冷媒の加熱効果が最も得られる場合がある。ここでは、或る特定のキャリア周波数を、第１キャリア周波数と呼ぶ。このとき、キャリア可変部７ｂは、インバータ部５のスイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングのキャリア周波数の平均値または中央値が、第１キャリア周波数となるように、キャリア周波数を変化させる。例えば、１６ｋＨｚが最も加熱効果を得やすい場合、１６ｋＨｚを第１キャリア周波数に設定し、キャリア可変部７ｂは、キャリア周波数可変範囲４０を、１６ｋＨｚ±１ｋＨｚの範囲に設定する。このことを、図８を例にして説明する。図８において、１６ｋＨｚが第１キャリア周波数である。そのため、キャリア周波数可変範囲４０の最小値ｆ_ｍｉｎは、１６ｋＨｚ－１ｋＨｚ＝１５ｋＨｚである。また、キャリア周波数可変範囲４０の最大値ｆ_ｍａｘは、１６ｋＨｚ＋１ｋＨｚ＝１７ｋＨｚである。その結果、キャリア周波数可変範囲４０は、１５ｋＨｚから１７ｋＨｚまでの範囲に決定される。このとき、キャリア可変部７ｂは、キャリア周波数４１を、キャリア周波数可変範囲４０で変化させる。

また、キャリア可変部７ｂが、１秒間に何回キャリア周波数を変化させるかなどのキャリア可変頻度に関しては、全体のノイズ量、または、スイッチングに伴って聞こえる音などを考慮してあらかじめ決定すればよい。

なお、インバータ部５は、スイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングによる高周波電力を、負荷であるモータ６に対して出力し、負荷を加熱する機能を有していてもよい。具体的には、インバータ部５が、圧縮機６１への寝込み防止対策として、拘束通電を行う機能を有していてもよい。また、電力変換装置８は、圧縮機６１に搭載されたモータ６に通電することで圧縮機６１内の冷媒を加熱する機能を有するインバータ装置として、使用されてもよい。

以上のように、実施の形態１においては、制御装置７が、キャリア可変部７ｂを有し、インバータ部５のスイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングのキャリア周波数を変化させている。キャリア可変部７ｂは、予め設定されたキャリア周波数可変範囲４０に合わせて、例えば、電力変換装置８が出すノイズ成分２２が減少するように、キャリア周波数４１を変化させる。これにより、スイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングによるノイズ成分２２を分散させることができる。その結果、交流電源１へのノイズの影響を抑制することができる。あるいは、キャリア可変部７ｂは、予め設定されたキャリア周波数可変範囲４０に合わせて、例えば、電力変換装置８が出す音のうち、高周波成分が減少するように、キャリア周波数４１を変化させる。これにより、インバータ部５の出力波形に含まれる高調波成分によるモータ６の電磁騒音などの騒音を低減させることができる。

実施の形態１においては、ノイズ量または音などの課題によって予め選択された変化パターンを用いて、キャリア可変部７ｂがキャリア周波数４１自体を変化させることで、抑制したい周波数であるキャリア周波数のノイズと、その高調波成分のノイズのレベルを落とすことができる。

これにより、電解コンデンサレスインバータを採用した電力変換装置８において、高周波スイッチングを行っても、交流電源１側へのノイズの影響を抑制することができる。その結果、交流電源１側に接続された他の機器の誤動作または故障を防ぐことができる。また、実施の形態１では、キャリア可変部７ｂを設けてキャリア周波数を変化させるようにしたので、ノイズの影響を抑制するための複数のキャリア周波数に対応したノイズフィルタを搭載しなくてもよい。その結果、低コストで高周波スイッチングによる圧縮機内の冷媒加熱等が利用できるようになる。このように、実施の形態１によれば、電解コンデンサレスインバータでの拘束通電の実施を可能にしている。また、その際に、高周波ノイズの電源側への流出が課題となるが、実施の形態１では、それを防ぐ方法として、キャリア可変部７ｂを設けて、キャリア周波数を三角波状または正弦波状などに変化させている。これにより、電解コンデンサレスインバータにおいて、高周波ノイズの電源側への流出を抑制した、拘束通電を行うことが可能となる。

実施の形態２．
図６は、実施の形態２に係る電力変換装置８の構成を示す回路図である。図６に示すように、実施の形態２では、制御装置７に、Ｖｄｃ同期部７ｄが追加されている。

また、図６では、図１の交流電源１の代わりに、交流電源１Ａが設けられている。交流電源１Ａは、単相交流電源である。そのため、図６では、図１の整流部２の代わりに、整流部２Ａが設けられている。整流部２Ａは、図６に示すように、４個の６つの整流用ダイオードを備えている。４つの整流用ダイオードは、２つずつ直列に接続されて、合計２つの直列回路を形成している。２つの直列回路は並列に接続されている。整流部２Ａは、交流電源１Ａから入力される交流電圧を整流して直流電圧に変換する。直流電圧は、リアクタ３を通して、ＤＣリンク部４に印加される。

実施の形態２の他の構成および動作は、実施の形態１と同様であるため、ここでは、その説明を省略する。

なお、図６の場合に限らず、実施の形態２においても、図７に示すように、実施の形態１と同様に、三相交流電源からなる交流電源１に電力変換装置８が接続されていてもよい。図７は、実施の形態２に係る電力変換装置８の変形例を示す回路図である。図７においては、図１と同様に、交流電源１が整流部２に接続されている。

図６および図７に示すように、Ｖｄｃ同期部７ｄには、ＤＣ電圧検出部９で検出されたＤＣリンク部４の電圧を示す電圧信号が入力される。Ｖｄｃ同期部７ｄは、当該電圧信号から脈動成分１１ａを検出し、脈動成分１１ａに同期して、Ｖｄｃ同期指令を出力する。Ｖｄｃ同期指令は、キャリア可変部７ｂに入力される。キャリア可変部７ｂは、Ｖｄｃ同期指令に基づいて、脈動成分１１ａに同期させてキャリア周波数４１を変化させる。このように、実施の形態２では、Ｖｄｃ同期部７ｄが、Ｖｄｃ同期指令を、キャリア可変部７ｂに入力することで、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａに同期したキャリア可変を実現する。

上記（１）式に示したように、コモンモードノイズのノイズ電流Ｉcommonは、インバータ回路基板またはモータ６とグラウンド間の浮遊容量Ｃと、そこに印加される電圧ｖの変化とに依存する。従って、スイッチングにより電圧が頻繁に変化するインバータ部５およびモータ６において、ノイズが発生しやすいことになる。実施の形態２では、キャリア可変を行うときに、キャリア周波数を可変させるキャリア周波数可変範囲４０の中心値または平均値ｆ_ｔｙｐを、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃが低くなるタイミングに合わせることで、ノイズ成分のレベルを下げる。

以下、図８～図１０を例に挙げて、Ｖｄｃ同期部７ｄの動作について説明する。図８～図１０は、実施の形態２に係る電力変換装置８の制御装置７に設けられたＶｄｃ同期部７ｄのＶｄｃ同期指令に基づくキャリア周波数の変化パターンの一例を示す。例えば、キャリア可変部７ｂが、１６ｋＨｚ±１ｋＨｚのキャリア周波数可変範囲４０で、キャリア周波数４１を変化させている場合について説明する。この場合、キャリア周波数可変範囲４０は、１５ｋＨｚから１７ｋＨｚまでの範囲になる。また、キャリア周波数可変範囲４０の中心値または平均値ｆ_ｔｙｐは、１６ｋＨｚになる。このとき、Ｖｄｃ同期部７ｄは、キャリア周波数４１が１６ｋＨｚになるタイミングｔ１が、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａの谷１１ｂに一致するように、谷１１ｂのタイミングを示すＶｄｃ同期指令を、キャリア可変部７ｂに入力する。タイミングｔ１は、キャリア周波数４１の１／２周期ごとのタイミングである。キャリア可変部７ｂは、Ｖｄｃ同期指令に従って、キャリア周波数が１６ｋＨｚになるタイミングｔ１を、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａの谷１１ｂに一致させる。また、キャリア可変部７ｂは、キャリア周波数の他の周波数、すなわち、１６ｋＨｚ＜ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}≦１７ｋＨｚおよび１５ｋＨｚ≦ｆ_{ｃａｒｒｉｅｒ}＜１６ｋＨｚの周波数を、脈動成分１１ａの谷１１ｂ以外のところに割り当てる。

これにより、キャリア周波数４１の中心値または平均値ｆ_ｔｙｐは１６ｋＨｚのまま、１６ｋＨｚそのものの成分のリプルおよびその高調波成分から来るノイズが小さくなるため、キャリア起因のリプルおよびノイズは平均的に下がることとなる。

以上のように、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、キャリア可変部７ｂによるキャリア可変は、図８に示すように、線形になるように行ってもよいし、図９に示すように、正弦波状などの曲線的に行ってもよい。また、図１０に示すように、キャリア可変は、階段状に行ってもよい。このように、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、キャリア可変の変化パターンはひとつに決まるものではなく、使用目的または使用環境などに応じて事前に選択され、選択された変化パターンがキャリア可変部７ｂに予め設定される。

実施の形態２は、交流電源１および交流電源１Ａの相数にかかわらず適用できるが、特に単相の電解コンデンサレスインバータの場合に適している。単相の場合、ＤＣリンク部４の電圧の変動は、三相の場合よりも大きく、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａの谷１１ｂ部分では、電圧値が０Ｖに近くなる。したがって、電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａに同期してキャリア周波数４１を変化させると、脈動成分１１ａの谷１１ｂ部分に割り当てた周波数成分は、電圧変化がほぼ０であるため、コモンモードノイズが、さらに小さくなる。

実施の形態２では、１秒間に何回キャリアを変化させるかというキャリア可変頻度に関しては、電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａの周波数に依存するため、単相の場合は電源周期の２倍、３相の場合は電源周期の６倍となる。

このように、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、制御装置７がキャリア可変部７ｂを有して、スイッチング素子５ａおよび５ｂのスイッチングのキャリア周波数を可変にしている。そのため、実施の形態２においても、実施の形態１と同様の効果が得られる。

さらに、実施の形態２においては、制御装置７がＶｄｃ同期部７ｄを有している。Ｖｄｃ同期部７ｄが、ＤＣリンク部４の電圧Ｖｄｃの脈動成分１１ａに同期して、Ｖｄｃ同期指令を出力する。それにより、キャリア可変部７ｂが脈動成分１１ａに同期させてキャリア周波数４１を可変にすることで、ノイズ自体の平均値を下げることができる。また、キャリア周波数４１を、交流電源１の脈動に同期させて変化させることで、さらにノイズの平均値を落とすことができる。

なお、上記の実施の形態１および２に係る電力変換装置８において、整流部２およびインバータ部５で用いられる電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、珪素（Ｓｉ）に比べてバンドギャップが大きい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ_２Ｏ_３）、または、ダイヤモンドなどがある。

このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成された電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。このため、電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードの小型化が可能である。また、これらの小型化された電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードを用いることにより、これらの電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードを組み込んだ半導体モジュールの小型化も可能になる。

また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化が可能になり、また、水冷部の空冷化が可能になるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。

更に、ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードの高効率化が可能であり、延いては、半導体モジュールの高効率化が可能になる。

なお、電力変換素子、スイッチング素子およびダイオードのすべてがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましい。しかしながら、いずれか一つがワイドバンドギャップ半導体によって形成されていてもよく、その場合においても、上記の効果を得ることができる。

本開示に係る電力変換装置は、空気調和装置などの冷凍サイクル装置だけでなく、圧縮機またはモータ等の負荷を駆動する機器に広く利用できる。

１ 交流電源、１Ａ 交流電源、２ 整流部、２Ａ 整流部、３ リアクタ、４ ＤＣリンク部、４ａ 小容量コンデンサ、５ インバータ部、５ａ 上アームスイッチング素子、５ｂ 下アームスイッチング素子、５ｃ 還流用ダイオード、６ モータ、７ 制御装置、７ａ 制御部、７ｂ キャリア可変部、７ｃ 記憶部、７ｄ Ｖｄｃ同期部、８ 電力変換装置、９ ＤＣ電圧検出部、１０ 矩形枠、１１ 電圧波形、１１ａ 脈動成分、１１ｂ 谷、２０ キャリアリプル、２１ キャリアリプル、２２ ノイズ成分、４０ キャリア周波数可変範囲、４１ キャリア周波数、５０ 冷凍サイクル装置、５２ 冷媒配管、６０ 室外機、６１ 圧縮機、６２ 四方弁、６３ 熱交換器、６４ 送風ファン、６４ａ ファン用モータ、６４ｂ 翼部、６５ 膨張弁、７０ 室内機、７１ 熱交換器、７２ 送風ファン、７２ａ ファン用モータ、７２ｂ 翼部。

Claims (11)

1. 圧縮機に搭載されたモータに通電することで前記圧縮機の冷媒を加熱する機能を有する電力変換装置であって、
   電源から供給される電圧を整流する整流部と、
   電力変換素子を有し、前記整流部によって整流された前記電圧を前記電力変換素子のスイッチングにより変換して負荷に出力するインバータ部と、
   前記整流部と前記インバータ部との間に接続され、前記整流部によって整流された前記電圧を平滑しない容量を有するコンデンサが設けられたＤＣリンク部と、
   前記インバータ部の前記電力変換素子の前記スイッチングをスイッチングキャリア周波数に基づいて制御する制御部と、
   予め設定された変化パターンに基づいて前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記制御部に出力するキャリア可変部と
   を備え、
   前記制御部が、前記モータを駆動させずに前記モータに通電を行う拘束通電を行って前記圧縮機の前記冷媒を加熱する際に、前記キャリア可変部は、前記変化パターンに基づいて前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記制御部に出力する、
   電力変換装置。
2. 前記ＤＣリンク部の電圧を検出するＤＣ電圧検出部と、
   前記ＤＣ電圧検出部が検出した前記電圧の脈動成分を検出し、前記脈動成分に同期して前記キャリア可変部にＶｄｃ同期指令を出力する、Ｖｄｃ同期部と
   を備え、
   前記キャリア可変部は、前記Ｖｄｃ同期指令に基づいて、前記脈動成分に同期させて前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記指令として前記制御部に出力する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記キャリア可変部は、予め設定されたキャリア周波数可変範囲内で前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記指令として前記制御部に出力する、
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記キャリア可変部は、前記電力変換装置が発生させるノイズが減少するように前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記指令として前記制御部に出力する、
   請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記キャリア可変部は、前記電力変換装置が発生させる音のうち高周波成分が減少するように前記スイッチングキャリア周波数を変化させる指令を前記指令として前記制御部に出力する、
   請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記インバータ部は、前記電力変換素子のスイッチングによる高周波電力を負荷に対し出力し、前記負荷を加熱する、
   請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記インバータ部は、モータを負荷とするインバータ装置に搭載される、
   請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換装置は、圧縮機を駆動するインバータ装置に搭載される、
   請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換装置は、冷凍サイクル装置に搭載される、
   請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記インバータ部の前記電力変換素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成され、
    前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム、または、ダイヤモンドである、
    請求項１～９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記変化パターンは、予め設定された繰り返し波形から構成される、
    請求項１～１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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