JP2006166650A - サイリスタ変換器の制御装置 - Google Patents
サイリスタ変換器の制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006166650A JP2006166650A JP2004356743A JP2004356743A JP2006166650A JP 2006166650 A JP2006166650 A JP 2006166650A JP 2004356743 A JP2004356743 A JP 2004356743A JP 2004356743 A JP2004356743 A JP 2004356743A JP 2006166650 A JP2006166650 A JP 2006166650A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- zero
- signal
- frequency
- cross
- thyristor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
【課題】ローパスフィルタ通過時の遅延の変動を相殺し、設定どおりの点弧角を出力し、かつ点弧角の設定範囲を拡大することのできるサイリスタ変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】交流電源系統に接続されたサイリスタ変換器を制御する制御装置であって、サイリスタ変換器の入力電源電圧を検出する計器用変圧器7と、入力電源電圧から、高調波成分を除去して交流電圧を出力するローパスフィルタ8と、交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出回路9と、ゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出回路10と、ゼロクロス信号と周波数とにより、遅延ゼロクロス信号を出力するゼロクロス信号遅延回路11と、点弧角設定回路13が設定した各サイリスタの点弧角と遅延ゼロクロス信号とにより、各サイリスタTH11〜TH32を動作させる点弧信号を出力する点弧信号生成回路12とを備えたものである。
【選択図】図1
【解決手段】交流電源系統に接続されたサイリスタ変換器を制御する制御装置であって、サイリスタ変換器の入力電源電圧を検出する計器用変圧器7と、入力電源電圧から、高調波成分を除去して交流電圧を出力するローパスフィルタ8と、交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出回路9と、ゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出回路10と、ゼロクロス信号と周波数とにより、遅延ゼロクロス信号を出力するゼロクロス信号遅延回路11と、点弧角設定回路13が設定した各サイリスタの点弧角と遅延ゼロクロス信号とにより、各サイリスタTH11〜TH32を動作させる点弧信号を出力する点弧信号生成回路12とを備えたものである。
【選択図】図1
Description
この発明は、入力電源電圧の周波数が変動しても、サイリスタの点弧角に影響を生じることのないサイリスタ変換器の制御装置に関する。
従来のサイリスタ変換器の制御装置は、計器用変圧器により検出されたサイリスタ変換器の入力電源電圧から、2次、4次等の低次高調波成分を除去するローパスフィルタと、ローパスフィルタから出力される交流電圧のゼロクロス点を検出してゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出回路と、ゼロクロス信号に基づいた点弧信号をサイリスタブリッジに出力する点弧信号生成回路とを備え、ローパスフィルタで入力電源電圧の高調波成分やノイズを除去することにより、点弧角のバラツキ、誤点弧などを防止している(例えば、特許文献1参照)。
しかしながら、一般にローパスフィルタには、形式やフィルタ定数に応じた遅延が存在し、入力周波数に依存してこの遅延は変動する。
また、比較的入力周波数に近い2次、4次等の低次高調波成分を遮断するために、周波数遮断特性が急峻な形式のローパスフィルタを適用しているが、例えば、周波数に対する遅延特性が一定でないチェビシェフ型ローパスフィルタなどを用いた場合には、入力周波数に依存した遅延の変動が発生しやすい。
上記従来装置の場合、交流電源が商用電源等の安定した電源で、かつ使用周波数を50Hzや60Hz等に限定した条件下において、ローパスフィルタの遅延を最適化することで安定した点弧信号をサイリスタブリッジに出力するようになっている。
また、比較的入力周波数に近い2次、4次等の低次高調波成分を遮断するために、周波数遮断特性が急峻な形式のローパスフィルタを適用しているが、例えば、周波数に対する遅延特性が一定でないチェビシェフ型ローパスフィルタなどを用いた場合には、入力周波数に依存した遅延の変動が発生しやすい。
上記従来装置の場合、交流電源が商用電源等の安定した電源で、かつ使用周波数を50Hzや60Hz等に限定した条件下において、ローパスフィルタの遅延を最適化することで安定した点弧信号をサイリスタブリッジに出力するようになっている。
従来のサイリスタ変換器の制御装置では、商用電源周波数の50Hz/60Hz共用化回路、発電機の起動/停止時、商用電源系統から独立した自家発電系統、および小型発電機の負荷急変による速度変動や可変速運動などにより、ローパスフィルタに入力される電源電圧の周波数が、遅延が最適化された周波数からずれる場合、ローパスフィルタを通過した際に遅延の変動が生じ、ゼロクロス検出のタイミングがずれるという問題点があった。
また、ローパスフィルタを通過した際に遅延の変動が生じると、点弧信号生成回路で一定のサイリスタ点弧角を設定しても、遅延の変動に応じて実際の点弧角は変動するので、点弧角を高精度に制御することが困難であるという問題点もあった。
また、点弧信号生成回路で設定できる点弧角の範囲を、実際に転流可能な範囲から、遅延の変動を考慮した、より狭い範囲に設定しなければならないという問題点もあった。
また、点弧信号生成回路で設定できる点弧角の範囲を、実際に転流可能な範囲から、遅延の変動を考慮した、より狭い範囲に設定しなければならないという問題点もあった。
この発明は、上記のような問題点を解決することを課題とするものであって、その目的は、ローパスフィルタを通過した際に生じる遅延の変動を相殺し、ローパスフィルタに入力される電源電圧の周波数が変動した場合にも、設定どおりの点弧信号をサイリスタブリッジに出力することができ、かつ従来よりも点弧角の設定範囲を拡大することのできるサイリスタ変換器の制御装置を提供するものである。
この発明に係るサイリスタ変換器の制御装置は、交流電源系統に接続されたサイリスタ変換器を制御する制御装置であって、サイリスタ変換器の入力電源電圧を検出する電圧検出手段と、入力電源電圧から、高調波成分を除去して交流電圧を出力するローパスフィルタと、交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出手段と、ゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出手段と、ゼロクロス信号と周波数とにより、遅延ゼロクロス信号を出力するゼロクロス信号遅延手段と、サイリスタ変換器内の各サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定手段と、点弧角と遅延ゼロクロス信号とにより、各サイリスタを動作させる点弧信号を出力する点弧信号生成手段とを備えたものである。
この発明のサイリスタ変換器の制御装置によれば、ローパスフィルタに入力される電源電圧の周波数の変化によって、ローパスフィルタを通過した際に遅延の変動が生じても、ゼロクロス検出手段の出力であるゼロクロス信号の周波数を測定して、遅延の変動を相殺するように遅延ゼロクロス信号を出力し、遅延ゼロクロス信号を用いて点弧信号を生成するので、設定どおりの点弧信号をサイリスタブリッジに出力することができる。
また、ローパスフィルタを通過した際に生じる遅延の変動を相殺することができるので、遅延の変動を考慮する必要がなく、点弧角の設定範囲を従来よりも拡大することができる。
また、ローパスフィルタを通過した際に生じる遅延の変動を相殺することができるので、遅延の変動を考慮する必要がなく、点弧角の設定範囲を従来よりも拡大することができる。
以下、この発明の各実施の形態について図に基づいて説明するが、各図において同一、または相当する部材、部位については、同一符号を付して説明する。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係るサイリスタ変換器の制御装置を周辺機器構成とともに示すブロック図である。
実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係るサイリスタ変換器の制御装置を周辺機器構成とともに示すブロック図である。
図1において、サイリスタ変換器の制御装置1(以下「制御装置1」と略称する)は、サイリスタ変換器に交流電圧を印可する3相交流電源2から入力電源電圧が入力され、交流から直流に電力変換するサイリスタブリッジ3に点弧信号を出力する。
3相交流電源2とサイリスタブリッジ3の交流側とは、リアクトル4を介して接続されている。
また、サイリスタブリッジ3の直流側には、リアクトル5を介して負荷6が接続されている。
サイリスタブリッジ3は、3対のサイリスタTH11、TH12、TH21、TH22、TH31、TH32から構成されている。
また、サイリスタブリッジ3の直流側には、リアクトル5を介して負荷6が接続されている。
サイリスタブリッジ3は、3対のサイリスタTH11、TH12、TH21、TH22、TH31、TH32から構成されている。
制御装置1は、電圧検出手段である計器用変圧器7と、ローパスフィルタ8と、ゼロクロス検出回路9と、周波数検出回路10と、ゼロクロス信号遅延回路11と、点弧信号生成回路12と、点弧角設定回路13とを有している。
計器用変圧器7は、3相交流電源2の入力電源電圧を検出して、ローパスフィルタ8に出力する。
ローパスフィルタ8は、入力電源電圧に含まれる2次、4次等の低次高調波成分や、より高周波のノイズ成分を遮断して、交流電圧をゼロクロス検出回路9に出力する。
ゼロクロス検出回路9は、交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号遅延回路11にゼロクロス信号を出力する。
計器用変圧器7は、3相交流電源2の入力電源電圧を検出して、ローパスフィルタ8に出力する。
ローパスフィルタ8は、入力電源電圧に含まれる2次、4次等の低次高調波成分や、より高周波のノイズ成分を遮断して、交流電圧をゼロクロス検出回路9に出力する。
ゼロクロス検出回路9は、交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号遅延回路11にゼロクロス信号を出力する。
周波数検出回路10は、ゼロクロス信号の周波数を検出してゼロクロス信号遅延回路11に出力する。
ゼロクロス信号遅延回路11は、ゼロクロス信号と、ゼロクロス信号の周波数とにより、ローパスフィルタ8で発生する遅延の変動を相殺する遅延ゼロクロス信号を生成して点弧信号生成回路12に出力する。
点弧信号生成回路12は、サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定回路13で設定された点弧角と遅延ゼロクロス信号とにより、サイリスタTH11〜TH32を点弧させる点弧信号を生成して、サイリスタブリッジ3に出力する。
ゼロクロス信号遅延回路11は、ゼロクロス信号と、ゼロクロス信号の周波数とにより、ローパスフィルタ8で発生する遅延の変動を相殺する遅延ゼロクロス信号を生成して点弧信号生成回路12に出力する。
点弧信号生成回路12は、サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定回路13で設定された点弧角と遅延ゼロクロス信号とにより、サイリスタTH11〜TH32を点弧させる点弧信号を生成して、サイリスタブリッジ3に出力する。
以下、上記構成の制御装置1の動作について、図2および図3を用いて説明する。
図2は、この発明の実施の形態1に係る制御装置1の、入力電源電圧e1、交流電圧e2、ゼロクロス信号Z、遅延ゼロクロス信号Zdおよび点弧信号THgの関係を示すタイミングチャートである。
この場合、ローパスフィルタ8に入力される3相交流電源2の入力電源電圧e1の周波数は、ローパスフィルタ8の設計時にあらかじめ分かっている遅延に関して最適化されている。
図3は、この発明の実施の形態1に係る制御装置1の、入力電源電圧e1、交流電圧e2、ゼロクロス信号Z、遅延ゼロクロス信号Zdおよび点弧信号THgの関係を示す別のタイミングチャートである。
この場合、ローパスフィルタ8に入力される3相交流電源2の入力電源電圧e1の周波数は、ローパスフィルタ8の設計時にあらかじめ分かっている遅延に関して最適化された周波数からずれている。
なお、図2および図3は、便宜上1つのサイリスタの点弧動作に関するものを示している。
図2は、この発明の実施の形態1に係る制御装置1の、入力電源電圧e1、交流電圧e2、ゼロクロス信号Z、遅延ゼロクロス信号Zdおよび点弧信号THgの関係を示すタイミングチャートである。
この場合、ローパスフィルタ8に入力される3相交流電源2の入力電源電圧e1の周波数は、ローパスフィルタ8の設計時にあらかじめ分かっている遅延に関して最適化されている。
図3は、この発明の実施の形態1に係る制御装置1の、入力電源電圧e1、交流電圧e2、ゼロクロス信号Z、遅延ゼロクロス信号Zdおよび点弧信号THgの関係を示す別のタイミングチャートである。
この場合、ローパスフィルタ8に入力される3相交流電源2の入力電源電圧e1の周波数は、ローパスフィルタ8の設計時にあらかじめ分かっている遅延に関して最適化された周波数からずれている。
なお、図2および図3は、便宜上1つのサイリスタの点弧動作に関するものを示している。
図2において、計器用変圧器7で検出された3相交流電源2の入力電源電圧e1は、ローパスフィルタ8で2次、4次等の低次高調波成分と、より高周波のノイズ成分とが除去されて、入力電源電圧e1から最適化された遅延βだけ位相がずれた交流電圧e2としてゼロクロス検出回路9に出力される。
ゼロクロス検出回路9は、交流電圧e2のゼロクロス点からゼロクロス信号Zをゼロクロス信号遅延回路11に出力し、同時に周波数検出回路10は、ゼロクロス信号Zの周波数を検出する。
ゼロクロス検出回路9は、交流電圧e2のゼロクロス点からゼロクロス信号Zをゼロクロス信号遅延回路11に出力し、同時に周波数検出回路10は、ゼロクロス信号Zの周波数を検出する。
ゼロクロス信号Zの周波数を検出することにより、入力周波数に依存したローパスフィルタ8での遅延を逆算することができる。
ここでは、周波数検出回路10で検出したゼロクロス信号Zの周波数より、ローパスフィルタ8での遅延βを逆算することができる。
ゼロクロス信号遅延回路11は、ゼロクロス信号Zに遅延の変動が生じていないため、ゼロクロス信号Zと同一の信号を遅延ゼロクロス信号Zdとして、点弧信号生成回路12に出力する。
ここでは、周波数検出回路10で検出したゼロクロス信号Zの周波数より、ローパスフィルタ8での遅延βを逆算することができる。
ゼロクロス信号遅延回路11は、ゼロクロス信号Zに遅延の変動が生じていないため、ゼロクロス信号Zと同一の信号を遅延ゼロクロス信号Zdとして、点弧信号生成回路12に出力する。
点弧信号生成回路12は、サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定回路13で設定された点弧角αと遅延ゼロクロス信号Zdとにより、遅延βとあわせて交流電圧波形1周期分になる遅延γと、点弧角αの遅延との後にサイリスタを点弧させる点弧信号THgを生成してサイリスタブリッジ3に出力する。
サイリスタブリッジ3に出力された点弧信号THgは、各サイリスタTH11、TH12、TH21、TH22、TH31、TH32を点弧させる。
サイリスタブリッジ3に出力された点弧信号THgは、各サイリスタTH11、TH12、TH21、TH22、TH31、TH32を点弧させる。
しかしながら、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合、ローパスフィルタ8を通過した際に遅延の変動が発生する。
図3において、3相交流電源2の入力電源電圧e1は、ローパスフィルタ8で2次、4次等の低次高調波成分と、より高周波のノイズ成分とが除去されて、入力電源電圧e1からβだけ遅延した交流電圧e2としてゼロクロス検出回路9に出力される。
ここで、入力電源電圧e1の周波数は、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれているので、交流電圧e2には、βの遅延に加え、遅延の変動による遅延誤差δが生じている。
ゼロクロス検出回路9は、交流電圧e2のゼロクロス点からゼロクロス信号Zを出力し、同時に周波数検出回路10は、ゼロクロス信号Zの周波数を検出する。
図3において、3相交流電源2の入力電源電圧e1は、ローパスフィルタ8で2次、4次等の低次高調波成分と、より高周波のノイズ成分とが除去されて、入力電源電圧e1からβだけ遅延した交流電圧e2としてゼロクロス検出回路9に出力される。
ここで、入力電源電圧e1の周波数は、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれているので、交流電圧e2には、βの遅延に加え、遅延の変動による遅延誤差δが生じている。
ゼロクロス検出回路9は、交流電圧e2のゼロクロス点からゼロクロス信号Zを出力し、同時に周波数検出回路10は、ゼロクロス信号Zの周波数を検出する。
周波数検出回路10では、検出したゼロクロス信号Zの周波数より、ローパスフィルタ8が最適化されたβの遅延に加え、遅延誤差δを有していることを逆算することができる。
ゼロクロス信号遅延回路11は、ゼロクロス信号Zとゼロクロス信号Zの周波数とにより、ゼロクロス信号Zを遅延誤差δだけ遅延させた遅延ゼロクロス信号Zdを生成して、点弧信号生成回路12に出力する。
点弧信号生成回路12は、サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定回路13で設定された点弧角αと遅延ゼロクロス信号Zdとにより、遅延βおよび遅延誤差δとあわせて交流電圧波形1周期分となる遅延γと、点弧角αの遅延との後にサイリスタを点弧させる点弧信号THgを生成してサイリスタブリッジ3に出力する。
点弧信号生成回路12は、サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定回路13で設定された点弧角αと遅延ゼロクロス信号Zdとにより、遅延βおよび遅延誤差δとあわせて交流電圧波形1周期分となる遅延γと、点弧角αの遅延との後にサイリスタを点弧させる点弧信号THgを生成してサイリスタブリッジ3に出力する。
ここで、この点弧信号THgは遅延誤差δを相殺するように生成されているので、入力電源電圧e1の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合であっても、点弧角を高精度に制御することができる。
サイリスタブリッジ3に出力された点弧信号THgは、各サイリスタTH11、TH12、TH21、TH22、TH31、TH32を点弧させる。
サイリスタブリッジ3に出力された点弧信号THgは、各サイリスタTH11、TH12、TH21、TH22、TH31、TH32を点弧させる。
この発明の実施の形態1に係る制御装置1によれば、入力電源電圧e1の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合であっても、周波数検出回路10でゼロクロス信号Zの周波数を検出することにより、ローパスフィルタ8で発生する遅延誤差を逆算することができる。
そのため、遅延誤差δだけゼロクロス信号Zを遅延させた遅延ゼロクロス信号Zdを用いて、点弧信号生成回路12が点弧信号THgを生成するので、点弧角が設定値どおりとなり、転流失敗を防止することができる。
また、サイリスタの点弧角を設定どおりにすることができるので、ローパスフィルタ8を通過する際に生じる遅延の変動を考慮する必要がなく、点弧角の設定範囲を従来よりも拡大することができる。
そのため、遅延誤差δだけゼロクロス信号Zを遅延させた遅延ゼロクロス信号Zdを用いて、点弧信号生成回路12が点弧信号THgを生成するので、点弧角が設定値どおりとなり、転流失敗を防止することができる。
また、サイリスタの点弧角を設定どおりにすることができるので、ローパスフィルタ8を通過する際に生じる遅延の変動を考慮する必要がなく、点弧角の設定範囲を従来よりも拡大することができる。
実施の形態2.
図4は、この発明の実施の形態2に係るサイリスタ変換器の制御装置1A(以下「制御装置1A」と略称する)を周辺機器構成とともに示す別のブロック図である。
図4において、実施の形態1におけるゼロクロス信号遅延回路11のかわりに、点弧信号生成回路12とサイリスタブリッジ3との間に、点弧信号を遅延させる点弧信号遅延手段である点弧信号遅延回路14が設けられている。
また、ゼロクロス検出回路9のゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出回路10は、検出した周波数を点弧信号遅延回路14に出力する。
その他の構成については、実施の形態1と同様であり、その説明は省略する。
図4は、この発明の実施の形態2に係るサイリスタ変換器の制御装置1A(以下「制御装置1A」と略称する)を周辺機器構成とともに示す別のブロック図である。
図4において、実施の形態1におけるゼロクロス信号遅延回路11のかわりに、点弧信号生成回路12とサイリスタブリッジ3との間に、点弧信号を遅延させる点弧信号遅延手段である点弧信号遅延回路14が設けられている。
また、ゼロクロス検出回路9のゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出回路10は、検出した周波数を点弧信号遅延回路14に出力する。
その他の構成については、実施の形態1と同様であり、その説明は省略する。
以下、上記構成の制御装置1Aについての動作を説明する。
ゼロクロス検出回路9から出力されたゼロクロス信号は、点弧信号生成回路12に入力される。
点弧信号生成回路12では、ゼロクロス信号に基づいて点弧信号を生成する。しかしながら、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合、この点弧信号は遅延誤差を含んでいる。
ここで、周波数検出回路10の出力と点弧信号生成回路12の出力とにより、点弧信号遅延回路14において、ローパスフィルタ8で発生する入力電源電圧の周波数に依存した遅延の変化を相殺するように点弧信号を遅延させる。
ゼロクロス検出回路9から出力されたゼロクロス信号は、点弧信号生成回路12に入力される。
点弧信号生成回路12では、ゼロクロス信号に基づいて点弧信号を生成する。しかしながら、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合、この点弧信号は遅延誤差を含んでいる。
ここで、周波数検出回路10の出力と点弧信号生成回路12の出力とにより、点弧信号遅延回路14において、ローパスフィルタ8で発生する入力電源電圧の周波数に依存した遅延の変化を相殺するように点弧信号を遅延させる。
この発明の実施の形態2に係る制御装置1Aによれば、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合であっても、周波数検出回路10でゼロクロス信号の周波数を検出することにより、ローパスフィルタ8で発生する遅延誤差を逆算することができる。
そのため、点弧信号遅延回路14で遅延誤差分だけ点弧信号を遅延させることができるので、点弧角が設定値どおりとなり、転流失敗を防止することができる。
そのため、点弧信号遅延回路14で遅延誤差分だけ点弧信号を遅延させることができるので、点弧角が設定値どおりとなり、転流失敗を防止することができる。
実施の形態3.
図5は、この発明の実施の形態3に係るサイリスタ変換器の制御装置1B(以下「制御装置1B」と略称する)を周辺機器構成とともに示すさらに別のブロック図である。
図5において、実施の形態2におけるゼロクロス信号遅延回路11のかわりに、点弧角設定回路13と点弧信号生成回路12との間に、点弧角を補正する点弧角補正手段である点弧角補正回路15が設けられている。
また、ゼロクロス検出回路9のゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出回路10は、点弧角補正回路15に検出した周波数を出力する。
その他の構成については、実施の形態1と同様であり、その説明は省略する。
図5は、この発明の実施の形態3に係るサイリスタ変換器の制御装置1B(以下「制御装置1B」と略称する)を周辺機器構成とともに示すさらに別のブロック図である。
図5において、実施の形態2におけるゼロクロス信号遅延回路11のかわりに、点弧角設定回路13と点弧信号生成回路12との間に、点弧角を補正する点弧角補正手段である点弧角補正回路15が設けられている。
また、ゼロクロス検出回路9のゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出回路10は、点弧角補正回路15に検出した周波数を出力する。
その他の構成については、実施の形態1と同様であり、その説明は省略する。
以下、上記構成の制御装置1Bについての動作を説明する。
ゼロクロス検出回路9から出力されたゼロクロス信号は、点弧信号生成回路12に入力される。
点弧信号生成回路12では、ゼロクロス信号に基づいて点弧信号を生成する。しかしながら、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合、この点弧信号は遅延誤差を含んでいる。
ここで、周波数検出回路10の出力と点弧角設定回路13の出力とにより、点弧角補正回路15において、ローパスフィルタ8で発生する入力電源電圧の周波数に依存した遅延の変化を相殺するように点弧角の補正信号を出力する。
ゼロクロス検出回路9から出力されたゼロクロス信号は、点弧信号生成回路12に入力される。
点弧信号生成回路12では、ゼロクロス信号に基づいて点弧信号を生成する。しかしながら、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合、この点弧信号は遅延誤差を含んでいる。
ここで、周波数検出回路10の出力と点弧角設定回路13の出力とにより、点弧角補正回路15において、ローパスフィルタ8で発生する入力電源電圧の周波数に依存した遅延の変化を相殺するように点弧角の補正信号を出力する。
この発明の実施の形態3に係る制御装置1Bによれば、入力電源電圧の周波数が、ローパスフィルタ8による遅延が最適化された周波数からずれている場合であっても、周波数検出回路10でゼロクロス信号の周波数を検出することにより、ローパスフィルタ8で発生する遅延誤差を逆算することができる。
そのため、点弧角補正回路15で補正点弧角を出力して点弧角を補正することができるので、点弧角が設定値どおりとなり、転流失敗を防止することができる。
そのため、点弧角補正回路15で補正点弧角を出力して点弧角を補正することができるので、点弧角が設定値どおりとなり、転流失敗を防止することができる。
なお、実施の形態1〜3では、電源は3相交流電源2であるとして説明したが、単相交流電源等であってもよい。
また、サイリスタブリッジ3は3対のサイリスタによって構成されているとしたが、勿論このものに限定されるものではなく、任意の複数個のサイリスタによって構成されていてもよい。
また、周波数検出回路10はゼロクロス信号を用いて入力電源電圧の周波数を検出しているが、ローパスフィルタ8の出力および入力電源電圧等、他の信号を用いて周波数を検出してもよい。
また、周波数検出回路10は、周波数−電圧変換等のアナログ回路でもよいし、クロック等で周波数をカウントするデジタル回路でもよい。
また、サイリスタブリッジ3は3対のサイリスタによって構成されているとしたが、勿論このものに限定されるものではなく、任意の複数個のサイリスタによって構成されていてもよい。
また、周波数検出回路10はゼロクロス信号を用いて入力電源電圧の周波数を検出しているが、ローパスフィルタ8の出力および入力電源電圧等、他の信号を用いて周波数を検出してもよい。
また、周波数検出回路10は、周波数−電圧変換等のアナログ回路でもよいし、クロック等で周波数をカウントするデジタル回路でもよい。
1、1A、1B サイリスタ変換器の制御装置、2 3相交流電源、3 サイリスタブリッジ、7 計器用変圧器、8 ローパスフィルタ、9 ゼロクロス検出回路、10 周波数検出回路、11 ゼロクロス信号遅延回路、12 点弧信号生成回路、13 点弧角設定回路、14 点弧信号遅延回路、15 点弧角補正回路。
Claims (3)
- 交流電源系統に接続されたサイリスタ変換器を制御する制御装置であって、
前記サイリスタ変換器の入力電源電圧を検出する電圧検出手段と、
前記入力電源電圧から、高調波成分を除去して交流電圧を出力するローパスフィルタと、
前記交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出手段と、
前記ゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出手段と、
前記ゼロクロス信号と前記周波数とにより、遅延ゼロクロス信号を出力するゼロクロス信号遅延手段と、
前記サイリスタ変換器内の各サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定手段と、
前記点弧角と前記遅延ゼロクロス信号とにより、前記各サイリスタを動作させる点弧信号を出力する点弧信号生成手段と
を備えたことを特徴とするサイリスタ変換器の制御装置。 - 交流電源系統に接続されたサイリスタ変換器を制御する制御装置であって、
前記サイリスタ変換器の入力電源電圧を検出する電圧検出手段と、
前記入力電源電圧から、高調波成分を除去して交流電圧を出力するローパスフィルタと、
前記交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出手段と、
前記ゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出手段と、
前記サイリスタ変換器内の各サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定手段と、
前記点弧角と前記ゼロクロス信号とにより、前記各サイリスタを動作させる点弧信号を出力する点弧信号生成手段と、
前記点弧信号と前記周波数とにより、遅延点弧信号を出力する点弧信号遅延手段と
を備えたことを特徴とするサイリスタ変換器の制御装置。 - 交流電源系統に接続されたサイリスタ変換器を制御する制御装置であって、
前記サイリスタ変換器の入力電源電圧を検出する電圧検出手段と、
前記入力電源電圧から、高調波成分を除去して交流電圧を出力するローパスフィルタと、
前記交流電圧のゼロクロス点を検出して、ゼロクロス信号を出力するゼロクロス検出手段と、
前記ゼロクロス信号の周波数を検出する周波数検出手段と、
前記サイリスタ変換器内の各サイリスタの点弧角を設定する点弧角設定手段と、
前記点弧角と前記周波数とにより、補正点弧角を設定する点弧角補正手段と、
前記補正点弧角と前記ゼロクロス信号とにより、前記各サイリスタを動作させる点弧信号を出力する点弧信号生成手段と
を備えたことを特徴とするサイリスタ変換器の制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004356743A JP2006166650A (ja) | 2004-12-09 | 2004-12-09 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004356743A JP2006166650A (ja) | 2004-12-09 | 2004-12-09 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006166650A true JP2006166650A (ja) | 2006-06-22 |
Family
ID=36668034
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004356743A Pending JP2006166650A (ja) | 2004-12-09 | 2004-12-09 | サイリスタ変換器の制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2006166650A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008172931A (ja) * | 2007-01-11 | 2008-07-24 | Toshiba Corp | 位相制御装置 |
CN109831194A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-05-31 | 航天信息股份有限公司 | 一种大功率系统固态继电器启动保护方法及系统 |
WO2020066033A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
CN112534702A (zh) * | 2018-08-10 | 2021-03-19 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力转换装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55111661A (en) * | 1979-02-19 | 1980-08-28 | Hitachi Ltd | Conversion signal synchronizing device |
JPH1132484A (ja) * | 1997-07-09 | 1999-02-02 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | サイリスタ変換器の制御装置 |
JP2002272116A (ja) * | 2001-03-07 | 2002-09-20 | Meidensha Corp | 電力変換装置 |
-
2004
- 2004-12-09 JP JP2004356743A patent/JP2006166650A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS55111661A (en) * | 1979-02-19 | 1980-08-28 | Hitachi Ltd | Conversion signal synchronizing device |
JPH1132484A (ja) * | 1997-07-09 | 1999-02-02 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | サイリスタ変換器の制御装置 |
JP2002272116A (ja) * | 2001-03-07 | 2002-09-20 | Meidensha Corp | 電力変換装置 |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008172931A (ja) * | 2007-01-11 | 2008-07-24 | Toshiba Corp | 位相制御装置 |
CN112534702A (zh) * | 2018-08-10 | 2021-03-19 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力转换装置 |
CN112534702B (zh) * | 2018-08-10 | 2024-02-09 | 松下知识产权经营株式会社 | 电力转换装置 |
WO2020066033A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
JPWO2020066033A1 (ja) * | 2018-09-28 | 2021-03-11 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 |
CN112771775A (zh) * | 2018-09-28 | 2021-05-07 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机 |
CN112771775B (zh) * | 2018-09-28 | 2023-12-01 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机 |
CN109831194A (zh) * | 2018-12-28 | 2019-05-31 | 航天信息股份有限公司 | 一种大功率系统固态继电器启动保护方法及系统 |
CN109831194B (zh) * | 2018-12-28 | 2023-12-12 | 航天信息股份有限公司 | 一种大功率系统固态继电器启动保护方法及系统 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2004201440A (ja) | パルス幅変調方法とその装置及び電力変換方法と電力変換器 | |
JP2008220106A (ja) | Pwm制御装置 | |
JP2006166650A (ja) | サイリスタ変換器の制御装置 | |
JP2001186752A (ja) | 電源高調波抑制装置および空気調和機 | |
JP2009278731A (ja) | 電力変換装置の制御装置および制御方法 | |
JP4757663B2 (ja) | 電圧形電流制御インバータ | |
JP5678844B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
KR101026281B1 (ko) | 능동형 전력필터의 전류제어 장치 | |
JP6543770B2 (ja) | 電力変換器 | |
JPH0984360A (ja) | Npcインバータ装置 | |
JP6232579B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
JP6207796B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP6145025B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
JP2002064985A (ja) | 電力変換システムの制御装置 | |
JP2006141090A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
JP2006081322A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
JP2009089555A (ja) | 交流直流変換装置 | |
JP5736997B2 (ja) | 交流電源の瞬低補償装置 | |
JP2006288148A (ja) | 過電流保護回路 | |
JP2885855B2 (ja) | 信号切換回路 | |
JP2006014487A (ja) | 発電機並列運転用三相インバータ装置 | |
JPH08251928A (ja) | 変換装置 | |
KR100581095B1 (ko) | Pwm 컨버터의 전원위상 검출장치 | |
JP2015220792A (ja) | 電源装置及び溶接用電源装置 | |
JPH0446591A (ja) | パルス移相装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070330 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100108 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100119 |
|
A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20100601 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |