WO2020066033A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

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voltage
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啓介 植村
智 一木
卓也 下麥
有澤　浩一
憲嗣 岩崎
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device that converts AC power into DC power, a motor drive device, and an air conditioner.
  • the power conversion device that converts supplied AC power into DC power and outputs the converted power by using a bridge circuit composed of switching elements.
  • the power conversion device can perform a boosting operation of boosting the voltage of AC power and a synchronous rectification operation of rectifying AC power by turning on and off the switching element.
  • Patent Literature 1 discloses that a power conversion device sets two switching elements of four switching elements according to a polarity of a voltage according to a voltage of AC power supplied from an AC power supply and a current flowing to the AC power supply. There is disclosed a technique for controlling the other two switching elements in accordance with the polarity of the current.
  • the power conversion device described in Patent Document 1 in controlling two switching elements according to the polarity of the voltage, when the polarity of the voltage is positive, one switching element is turned on and the other switching element is turned off, When the polarity of the voltage is on the negative side, one switching element is turned off and the other switching element is turned on.
  • the power conversion device described in Patent Literature 1 detects positive / negative switching of an AC power supply voltage, that is, zero crossing, and controls on / off of a switching element.
  • the AC power supplied from the AC power supply may contain noise. If the power conversion device described in Patent Document 1 erroneously detects zero crossing due to the influence of noise included in AC power, there is a possibility that a malfunction will occur in which switching control is performed at an incorrect timing. In the power converter, malfunctions cause an increase in loss, an increase in harmonic components of a power supply current flowing through the power converter, and the like. In such a case, it is possible to remove noise by using a low-pass filter. However, in the power conversion device described in Patent Document 1, when a low-pass filter is used to remove AC power noise, a signal transmission delay occurs due to an electric time constant of an element constituting the low-pass filter. The detection is delayed with respect to the zero crossing of the voltage.
  • the power conversion device described in Patent Literature 1 has a problem in that the use of a low-pass filter does not allow the switching element to be turned on / off in accordance with the change in the polarity of the voltage of the actual AC power, and may cause a malfunction. there were.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of controlling on / off of a switching element according to the polarity of the voltage of AC power while preventing malfunction.
  • a power conversion device includes at least two or more legs formed by connecting switching elements in series, and converts an AC voltage output from an AC power supply to a DC power.
  • a bridge circuit for converting to a voltage, a current detection unit for detecting the current of the AC power supply, a zero-cross detection unit for detecting the voltage polarity of the AC power supply, and turning on / off the switching element according to the outputs of the current detection unit and the zero-cross detection unit.
  • a control unit for controlling.
  • the switching dead time including the voltage polarity change of the AC power supply is longer than the switching dead time including no polarity change.
  • the power converter according to the present invention has an effect that the on / off of the switching element can be controlled according to the polarity of the voltage of the AC power while preventing malfunction.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device according to the first embodiment.
  • Schematic sectional view showing a schematic structure of a MOSFET 1 is a first diagram illustrating a path of a current flowing through a power conversion device according to a first embodiment when an absolute value of a power supply current is larger than a current threshold value and a power supply voltage polarity is positive.
  • FIG. 1 is a first diagram illustrating a path of a current flowing through the power conversion device according to the first embodiment when the absolute value of the power supply current is larger than a current threshold value and the power supply voltage polarity is negative.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a transmission delay generated in a filter circuit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a filter circuit included in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of a dead time set for a switching element by the control unit according to the first embodiment. 5 is a flowchart illustrating an operation in which the control unit of the power conversion device according to the first embodiment controls on / off of the switching element according to the polarity of the voltage of AC power supplied from the AC power supply
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that realizes a control unit included in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a dead time set for a switching element by a control unit according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a PWM control period set for a switching element by a control unit according to the third embodiment.
  • 10 is a flowchart illustrating an operation in which the control unit of the power conversion device according to the third embodiment controls on / off of the switching element according to the polarity of the voltage of AC power supplied from the AC power supply
  • FIG. 14 is a diagram showing an example of a PWM control period set for a switching element by a control unit according to the fourth embodiment.
  • the figure which shows the example of a structure of the motor drive device which concerns on Embodiment 5.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power conversion device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device 100 is a power supply device having an AC / DC conversion function of converting AC power supplied from the AC power supply 1 to DC power and applying the DC power to the load 50 using the bridge circuit 3.
  • power conversion device 100 includes a reactor 2, a bridge circuit 3, a smoothing capacitor 4, a power supply voltage detection unit 5, a power supply current detection unit 6, a bus voltage detection unit 7, a filter circuit 8, a zero-cross detector 9, and a controller 10.
  • the bridge circuit 3 is a circuit including two arms in which two switching elements each having a diode connected in parallel are connected in series, and two arms connected in parallel.
  • the bridge circuit 3 converts an AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage.
  • the bridge circuit 3 includes a first arm 31 that is a first circuit and a second arm 32 that is a second circuit.
  • the first arm 31 includes a switching element 311 and a switching element 312 connected in series.
  • a parasitic diode 311a is formed in the switching element 311.
  • the parasitic diode 311a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 311.
  • a parasitic diode 312a is formed in the switching element 312.
  • the parasitic diode 312a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 312.
  • Each of the parasitic diodes 311a and 312a is a diode used as a freewheeling diode.
  • the first arm 31 may be referred to as a leg.
  • the second arm 32 includes a switching element 321 and a switching element 322 connected in series.
  • the second arm 32 is connected in parallel to the first arm 31.
  • the switching element 321 is formed with a parasitic diode 321a.
  • the parasitic diode 321a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 321.
  • the switching element 322 is formed with a parasitic diode 322a.
  • the parasitic diode 322a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 322.
  • Each of the parasitic diodes 321a and 322a is a diode used as a freewheeling diode.
  • the second arm 32 may be referred to as a leg.
  • the bridge circuit 3 may include three or more arms or legs, and includes at least two or more legs.
  • the power conversion device 100 includes a first wiring 501 and a second wiring 502, each of which is connected to the AC power supply 1, and a reactor 2 arranged on the first wiring 501.
  • the first arm 31 includes a switching element 311 as a first switching element, a switching element 312 as a second switching element, and a third wiring 503 having a first connection point 506.
  • the switching element 311 and the switching element 312 are connected in series by a third wiring 503.
  • the first wiring 501 is connected to the first connection point 506.
  • the first connection point 506 is connected to the AC power supply 1 via the first wiring 501 and the reactor 2.
  • the second arm 32 includes a switching element 321 as a third switching element, a switching element 322 as a fourth switching element, and a fourth wiring 504 including a second connection point 508. 321 and the switching element 322 are connected in series by the fourth wiring 504.
  • the second wiring 502 is connected to the second connection point 508. Second connection point 508 is connected to AC power supply 1 via second wiring 502.
  • the smoothing capacitor 4 is a capacitor connected in parallel to the bridge circuit 3, more specifically, to the second arm 32.
  • one end of the switching element 311 is connected to the positive side of the smoothing capacitor 4
  • the other end of the switching element 311 is connected to one end of the switching element 312, and the other end of the switching element 312 is connected to the negative side of the smoothing capacitor 4. Connected to the side.
  • the switching elements 311, 312, 321, 322 are composed of MOSFETs.
  • the switching elements 311, 312, 321, and 322 are formed of a wide band gap (WBG) semiconductor such as gallium nitride (GaN), silicon carbide (Silicon Carbide: SiC), diamond, or aluminum nitride.
  • WBG wide band gap
  • MOSFETs can be used.
  • the controller 10 controls the switching elements 311, 312, 321, and 322 of the bridge circuit 3 based on the signals output from the power supply voltage detector 5, the power supply current detector 6, the bus voltage detector 7, and the zero-cross detector 9, respectively. Is generated.
  • the power supply voltage detector 5 is a voltage detector that detects a power supply voltage Vs, which is a voltage value of an output voltage of the AC power supply 1, and outputs an electric signal indicating a detection result to the controller 10.
  • the power supply voltage Vs may be referred to as a first output voltage.
  • the power supply current detection unit 6 is a current detection unit that detects the power supply current Is, which is the current value of the current output from the AC power supply 1, and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
  • the power supply current Is is a current value of a current flowing between the AC power supply 1 and the bridge circuit 3.
  • the bus voltage detection unit 7 is a voltage detection unit that detects the bus voltage Vdc and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
  • the bus voltage Vdc is a voltage obtained by smoothing the output voltage of the bridge circuit 3 with the smoothing capacitor 4.
  • the filter circuit 8 removes noise from the power supply voltage Vs detected by the power supply voltage detection unit 5.
  • Filter circuit 8 outputs a power supply voltage signal from which noise has been removed to control unit 10.
  • the power supply voltage signal may be referred to as a second output voltage.
  • the zero-cross detection unit 9 detects positive / negative switching of the power supply voltage signal, that is, zero crossing, in the power supply voltage signal from which noise has been removed by the filter circuit 8. It can be said that the zero-cross detection unit 9 detects the voltage polarity of the AC power supply 1.
  • the zero-cross detector 9 outputs a zero-cross signal Zc indicating the detected zero-cross timing to the controller 10. Note that the zero-cross detector 9 may have a configuration including the filter circuit 8.
  • the zero-cross signal Zc is a signal that indicates high when the polarity of the power supply voltage signal is positive, and indicates low when the polarity of the power supply voltage signal is negative. That is, in the zero-cross signal Zc, the timing at which the polarity of the power supply voltage signal switches from low to high is the timing at which the polarity of the power supply voltage signal switches from negative to positive, and the timing at which the polarity of the power supply voltage signal switches from high to low in the zero-cross signal Zc changes from positive to negative. This is the switching timing. Note that the above-described zero cross signal Zc is an example, and may indicate low when the polarity of the power supply voltage signal is positive, and may indicate high when the polarity of the power supply voltage signal is negative.
  • the control unit 10 controls on / off of the switching elements 311, 312, 321, 322 according to the power supply voltage Vs, the power supply current Is, the bus voltage Vdc, and the zero cross signal Zc.
  • the control unit 10 may control on / off of the switching elements 311, 312, 321, 322 by using at least one of the power supply voltage Vs, the power supply current Is, the bus voltage Vdc, and the zero-cross signal Zc.
  • switching elements 311 and 321 connected to the positive side of AC power supply 1, that is, the positive terminal of AC power supply 1, may be referred to as upper switching elements.
  • switching elements 312 and 322 connected to the negative side of AC power supply 1, that is, the negative terminal of AC power supply 1, may be referred to as lower switching elements.
  • the upper switching element and the lower switching element operate complementarily. That is, when one of the upper switching element and the lower switching element is on, the other is off.
  • the switching elements 321 and 322 constituting the second arm 32 are driven by a PWM (Pulse Width Modulation) signal which is a drive signal generated by the control unit 10 as described later.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the operation of turning on or off the switching elements 321 and 322 according to the PWM signal is hereinafter also referred to as a switching operation.
  • a short circuit of the smoothing capacitor 4 is referred to as a capacitor short circuit.
  • the capacitor short-circuit is a state in which the energy stored in the smoothing capacitor 4 is released and the current is regenerated in the AC power supply 1.
  • the switching elements 311 and 312 forming the first arm 31 are turned on or off by a drive signal generated by the control unit 10.
  • Switching elements 311 and 312 are basically turned on or off according to the power supply voltage polarity which is the polarity of the voltage output from AC power supply 1. Specifically, when the power supply voltage polarity is positive, the switching element 312 is on and the switching element 311 is off, and when the power supply voltage polarity is negative, the switching element 311 is on and Element 312 is off.
  • an arrow from the control unit 10 to the bridge circuit 3 indicates a drive signal for controlling on / off of the switching elements 311 and 312 and a PWM signal for controlling on / off of the switching elements 321 and 322.
  • control unit 10 controls on / off of the switching elements 311 and 312 of the first arm 31 in accordance with the polarity of the voltage of the AC power of the AC power supply 1, and controls the polarity of the current of the AC power of the AC power supply 1.
  • the on / off of the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 is controlled accordingly.
  • FIG. 2 is a schematic sectional view showing a schematic structure of the MOSFET.
  • FIG. 2 illustrates an n-type MOSFET.
  • a p-type semiconductor substrate 600 is used as shown in FIG.
  • a source electrode S, a drain electrode D, and a gate electrode G are formed on the semiconductor substrate 600.
  • High-concentration impurities are ion-implanted into a portion in contact with the source electrode S and the drain electrode D to form an n-type region 601.
  • an oxide insulating film 602 is formed between a portion where the n-type region 601 is not formed and the gate electrode G. That is, the oxide insulating film 602 is interposed between the gate electrode G and the p-type region 603 in the semiconductor substrate 600.
  • the channel 604 is an n-type channel in the example of FIG.
  • FIG. 3 is a first diagram showing a path of a current flowing through power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is positive.
  • the power supply voltage polarity is positive
  • the switching element 311 and the switching element 322 are on
  • the switching element 312 and the switching element 321 are off.
  • current flows in the order of AC power supply 1, reactor 2, switching element 311, smoothing capacitor 4, switching element 322, and AC power supply 1.
  • the synchronous rectification operation is performed by causing the current not to flow through the parasitic diode 311a and the parasitic diode 322a but to flow through each channel of the switching element 311 and the switching element 322.
  • the switching elements that are turned on are indicated by circles. The same applies to the following drawings.
  • FIG. 4 is a first diagram illustrating a path of a current flowing in power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is negative.
  • the power supply voltage polarity is negative
  • the switching element 312 and the switching element 321 are on
  • the switching element 311 and the switching element 322 are off.
  • current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element 321, the smoothing capacitor 4, the switching element 312, the reactor 2, and the AC power supply 1.
  • the synchronous rectification operation is performed by causing the current not to flow through the parasitic diode 321a and the parasitic diode 312a but to flow through each channel of the switching element 321 and the switching element 312.
  • FIG. 5 is a second diagram illustrating a path of a current flowing through power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is positive.
  • the power supply voltage polarity is positive
  • the switching element 311 and the switching element 321 are on
  • the switching element 312 and the switching element 322 are off.
  • a current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element 311, the switching element 321, and the AC power supply 1, and a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • a current does not flow through the parasitic diode 311a and the parasitic diode 321a, but a current flows through each channel of the switching element 311 and the switching element 321, thereby forming a power supply short-circuit path.
  • FIG. 6 is a second diagram illustrating a path of a current flowing through power conversion device 100 according to Embodiment 1 when the absolute value of power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is negative.
  • the power supply voltage polarity is negative
  • the switching element 312 and the switching element 322 are on
  • the switching element 311 and the switching element 321 are off.
  • current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element 322, the switching element 312, the reactor 2, and the AC power supply 1, and a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • a current does not flow through the parasitic diode 322a and the parasitic diode 312a, but a current flows through each channel of the switching element 322 and the switching element 312, thereby forming a power supply short-circuit path. .
  • the control unit 10 can control the values of the power supply current Is and the bus voltage Vdc by controlling the switching of the current paths described above.
  • the power converter 100 continuously switches between the load power supply mode shown in FIG. 3 and the power supply short-circuit mode shown in FIG. 5 when the power supply voltage polarity is positive, and the load shown in FIG. 4 when the power supply voltage polarity is negative.
  • the control unit 10 sets the switching frequency of the switching elements 321 and 322 that perform the switching operation by PWM to be higher than the switching frequency of the switching elements 311 and 312 that performs the switching operation according to the polarity of the power supply voltage Vs.
  • the on / off of the switching elements 311, 312, 321, 322 is controlled.
  • the switching elements 311, 312, 321 and 322 when they are not distinguished, they may be simply referred to as switching elements.
  • the parasitic diodes 311a, 312a, 321a, and 322a are not distinguished, they may be simply referred to as parasitic diodes.
  • the control unit 10 performs the switching operation by the PWM control on the switching elements 321 and 322.
  • the control unit 10 performs a switching operation by pulse width modulation, that is, PWM control, with a dead time for the switching elements 321 and 322.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a PWM signal generated for the switching elements 321 and 322 by the control unit 10 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the upper side is a PWM signal to the switching element 321 and the lower side is a PWM signal to the switching element 322.
  • a high level indicates a state where the switching element is on
  • a low level indicates a state where the switching element is off.
  • the control unit 10 sets a dead time between a period in which the switching element 321 is turned on and a period in which the switching element 322 is turned on so that both the switching elements 321 and 322 are not turned on. , And generates each PWM signal.
  • Control unit 10 detects whether the power supply voltage of AC power supply 1 is positive or negative according to zero-cross signal Zc output from zero-cross detection unit 9. However, the power supply voltage Vs detected by the power supply voltage detection unit 5 is input to the zero cross detection unit 9 via the filter circuit 8. Since a signal transmission delay occurs in the filter circuit 8, a signal of the power supply voltage is input to the zero-crossing detector 9 at a timing delayed with respect to the timing at which the power supply voltage Vs is detected by the power supply voltage detector 5. Will be. Here, the necessity of the filter circuit 8 in the power conversion device 100 will be described.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a transmission delay generated in the filter circuit 8 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the power supply voltage detection unit 5 detects the “ideal power supply voltage Vs” illustrated in FIG. If the zero-cross detection unit 9 performs the zero-cross detection using the “ideal power supply voltage Vs”, the zero-cross detection unit 9 detects the zero cross at “ideal zero-cross timing” shown in FIG. However, the actual AC power output from the AC power supply 1 may include noise. In this case, if the zero-cross detection unit 9 performs zero-cross detection using the “power supply voltage Vs including noise” shown in FIG. 8, the zero-cross signal Zc including chattering will be output. If chattering is included in the zero-cross signal Zc, the control unit 10 cannot accurately grasp the change in the polarity of the power supply voltage Vs, causing a malfunction in the control of the power conversion device 100.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration example of the filter circuit 8 included in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the filter circuit 8 is realized by a CR circuit including a capacitor C and a resistor R, that is, a so-called low-pass filter circuit.
  • noise included in the power supply voltage Vs can be removed by the filter circuit 8, but the signal transmission delay is reduced by the influence of the time constant obtained from the values of the resistor R and the capacitor C of the filter circuit 8. Occur.
  • the filter circuit 8 removes noise when “the power supply voltage Vs including noise” is input, and changes “the ideal zero-cross timing” to “the transmission delay by the filter circuit 8”.
  • the zero-crossing detector 9 can obtain a power supply voltage signal that does not include noise, and thus can output a zero-crossing signal Zc that does not include chattering.
  • the zero-cross detector 9 obtains the “power supply voltage signal output from the filter circuit 8” delayed from the “ideal zero-cross timing” by the “transmission delay by the filter circuit 8”.
  • a zero-cross signal Zc delayed by "transmission delay due to” is output.
  • control unit 10 controls the switching element according to the zero-cross signal Zc acquired from the zero-cross detection unit 9
  • the control unit 10 responds to the actual polarity change of the voltage of the AC power output from the AC power supply 1 by " Since the switching element is controlled at a timing delayed by the "transmission delay by the filter circuit 8", it causes a malfunction.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a dead time set by the control unit 10 according to Embodiment 1 for the switching elements 311 and 312.
  • FIG. 10 is obtained by adding a drive signal for turning on and off the switching elements 311 and 312 to FIG. In each drive signal, a high level indicates a state where the switching element is on, and a low level indicates a state where the switching element is off. As shown in FIG.
  • the control unit 10 precedes the actual zero cross obtained by “transmission delay by the filter circuit 8” from “ideal zero cross timing” by a time longer than the transmission delay by the filter circuit 8.
  • the period between the time and the zero cross is set as the dead time. That is, it can be said that the dead time of switching by the switching element when the change in voltage polarity of the AC power supply 1 is included is longer than the dead time of switching by the switching element when the change in polarity of the AC power supply 1 is not included.
  • the dead time of switching by the switching element when the voltage polarity change is included is longer than the transmission delay by the filter circuit 8. The reason why the dead time is set longer than the transmission delay caused by the filter circuit 8 is to take into account fluctuations caused by noise in the power supply voltage Vs including noise.
  • the zero-crossing detector 9 includes, in one cycle in which the AC power supply 1 outputs the AC power, a zero-crossing in which the polarity of the voltage switches from positive to negative, a zero-crossing in which the polarity of the voltage switches from negative to positive, Is detected twice.
  • the cycle at which the zero-cross detecting unit 9 detects the zero-cross is every half cycle of the cycle at which the AC power supply 1 outputs the AC power.
  • the control unit 10 determines that the second zero-cross point is a time point delayed by a half cycle of the cycle in which the AC power supply 1 outputs the AC power from the timing of the first zero-cross point acquired last time. A period between a time point preceding the second zero crossing for a long time and the second zero crossing is set as a dead time. At the timing of the first zero-cross detected by the zero-cross detector 9, the control unit 10 cannot set a dead time in advance for the first zero-cross. Therefore, the control unit 10 does not turn on the switching elements 311 and 312 at the timing when the zero-cross is first detected, and performs the normal control by setting the dead time from the next timing when the zero-cross is detected. Good.
  • the power conversion device 100 prevents the malfunction included in the AC voltage of the AC power supply 1 due to the noise included in the AC voltage, the transmission delay due to the filter circuit 8, and the like, and turns on / off the switching element according to the polarity of the AC power voltage. Can be controlled.
  • FIG. 11 is a flowchart illustrating an operation in which control unit 10 of power conversion device 100 according to Embodiment 1 controls on / off of switching elements 311 and 312 according to the polarity of the voltage of the AC power supplied from AC power supply 1. is there.
  • the controller 10 sets a dead time to be used at the time of the next zero cross (step S2).
  • the control unit 10 generates a drive signal for turning off the switching elements 311 and 312 during the set dead time period, and controls the operation of the switching elements 311 and 312 (step S3).
  • the control unit 10 may not set the dead time every time a zero cross is detected, but may set all the dead times thereafter based on the timing when the zero cross is first detected.
  • the dead time set for the switching elements 311 and 312 is longer than the dead time set for the switching elements 321 and 322.
  • the dead time set for the switching elements 311 and 312 is referred to as a first dead time
  • the dead time set for the switching elements 321 and 322 is referred to as a second dead time. is there.
  • One method of increasing the switching speed of the switching element in the power conversion device 100 is a method of reducing the gate resistance of the switching element. As the gate resistance decreases, the charging / discharging time for the gate input capacitance becomes shorter, and the turn-on period and the turn-off period become shorter, so that the switching speed becomes faster.
  • the switching element by configuring the switching element with a WBG semiconductor such as GaN or SiC, loss per switching can be further suppressed, efficiency is further improved, and high-frequency switching can be performed. Further, by enabling high-frequency switching, the size of the reactor 2 can be reduced, and the size and weight of the power conversion device 100 can be reduced. In addition, by using a WBG semiconductor for the switching element, the switching speed is improved and the switching loss is suppressed, so that a heat radiation measure that allows the switching element to continue normal operation can be simplified. Further, by using a WBG semiconductor for the switching element, the switching frequency can be set to a sufficiently high value, for example, 16 kHz or more, so that noise due to switching can be suppressed.
  • a WBG semiconductor for the switching element the switching frequency can be set to a sufficiently high value, for example, 16 kHz or more, so that noise due to switching can be suppressed.
  • the GaN semiconductor In the GaN semiconductor, a two-dimensional electron gas is generated at the interface between the GaN layer and the aluminum gallium nitride layer, and the two-dimensional electron gas has high carrier mobility. Therefore, a switching element using a GaN semiconductor can realize high-speed switching.
  • the AC power supply 1 is a commercial power supply of 50 Hz / 60 Hz
  • the audible frequency ranges from 16 kHz to 20 kHz, that is, from 266 times to 400 times the frequency of the commercial power supply.
  • GaN semiconductors are suitable for switching at frequencies higher than the audible frequency.
  • the switching elements 311, 312, 321, and 322 made of a GaN semiconductor have extremely low switching loss even when driven at a switching frequency of several tens kHz or more, specifically, a switching frequency higher than 20 kHz. small. Therefore, no heat radiation measures are required, or the size of the heat radiation member used for the heat radiation measures can be reduced, and the power conversion device 100 can be reduced in size and weight. Further, since high-frequency switching becomes possible, the size of the reactor 2 can be reduced.
  • the switching frequency is preferably set to 150 kHz or less so that the primary component of the switching frequency does not fall within the measurement range of the noise terminal voltage standard.
  • the WBG semiconductor since the WBG semiconductor has a smaller capacitance than the Si semiconductor, the generation of the recovery current due to the switching is small, and the generation of the loss and the noise due to the recovery current can be suppressed. Therefore, the WBG semiconductor is suitable for high-frequency switching. .
  • the switching elements 311 and 312 of the first arm 31 having a larger number of switching times than the second arm 32 are formed of a GaN semiconductor.
  • the switching elements 321 and 322 of the small second arm 32 may be made of a SiC semiconductor. Thereby, the characteristics of each of the SiC semiconductor and the GaN semiconductor can be maximized. Further, by using the SiC semiconductor for the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 having a smaller number of switching times than the first arm 31, the ratio of the conduction loss to the loss of the switching elements 321 and 322. And the turn-on loss and the turn-off loss are reduced.
  • the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 having a small number of switching times may use a super junction (Super Junction: SJ) -MOSFET.
  • SJ super junction
  • SJ-MOSFET it is possible to suppress the demerit that the capacitance is high and the recovery is likely to occur while taking advantage of the low on-resistance, which is an advantage of the SJ-MOSFET.
  • the manufacturing cost of the second arm 32 can be reduced as compared with the case where a WBG semiconductor is used.
  • the WBG semiconductor has higher heat resistance than the Si semiconductor, and can operate even at a high junction temperature. Therefore, by using a WBG semiconductor, the first arm 31 and the second arm 32 can be configured with a small chip having high thermal resistance. In particular, a SiC semiconductor having a low yield at the time of manufacturing a chip can be reduced in cost by using it for a small chip.
  • the WBG semiconductor has higher heat resistance than the Si semiconductor, and has a higher allowable level of switching heat generation due to the bias of loss between the arms. Therefore, the WBG semiconductor is suitable for the first arm 31 in which switching loss occurs due to high-frequency driving.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a hardware configuration that realizes the control unit 10 included in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 10 is realized by the processor 201 and the memory 202.
  • the processor 201 is a CPU (Central Processing Unit), a central processing unit, a processing device, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, a DSP (Digital Signal Processor), or a system LSI (Large Scale Integration).
  • the memory 202 is nonvolatile or volatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory). Can be exemplified.
  • the memory 202 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • control unit 10 controls on / off of switching elements 311 and 312 according to the polarity of the voltage of the AC power of AC power supply 1. If a time point delayed by half a cycle of the AC power supply 1 outputting AC power from the timing of the first zero cross obtained last time is defined as a second zero cross, the second zero cross is longer than the transmission delay by the filter circuit 8. Is set as a first dead time between the preceding time and the second zero cross. The first dead time is longer than the second dead time that is turned off when the switching elements 321 and 322 are turned on and off by PWM control.
  • the power conversion device 100 prevents the malfunction included in the AC voltage of the AC power supply 1 due to the noise included in the AC voltage, the transmission delay due to the filter circuit 8, and the like, and turns on / off the switching element according to the polarity of the AC power voltage. Can be controlled.
  • control unit 10 controls on / off of the switching elements 311 and 312 of the first arm 31 according to the polarity of the voltage of the AC power of the AC power supply 1, and according to the polarity of the current of the AC power of the AC power supply 1.
  • the case where on / off of the switching elements 321 and 322 of the second arm 32 is controlled has been described, but this is an example, and the present invention is not limited to this.
  • the control unit 10 controls on / off of the switching elements 311 and 312 of the first arm 31 in accordance with the polarity of the AC power current of the AC power supply 1, and controls the second power supply in accordance with the polarity of the AC power voltage of the AC power supply 1.
  • the switching elements 321 and 322 of the arm 32 may be controlled.
  • a dead time is defined as a period between a point preceding the zero cross and a zero cross for a time longer than the transmission delay by the filter circuit 8.
  • the amount of transmission delay by the filter circuits 8 may differ from one power converter 100 to another depending on variations in the constants of individual components used in the filter circuits 8.
  • the period between the time point after the zero cross and the zero cross is also set as the dead time.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a dead time set for the switching elements 311 and 312 by the control unit 10 according to the second embodiment.
  • the control unit 10 lags behind the actual zero cross obtained by “transmission delay by the filter circuit 8” from “ideal zero cross timing” by a time longer than the transmission delay by the filter circuit 8.
  • the period between the time point and the zero cross is also set as the dead time.
  • the dead time set in the second embodiment may be referred to as a third dead time.
  • the control unit 10 turns off both the switching elements 311 and 312 during the first dead time and the third dead time.
  • the first dead time and the third dead time have the same length, but this is an example, and the present invention is not limited to this.
  • the control unit 10 may make the third dead time longer than the first dead time, or may make the third dead time shorter than the first dead time.
  • control unit 10 sets the time between the zero-crossing point and the time point delayed from zero-crossing time longer than the transmission delay by filter circuit 8 at the third level. Set as dead time.
  • the control unit 10 turns off both the switching elements 311 and 312 during the first dead time and the third dead time.
  • power conversion apparatus 100 further includes noise included in AC voltage of AC power supply 1 and filter circuit 8 as compared with the first embodiment in consideration of variation in components used in filter circuit 8. Malfunction due to transmission delay or the like can be prevented.
  • Embodiment 3 FIG.
  • power converter 100 suppresses occurrence of malfunction by setting a dead time for turning off both switching elements 311 and 312 in consideration of the transmission delay caused by filter circuit 8.
  • the ON period of the switching elements 311 and 312, that is, the conduction period is shortened, and the loss increases.
  • power conversion device 100 reduces the loss by switching switching elements 311 and 312 by PWM control during the dead time period set in the first embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a PWM control period that is set for the switching elements 311 and 312 by the control unit 10 according to the third embodiment.
  • the method of setting the “PWM control period” shown in FIG. 14 is the same as the method of setting the “dead time” shown in FIG. That is, the start timing and the end timing of the “dead time” shown in FIG. 10 and the “PWM control period” shown in FIG. 14 with respect to the “ideal zero-cross timing” are the same.
  • FIG. 15 is a flowchart illustrating an operation in which control unit 10 of power conversion device 100 according to Embodiment 3 controls on / off of switching elements 311 and 312 according to the polarity of the voltage of the AC power supplied from AC power supply 1. is there.
  • the controller 10 sets a PWM control period to be used at the next zero cross timing (step S12).
  • the control unit 10 generates a drive signal for performing PWM control on the switching elements 311 and 312 during the set PWM control period, and controls the operation of the switching elements 311 and 312 (step S13). Note that the control unit 10 may not set the PWM control period every time a zero cross is detected, but may set all subsequent PWM control periods based on the timing when the zero cross is first detected.
  • the PWM control period set for the switching elements 311 and 312 is longer than the dead time set for the switching elements 321 and 322.
  • the PWM control period set for the switching elements 311 and 312 may be referred to as a first control period.
  • the control unit 10 turns on and off the switching elements 311 and 312 complementarily one or more times in the first control period. That is, the control unit 10 performs two switching operations of one arm in a first control period between a point in time preceding the power supply voltage zero cross by a predetermined period and a point in time delayed from the power supply voltage zero cross by a predetermined period.
  • the element is turned on and off complementarily once or more.
  • the first control period is longer than the transmission delay by the filter circuit 8.
  • control unit 10 performs control in the first control period that is the same period as the first dead time set in the first embodiment. On / off control by PWM control is performed on the switching elements 311 and 312. Thereby, power conversion device 100 can obtain the same effect as in the first embodiment, and can reduce the loss as compared with the first embodiment.
  • Embodiment 4 FIG.
  • power converter 100 controls on / off of switching elements 311 and 312 by PWM control during the same period as the dead time set in the first embodiment.
  • power converter 100 controls on / off of switching elements 311 and 312 by PWM control in the same period as the dead time set in the second embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of a PWM control period that is set for the switching elements 311 and 312 by the control unit 10 according to the fourth embodiment.
  • the method of setting the “PWM control period” shown in FIG. 16 is the same as the method of setting the “dead time” shown in FIG. That is, the “dead time” shown in FIG. 13 and the start timing and the end timing of the “PWM control period” shown in FIG. 16 with respect to the “ideal zero-cross timing” are the same.
  • the PWM control period newly additionally set in the fourth embodiment may be referred to as a second control period.
  • control unit 10 performs PWM control on the switching elements 311 and 312 during the first control period and the second control period.
  • the first control period and the second control period have the same length, but this is an example, and the present invention is not limited to this.
  • the control unit 10 may make the second control period longer than the first control period, or may make the second control period shorter than the first control period.
  • control unit 10 has the same period as the third dead time set in the second embodiment, together with the first control period. Also in the second control period, on / off control by the PWM control is performed on the switching elements 311 and 312. Thereby, power conversion device 100 can obtain the same effect as in the second embodiment, and can reduce the loss as compared with the second embodiment.
  • Embodiment 5 FIG. In the fifth embodiment, a motor driving device including the power conversion device 100 described in the first embodiment will be described.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of a motor driving device 101 according to the fifth embodiment.
  • the motor driving device 101 drives a motor 42 as a load.
  • the motor driving device 101 includes the power conversion device 100 according to the first embodiment, an inverter 41, a motor current detection unit 44, and an inverter control unit 43.
  • the inverter 41 drives the motor 42 by converting DC power supplied from the power converter 100 into AC power and outputting the AC power to the motor 42.
  • the load of the motor driving device 101 is the motor 42
  • the device connected to the inverter 41 may be a device to which AC power is input. Other devices may be used.
  • the inverter 41 is a circuit in which a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) has a three-phase bridge configuration or a two-phase bridge configuration.
  • the switching element used for the inverter 41 is not limited to the IGBT, but may be a switching element made of a WBG semiconductor, an IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor), an FET (Field Effect Transistor) or a MOSFET.
  • the motor current detector 44 detects a current flowing between the inverter 41 and the motor 42.
  • the inverter control unit 43 uses the current detected by the motor current detection unit 44 to generate a PWM signal for driving a switching element in the inverter 41 so that the motor 42 rotates at a desired rotation speed.
  • the inverter control unit 43 is realized by a processor and a memory, similarly to the control unit 10. Note that the inverter control unit 43 of the motor drive device 101 and the control unit 10 of the power conversion device 100 may be realized by one circuit.
  • the bus voltage Vdc necessary for controlling the bridge circuit 3 changes according to the operation state of the motor 42.
  • the bus voltage Vdc output from power conversion device 100 A region where the output voltage from the inverter 41 saturates beyond the upper limit limited by the bus voltage Vdc is called an overmodulation region.
  • the number of windings on the stator of the motor 42 can be increased accordingly.
  • the number of windings of the motor 42 is set to an appropriate value.
  • the use of the power converter 100 reduces the bias of heat generation between the arms, and realizes a highly reliable and high-output motor drive device 101.
  • Embodiment 6 FIG. In the sixth embodiment, an air conditioner including the motor drive device 101 described in the fifth embodiment will be described.
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration example of an air conditioner 700 according to Embodiment 6.
  • the air conditioner 700 is an example of a refrigeration cycle device, and includes the motor driving device 101 and the motor 42 according to the fifth embodiment.
  • the air conditioner 700 includes a compressor 81 including a compression mechanism 87 and a motor 42, a four-way valve 82, an outdoor heat exchanger 83, an expansion valve 84, an indoor heat exchanger 85, and a refrigerant pipe 86.
  • the air conditioner 700 is not limited to a separate type air conditioner in which an outdoor unit is separated from an indoor unit, and includes a compressor 81, an indoor heat exchanger 85, and an outdoor heat exchanger 83 provided in one housing.
  • a body type air conditioner may be used.
  • the motor 42 is driven by the motor driving device 101.
  • a compression mechanism 87 for compressing the refrigerant and a motor 42 for operating the compression mechanism 87 are provided inside the compressor 81.
  • the refrigerant circulates through the compressor 81, the four-way valve 82, the outdoor heat exchanger 83, the expansion valve 84, the indoor heat exchanger 85, and the refrigerant pipe 86 to form a refrigeration cycle.
  • the components included in the air conditioner 700 can be applied to devices such as a refrigerator or a freezer including a refrigeration cycle.
  • the configuration example in which the motor 42 is used as the driving source of the compressor 81 and the motor 42 is driven by the motor driving device 101 has been described.
  • the motor 42 may be applied to a drive source for driving an indoor unit blower and an outdoor unit blower (not shown) included in the air conditioner 700, and the motor 42 may be driven by the motor driving device 101.
  • the motor 42 may be applied to a drive source of the indoor unit blower, the outdoor unit blower, and the compressor 81, and the motor 42 may be driven by the motor driving device 101.
  • the reactor 2 can be downsized by the interleave method. However, in the air conditioner 700, there are many operations under intermediate conditions. Therefore, the reactor 2 does not need to be downsized. However, it is effective in terms of suppressing harmonics and power factor.
  • the power converter 100 can suppress the switching loss, the temperature rise of the power converter 100 is suppressed, and even if the size of the outdoor unit blower (not shown) is reduced, the size of the board mounted on the power converter 100 can be reduced. Cooling capacity can be secured. Therefore, the power converter 100 is suitable for an air conditioner 700 having high efficiency and high output of 4.0 kW or more.
  • the high-frequency driving of the switching element can reduce the switching loss, realize a low energy consumption rate, and realize a highly efficient air conditioner 700.

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Abstract

スイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも２つ以上備え、交流電源（１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路（３）と、交流電源（１）の電流を検出する電源電流検出部（６）と、交流電源（１）の電圧極性を検出するゼロクロス検出部（９）と、電源電流検出部（６）およびゼロクロス検出部（９）の出力に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する制御部（１０）と、を備え、交流電源（１）の電圧極性変化を含むスイッチングのデッドタイムは、極性変化を含まないスイッチングのデッドタイムより大きい。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機
　本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。
　スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する昇圧動作、及び交流電力を整流する同期整流動作を行うことができる。
　特許文献１には、電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力の電圧、及び交流電源に流れる電流に応じて、４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子を電圧の極性に応じて制御し、他の２つのスイッチング素子を電流の極性に応じて制御する技術が開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、電圧の極性に応じた２つのスイッチング素子の制御において、電圧の極性が正側のときは一方のスイッチング素子をオンするとともに他方のスイッチング素子をオフし、電圧の極性が負側のときは一方のスイッチング素子をオフするとともに他方のスイッチング素子をオンする。特許文献１に記載の電力変換装置は、交流電源電圧の正負の切り替え、すなわちゼロクロスを検出して、スイッチング素子のオンオフを制御する。
特開２０１８－７３２６号公報
　交流電源から供給される交流電力にはノイズが含まれる場合がある。特許文献１に記載の電力変換装置は、交流電力に含まれるノイズの影響でゼロクロスの検出を誤ってしまうと、誤ったタイミングでスイッチング制御を行う誤動作をしてしまう可能性がある。電力変換装置では、誤動作によって、損失の増加、電力変換装置に流れる電源電流の高調波成分の増加などが発生する。このような場合、ローパスフィルタを用いることで、ノイズを除去することが可能である。しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置は、交流電力のノイズ除去のためにローパスフィルタを用いる場合、ローパスフィルタを構成する素子の電気時定数によって信号の伝達遅延が発生し、実際の交流電力の電圧のゼロクロスに対して検出が遅れてしまう。そのため、特許文献１に記載の電力変換装置は、ローパスフィルタを用いることで、実際の交流電力の電圧の極性の変化に合わせてスイッチング素子をオンオフできず、誤動作する可能性がある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、誤動作を防止しつつ、交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子のオンオフを制御可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも２つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、交流電源の電流を検出する電流検出部と、交流電源の電圧極性を検出するゼロクロス検出部と、電流検出部およびゼロクロス検出部の出力に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、を備える。交流電源の電圧極性変化を含むスイッチングのデッドタイムは、極性変化を含まないスイッチングのデッドタイムより大きい。
　本発明に係る電力変換装置は、誤動作を防止しつつ、交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子のオンオフを制御できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング素子に対して生成するＰＷＭ信号の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置のフィルタ回路で発生する伝送遅延の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備えるフィルタ回路の構成例を示す図 実施の形態１に係る制御部がスイッチング素子に対して設定するデッドタイムの一例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が交流電源から供給される交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る制御部がスイッチング素子に対して設定するデッドタイムの一例を示す図 実施の形態３に係る制御部がスイッチング素子に対して設定するＰＷＭ制御期間の一例を示す図 実施の形態３に係る電力変換装置の制御部が交流電源から供給される交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する動作を示すフローチャート 実施の形態４に係る制御部がスイッチング素子に対して設定するＰＷＭ制御期間の一例を示す図 実施の形態５に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態６に係る空気調和機の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、ブリッジ回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、ブリッジ回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、フィルタ回路８と、ゼロクロス検出部９と、制御部１０とを備える。
　ブリッジ回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。ブリッジ回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。具体的には、ブリッジ回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されるスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。なお、第１のアーム３１をレグと称することがある。
　第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。なお、第２のアーム３２をレグと称することがある。ブリッジ回路３は、アームすなわちレグを３つ以上備えていてもよく、少なくとも２つ以上のレグを備える。
　詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。
　第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。
　平滑コンデンサ４は、ブリッジ回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。ブリッジ回路３では、スイッチング素子３１１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３１１の他端とスイッチング素子３１２の一端とが接続され、スイッチング素子３１２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。
　スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium　Nitride：ＧａＮ）、炭化珪素（Silicon　Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide　Band　Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
　制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、母線電圧検出部７及びゼロクロス検出部９からそれぞれ出力される信号に基づいて、ブリッジ回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動パルスを生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電圧Ｖｓを第１の出力電圧と称することがある。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる電流の電流値である。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。
　フィルタ回路８は、電源電圧検出部５で検出された電源電圧Ｖｓからノイズを除去する。フィルタ回路８は、ノイズを除去した電源電圧信号を制御部１０へ出力する。電源電圧信号を第２の出力電圧と称することがある。ゼロクロス検出部９は、フィルタ回路８でノイズが除去された電源電圧信号において、電源電圧信号の正負の切り替え、すなわちゼロクロスを検出する。ゼロクロス検出部９は、交流電源１の電圧極性を検出するともいえる。ゼロクロス検出部９は、検出したゼロクロスのタイミングを示すゼロクロス信号Ｚｃを制御部１０へ出力する。なお、ゼロクロス検出部９は、フィルタ回路８を含む構成であってもよい。ゼロクロス信号Ｚｃは、電源電圧信号の極性が正のときにハイを示し、電源電圧信号の極性が負のときにローを示す信号である。すなわち、ゼロクロス信号Ｚｃにおいて、ローからハイに切り替わるタイミングが電源電圧信号の極性が負から正に切り替わるタイミングであり、ゼロクロス信号Ｚｃにおいてハイからローに切り替わるタイミングが電源電圧信号の極性が正から負に切り替わるタイミングである。なお、前述のゼロクロス信号Ｚｃは一例であり、電源電圧信号の極性が正のときにローを示し、電源電圧信号の極性が負のときにハイを示してもよい。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧Ｖｄｃ、及びゼロクロス信号Ｚｃに応じてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧Ｖｄｃ、及びゼロクロス信号Ｚｃのうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。
　第２のアーム３２では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、後述するように、制御部１０により生成される駆動信号であるＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３２１，３２２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。
　第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、制御部１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３１１，３１２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３１２はオンであり、かつ、スイッチング素子３１１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３１１はオンであり、かつ、スイッチング素子３１２はオフである。なお、図１では、制御部１０からブリッジ回路３へ向かう矢印でスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する駆動信号、及びスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する前述のＰＷＭ信号を示している。
　このように、制御部１０は、交流電源１の交流電力の電圧の極性に応じて第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御し、交流電源１の交流電力の電流の極性に応じて第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する。
　次に、実施の形態１におけるスイッチング素子の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図２を参照して説明する。
　図２は、ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図２には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図２に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図２の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、p型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
　図３は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第１の図である。図３では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。なお、図３では、オンしているスイッチング素子を丸印で示している。以降の図においても同様とする。
　図４は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第１の図である。図４では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。
　図５は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第２の図である。図５では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
　図６は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第２の図である。図６では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２２、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２２ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２２及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図３に示す負荷電力供給モードと図５に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図４に示す負荷電力供給モードと図６に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。
　次に、制御部１０が、スイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。まず、制御部１０がスイッチング素子３２１，３２２をオンオフするタイミングについて説明する。前述のように、制御部１０は、スイッチング素子３２１，３２２に対してＰＷＭ制御によるスイッチング動作を行う。一般的に、２つのスイッチング素子が直列接続された構成においては、スイッチング処理の遅れを考慮して、２つのスイッチング素子がともにオンすることがないよう、２つのスイッチング素子がともにオフになるデッドタイムが設けられている。本実施の形態においても、制御部１０は、スイッチング素子３２１，３２２に対してデッドタイムを設けて、パルス幅変調すなわちＰＷＭ制御によるスイッチング動作を行う。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０がスイッチング素子３２１，３２２に対して生成するＰＷＭ信号の例を示す図である。図７において、上側がスイッチング素子３２１に対するＰＷＭ信号であり、下側がスイッチング素子３２２に対するＰＷＭ信号である。また、各ＰＷＭ信号において、ハイの場合がスイッチング素子オンの状態を示し、ローの場合がスイッチング素子オフの状態を示す。制御部１０は、図７に示すように、スイッチング素子３２１，３２２がともにオンすることがないように、スイッチング素子３２１がオンする期間とスイッチング素子３２２がオンする期間の間にデッドタイムを設けて、各ＰＷＭ信号を生成する。
　制御部１０がスイッチング素子３１１，３１２をオンオフするタイミングについて説明する。制御部１０は、ゼロクロス検出部９から出力されるゼロクロス信号Ｚｃに応じて交流電源１の電源電圧の正負の切り替えを検出する。しかしながら、ゼロクロス検出部９には、電源電圧検出部５で検出された電源電圧Ｖｓが、フィルタ回路８を経由して入力される。フィルタ回路８において信号の伝送遅延が発生するため、ゼロクロス検出部９には、電源電圧検出部５で電源電圧Ｖｓが検出されたタイミングに対して遅延されたタイミングで電源電圧の信号が入力されることになる。ここで、電力変換装置１００でのフィルタ回路８の必要性について説明する。
　図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のフィルタ回路８で発生する伝送遅延の例を示す図である。交流電源１から出力される交流電力にノイズが含まれない場合、電源電圧検出部５は、図８に示す「理想的な電源電圧Ｖｓ」を検出する。ゼロクロス検出部９は、仮に、「理想的な電源電圧Ｖｓ」を使ってゼロクロス検出を行うと、図８に示す「理想的なゼロクロスタイミング」でゼロクロスを検出する。しかしながら、交流電源１から出力される実際の交流電力にはノイズが含まれることがある。この場合、ゼロクロス検出部９は、仮に、図８に示す「ノイズを含む電源電圧Ｖｓ」を使ってゼロクロス検出を行うと、チャタリングを含むゼロクロス信号Ｚｃを出力することになる。ゼロクロス信号Ｚｃにチャタリングが含まれると、制御部１０は、電源電圧Ｖｓの極性の変化を正確に把握できず、電力変換装置１００の制御において誤動作の要因となる。
　そのため、電力変換装置１００は、フィルタ回路８を用いて、交流電源１から出力される交流電力に含まれるノイズを除去する。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備えるフィルタ回路８の構成例を示す図である。フィルタ回路８は、コンデンサＣ及び抵抗Ｒで構成されるＣＲ回路、いわゆるローパスフィルタ回路によって実現される。電力変換装置１００では、フィルタ回路８によって電源電圧Ｖｓに含まれるノイズを除去することができるが、フィルタ回路８の抵抗Ｒ及びコンデンサＣの値から得られる時定数の影響によって、信号の伝送遅延が発生する。具体的には、フィルタ回路８は、図８に示すように、「ノイズを含む電源電圧Ｖｓ」が入力されるとノイズを除去し、「理想的なゼロクロスタイミング」から「フィルタ回路８による伝送遅延」分だけ遅延した状態で、図８に示す「フィルタ回路８から出力される電源電圧信号」を出力する。
　これにより、ゼロクロス検出部９は、ノイズが含まれない電源電圧信号を取得することができるため、チャタリングを含まないゼロクロス信号Ｚｃを出力することができる。一方で、ゼロクロス検出部９は、「理想的なゼロクロスタイミング」から「フィルタ回路８による伝送遅延」分だけ遅延した「フィルタ回路８から出力される電源電圧信号」を取得するので、「フィルタ回路８による伝送遅延」分だけ遅延したゼロクロス信号Ｚｃを出力することになる。そのため、制御部１０は、仮に、ゼロクロス検出部９から取得したゼロクロス信号Ｚｃに応じてスイッチング素子の制御を行うと、交流電源１から出力される交流電力の電圧の実際の極性変化に対して「フィルタ回路８による伝送遅延」分だけ遅延したタイミングでスイッチング素子の制御を行うため、誤動作の要因となる。
　そのため、本実施の形態では、制御部１０は、交流電源１の電圧の極性に応じてオンオフを制御するスイッチング素子３１１，３１２に対して、「フィルタ回路８による伝送遅延」より長い期間のデッドタイムを設ける。図１０は、実施の形態１に係る制御部１０がスイッチング素子３１１，３１２に対して設定するデッドタイムの一例を示す図である。図１０は、図８に対して、スイッチング素子３１１，３１２をオンオフする駆動信号を追加したものである。各駆動信号において、ハイの場合がスイッチング素子オンの状態を示し、ローの場合がスイッチング素子オフの状態を示す。制御部１０は、図１０に示すように、「理想的なゼロクロスタイミング」から「フィルタ回路８による伝送遅延」した実際のゼロクロスに対して、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い時間ゼロクロスから先行した時点とゼロクロスとの間の期間をデッドタイムとして設定する。すなわち、交流電源１の電圧極性変化を含む場合のスイッチング素子によるスイッチングのデッドタイムは、交流電源１の極性変化を含まない場合のスイッチング素子によるスイッチングのデッドタイムより大きいといえる。また、電圧極性変化を含む場合のスイッチング素子によるスイッチングのデッドタイムは、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い。デッドタイムをフィルタ回路８による伝送遅延分より長くしたのは、ノイズを含む電源電圧Ｖｓにおいてノイズに起因する変動を考慮したためである。
　制御部１０では、交流電源１が交流電力を出力する周期、及びフィルタ回路８で使用されているコンデンサＣ及び抵抗Ｒの定数は既知であるとする。また、電力変換装置１００において、ゼロクロス検出部９は、交流電源１が交流電力を出力する１周期において、電圧の極性が正から負に切り替わるゼロクロス、及び電圧の極性が負から正に切り替わるゼロクロス、の２回のゼロクロスを検出する。ゼロクロス検出部９がゼロクロスを検出する周期は、交流電源１が交流電力を出力する周期の半周期毎である。そのため、制御部１０は、前回取得した第１のゼロクロスのタイミングから交流電源１が交流電力を出力する周期の半周期分遅れた時点を第２のゼロクロスとすると、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い時間第２のゼロクロスから先行した時点と第２のゼロクロスとの間の期間をデッドタイムとして設定する。なお、制御部１０は、ゼロクロス検出部９で検出された最初のゼロクロスのタイミングでは、最初のゼロクロスに対して予めデッドタイムを設定できない。そのため、制御部１０は、最初にゼロクロスが検出されたタイミングではスイッチング素子３１１，３１２をオンせず、次にゼロクロスが検出されるタイミングからデッドタイムを設定して通常の制御を行うようにしてもよい。これにより、電力変換装置１００は、交流電源１の交流電圧に含まれるノイズ、フィルタ回路８による伝送遅延などを要因とする誤動作を防止しつつ、交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子のオンオフを制御することができる。
　図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０が交流電源１から供給される交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する動作を示すフローチャートである。制御部１０は、ゼロクロス検出部９から取得したゼロクロス信号Ｚｃに基づいてゼロクロスを検出すると（ステップＳ１）、次のゼロクロスのタイミングの際に使用するデッドタイムを設定する（ステップＳ２）。制御部１０は、設定したデッドタイムの期間ではスイッチング素子３１１，３１２をオフにする駆動信号を生成して、スイッチング素子３１１，３１２の動作を制御する（ステップＳ３）。なお、制御部１０は、ゼロクロスを検出する毎にデッドタイムを設定せず、最初にゼロクロスを検出したタイミングに基づいて以降の全てのデッドタイムを設定してもよい。
　スイッチング素子３１１，３１２に対して設定されるデッドタイムは、スイッチング素子３２１，３２２に対して設定されるデッドタイムより長い。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２に対して設定されるデッドタイムを第１のデッドタイムと称し、スイッチング素子３２１，３２２に対して設定されるデッドタイムを第２のデッドタイムと称することがある。
　ここで、スイッチング素子の構成について説明する。電力変換装置１００において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の１つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。
　しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、ＧａＮまたはＳｉＣといったＷＢＧ半導体で構成することにより、１回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、かつ、高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ２の小型化が可能となり、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制されるため、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば１６ｋＨｚ以上にすることができるため、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。
　また、ＧａＮ半導体は、ＧａＮ層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に２次元電子ガスが生じ、この２次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、ＧａＮ半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源１が、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は、１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、すなわち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。ＧａＮ半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素（Ｓｉ）で構成されたスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、ＧａＮ半導体で構成されたスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、具体的には２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、放熱対策が不要になり、または放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できるため、高周波スイッチングに適している。
　なお、ＳｉＣ半導体はＧａＮ半導体に比べてオン抵抗が小さいため、第２のアーム３２よりも、スイッチング回数が多い第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２は、ＧａＮ半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２は、ＳｉＣ半導体で構成してもよい。これにより、ＳｉＣ半導体及びＧａＮ半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、ＳｉＣ半導体を、第１のアーム３１よりも、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２に利用することで、スイッチング素子３２１，３２２の損失の内、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２のチップ面積を相対的に小さくでき、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体を有効に活用できる。
　また、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２には、スーパージャンクション（Super　Junction：ＳＪ）－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体を用いる場合に比べて、第２のアーム３２の製造コストを低減できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。そのため、ＷＢＧ半導体を用いることにより、第１のアーム３１及び第２のアーム３２を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクタ２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、すなわち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。
　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第１のアーム３１に好適である。
　つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
　プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、交流電源１の交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する場合に、前回取得した第１のゼロクロスのタイミングから交流電源１が交流電力を出力する周期の半周期分遅れた時点を第２のゼロクロスとすると、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い時間第２のゼロクロスから先行した時点と第２のゼロクロスとの間の期間を第１のデッドタイムとして設定する。第１のデッドタイムは、スイッチング素子３２１，３２２をＰＷＭ制御によりオンオフする際にともにオフする第２のデッドタイムより長い。これにより、電力変換装置１００は、交流電源１の交流電圧に含まれるノイズ、フィルタ回路８による伝送遅延などを要因とする誤動作を防止しつつ、交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子のオンオフを制御することができる。
　なお、制御部１０が、交流電源１の交流電力の電圧の極性に応じて第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御し、交流電源１の交流電力の電流の極性に応じて第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する場合について説明したが、一例であり、これに限定されない。制御部１０は、交流電源１の交流電力の電流の極性に応じて第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御し、交流電源１の交流電力の電圧の極性に応じて第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。
実施の形態２．
　実施の形態１では、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い時間ゼロクロスから先行した時点とゼロクロスとの間の期間をデッドタイムとしていた。しかしながら、電力変換装置１００が複数生産される場合、フィルタ回路８に使用される個々の部品の定数のばらつきによっては、フィルタ回路８による伝送遅延量が電力変換装置１００毎に異なることがある。実施の形態２では、ゼロクロスから遅れた時点とゼロクロスとの間の期間もデッドタイムとして設定する。
　実施の形態２において、電力変換装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。図１３は、実施の形態２に係る制御部１０がスイッチング素子３１１，３１２に対して設定するデッドタイムの一例を示す図である。制御部１０は、図１３に示すように、「理想的なゼロクロスタイミング」から「フィルタ回路８による伝送遅延」した実際のゼロクロスに対して、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い時間ゼロクロスから遅れた時点とゼロクロスとの間の期間もデッドタイムとして設定する。以降の説明において、実施の形態２で設定したデッドタイムを、第３のデッドタイムと称することがある。
　実施の形態２において、制御部１０は、第１のデッドタイム及び第３のデッドタイムにおいて、スイッチング素子３１１，３１２をともにオフにする。なお、図１３では、第１のデッドタイム及び第３のデッドタイムを同じ長さにしているが一例であり、これに限定されない。制御部１０は、第３のデッドタイムを第１のデッドタイムより長くしてもよいし、第３のデッドタイムを第１のデッドタイムより短くしてもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い時間ゼロクロスから遅れた時点とゼロクロスとの間の期間も第３のデッドタイムとして設定する。制御部１０は、第１のデッドタイム及び第３のデッドタイムにおいて、スイッチング素子３１１，３１２をともにオフすることとした。これにより、電力変換装置１００は、フィルタ回路８で使用される部品のばらつきを考慮して、実施の形態１と比較して、さらに、交流電源１の交流電圧に含まれるノイズ、フィルタ回路８による伝送遅延などを要因とする誤動作を防止することができる。
実施の形態３．
　実施の形態１では、電力変換装置１００は、フィルタ回路８による伝送遅延分を考慮してスイッチング素子３１１，３１２をともにオフにするデッドタイムを設定することで、誤動作の発生を抑えていた。しかしながら、電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１，３１２のオン期間、すなわち導通期間が短くなり、損失が増加する。実施の形態３では、電力変換装置１００は、実施の形態１で設定されたデッドタイムの期間において、スイッチング素子３１１，３１２をＰＷＭ制御によりスイッチングさせることで、損失を低減する。
　実施の形態３において、電力変換装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。図１４は、実施の形態３に係る制御部１０がスイッチング素子３１１，３１２に対して設定するＰＷＭ制御期間の一例を示す図である。図１４に示す「ＰＷＭ制御期間」の設定方法は、図１０に示す「デッドタイム」の設定方法と同様である。すなわち、「理想的なゼロクロスタイミング」に対する図１０に示す「デッドタイム」及び図１４に示す「ＰＷＭ制御期間」の開始タイミング及び終了タイミングは同じである。
　図１５は、実施の形態３に係る電力変換装置１００の制御部１０が交流電源１から供給される交流電力の電圧の極性に応じてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する動作を示すフローチャートである。制御部１０は、ゼロクロス検出部９から取得したゼロクロス信号Ｚｃに基づいてゼロクロスを検出すると（ステップＳ１１）、次のゼロクロスのタイミングの際に使用するＰＷＭ制御期間を設定する（ステップＳ１２）。制御部１０は、設定したＰＷＭ制御期間ではスイッチング素子３１１，３１２をＰＷＭ制御する駆動信号を生成して、スイッチング素子３１１，３１２の動作を制御する（ステップＳ１３）。なお、制御部１０は、ゼロクロスを検出する毎にＰＷＭ制御期間を設定せず、最初にゼロクロスを検出したタイミングに基づいて以降の全てのＰＷＭ制御期間を設定してもよい。
　スイッチング素子３１１，３１２に対して設定されるＰＷＭ制御期間は、スイッチング素子３２１，３２２に対して設定されるデッドタイムより長い。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２に対して設定されるＰＷＭ制御期間を第１の制御期間と称することがある。制御部１０は、第１の制御期間において、スイッチング素子３１１，３１２を１回以上相補的にオンオフする。すなわち、制御部１０は、電源電圧のゼロクロスから所定の期間先行した時点と、電源電圧のゼロクロスから所定の期間遅れた時点との間である第１の制御期間において、１つのアームの２つのスイッチング素子を１回以上相補的にオンオフする。第１の制御期間は、フィルタ回路８による伝送遅延分より長い。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、実施の形態１で設定される第１のデッドタイムと同じ期間である第１の制御期間において、スイッチング素子３１１，３１２に対してＰＷＭ制御によるオンオフ制御を行うこととした。これにより、電力変換装置１００は、実施の形態１と同様の効果を得るとともに、実施の形態１と比較して、損失を低減することができる。
実施の形態４．
　実施の形態３では、電力変換装置１００は、実施の形態１で設定されたデッドタイムと同じ期間でスイッチング素子３１１，３１２をＰＷＭ制御によりオンオフを制御していた。同様に、実施の形態４では、電力変換装置１００は、実施の形態２で設定されたデッドタイムと同じ期間でスイッチング素子３１１，３１２をＰＷＭ制御によりオンオフを制御する。
　実施の形態４において、電力変換装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。図１６は、実施の形態４に係る制御部１０がスイッチング素子３１１，３１２に対して設定するＰＷＭ制御期間の一例を示す図である。図１６に示す「ＰＷＭ制御期間」の設定方法は、図１３に示す「デッドタイム」の設定方法と同様である。すなわち、「理想的なゼロクロスタイミング」に対する図１３に示す「デッドタイム」及び図１６に示す「ＰＷＭ制御期間」の開始タイミング及び終了タイミングは同じである。以降の説明において、実施の形態４で新たに追加設定されるＰＷＭ制御期間を、第２の制御期間と称することがある。
　実施の形態４において、制御部１０は、第１の制御期間及び第２の制御期間において、スイッチング素子３１１，３１２をＰＷＭ制御する。なお、図１６では、第１の制御期間及び第２の制御期間を同じ長さにしているが一例であり、これに限定されない。制御部１０は、第２の制御期間を第１の制御期間より長くしてもよいし、第２の制御期間を第１の制御期間より短くしてもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、第１の制御期間とともに、実施の形態２で設定される第３のデッドタイムと同じ期間である第２の制御期間においても、スイッチング素子３１１，３１２に対してＰＷＭ制御によるオンオフ制御を行うこととした。これにより、電力変換装置１００は、実施の形態２と同様の効果を得るとともに、実施の形態２と比較して、損失を低減することができる。
実施の形態５．
　実施の形態５では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
　図１７は、実施の形態５に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。
　インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated　Gate　Commutated　Thyristor）、ＦＥＴ（Field　Effect　Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。
　モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。
　電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、ブリッジ回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
　このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
　また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。
実施の形態６．
　実施の形態６では、実施の形態５で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。
　図１８は、実施の形態６に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態５のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。
　圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。
　また、実施の形態６では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。
　また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
　また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。
　また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクタ、３　ブリッジ回路、４　平滑コンデンサ、５　電源電圧検出部、６　電源電流検出部、７　母線電圧検出部、８　フィルタ回路、９　ゼロクロス検出部、１０　制御部、３１　第１のアーム、３２　第２のアーム、４１　インバータ、４２　モータ、４３　インバータ制御部、４４　モータ電流検出部、５０　負荷、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００　電力変換装置、１０１　モータ駆動装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２　スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ　寄生ダイオード、５０１　第１の配線、５０２　第２の配線、５０３　第３の配線、５０４　第４の配線、５０６　第１の接続点、５０８　第２の接続点、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、７００　空気調和機。

Claims (6)

  1. 　スイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも２つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
    　前記交流電源の電流を検出する電流検出部と、
    　前記交流電源の電圧極性を検出するゼロクロス検出部と、
    　前記電流検出部およびゼロクロス検出部の出力に応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記交流電源の電圧極性変化を含むスイッチングのデッドタイムは、極性変化を含まないスイッチングのデッドタイムより大きい電力変換装置。
  2. 　前記交流電源の電圧極性を検出するゼロクロス検出部はフィルタ回路を含み、
    　電圧極性変化を含むスイッチングのデッドタイムは前記フィルタ回路による伝送遅延分より長い請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　スイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも２つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
    　前記交流電源の電流を検出する電流検出部と、
    　前記交流電源の電圧極性を検出するゼロクロス検出部と、
    　前記電流検出部およびゼロクロス検出部の出力に応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
    　を備え、
    　電源電圧ゼロクロスから所定の期間先行した時点と、電源電圧ゼロクロスから所定の期間遅れた時点の間である第１の制御期間において、１つのレグの２つのスイッチング素子を１回以上相補的にオンオフする電力変換装置。
  4. 　前記交流電源の電圧極性を検出するゼロクロス検出部はフィルタ回路を含み、
    前記第１の制御期間は前記フィルタ回路による伝送遅延分より長い請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　請求項１から４の何れか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
    　を備えるモータ駆動装置。
  6. 　モータと、
    　請求項５に記載のモータ駆動装置と、
    　を備える空気調和機。
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