CN112771775B - 电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机 - Google Patents

电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机 Download PDF

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Abstract

具备：桥电路(3)，具备至少两个以上的将开关元件串联地连接而成的支路，该桥电路(3)将从交流电源(1)输出的交流电压变换为直流电压；电源电流检测部(6)，检测交流电源(1)的电流；过零点检测部(9)，检测交流电源(1)的电压极性；以及控制部(10)，根据电源电流检测部(6)以及过零点检测部(9)的输出来控制开关元件的导通截止，包括交流电源(1)的电压极性变化的开关的死区时间比不包括极性变化的开关的死区时间大。

Description

电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机
技术领域
本发明涉及将交流电力变换为直流电力的电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机。
背景技术
有使用包括开关元件的桥电路将所供给的交流电力变换为直流电力而输出的电力变换装置。电力变换装置通过使开关元件导通截止，能够进行使交流电力的电压升压的升压动作以及对交流电力进行整流的同步整流动作。
在专利文献1中公开了如下技术：电力变换装置根据从交流电源供给的交流电力的电压以及在交流电源中流过的电流，根据电压的极性来控制4个开关元件中的两个开关元件，根据电流的极性来控制另两个开关元件。专利文献1所记载的电力变换装置在与电压的极性相应的两个开关元件的控制中，在电压的极性为正侧时使一个开关元件导通并且使另一个开关元件截止，在电压的极性为负侧时，使一个开关元件截止并且使另一个开关元件导通。专利文献1所记载的电力变换装置检测交流电源电压的正负的切换即过零点，控制开关元件的导通截止。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2018-7326号公报
发明内容
有时在从交流电源供给的交流电力中包含噪声。专利文献1所记载的电力变换装置当由于交流电力所包含的噪声的影响而错误地检测过零点时，有可能会进行在错误的定时进行开关控制的误动作。在电力变换装置中，由于误动作而产生损耗的增加、在电力变换装置中流过的电源电流的高次谐波分量的增加等。在这样的情况下，通过使用低通滤波器，能够去除噪声。然而，专利文献1所记载的电力变换装置在为了去除交流电力的噪声而使用低通滤波器的情况下，由于构成低通滤波器的元件的电时间常数而产生信号的传递延迟，检测相对于实际的交流电力的电压的过零点延迟。因此，专利文献1所记载的电力变换装置存在由于使用低通滤波器，有可能无法与实际的交流电力的电压的极性的变化相匹配地使开关元件导通截止而进行误动作这样的问题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够一边防止误动作，一边根据交流电力的电压的极性来控制开关元件的导通截止的电力变换装置。
为了解决上述课题，达到目的，本发明的电力变换装置具备：桥电路，具备至少两个以上的将开关元件串联地连接而成的支路，该桥电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；电流检测部，检测交流电源的电流；过零点检测部，检测交流电源的电压极性；控制部，根据电流检测部以及过零点检测部的输出来控制开关元件的导通截止。包括交流电源的电压极性变化的开关的死区时间(dead time)比不包括极性变化的开关的死区时间大。
本发明的电力变换装置起到能够一边防止误动作，一边根据交流电力的电压的极性来控制开关元件的导通截止这样的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构例的图
图2是示出MOSFET的概略构造的示意剖视图
图3是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第1图
图4是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第1图
图5是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第2图
图6是示出在电源电流的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的第2图
图7是示出实施方式1的电力变换装置的控制部针对开关元件而生成的PWM信号的例子的图
图8是示出由实施方式1的电力变换装置的滤波器电路产生的传送延迟的例子的图
图9是示出实施方式1的电力变换装置所具备的滤波器电路的结构例的图
图10是示出实施方式1的控制部针对开关元件设定的死区时间的一个例子的图
图11是示出实施方式1的电力变换装置的控制部根据从交流电源供给的交流电力的电压的极性来控制开关元件的导通截止的动作的流程图
图12是示出实现实施方式1的电力变换装置所具备的控制部的硬件结构的一个例子的图
图13是示出实施方式2的控制部针对开关元件设定的死区时间的一个例子的图
图14是示出实施方式3的控制部针对开关元件设定的PWM控制期间的一个例子的图
图15是示出实施方式3的电力变换装置的控制部根据从交流电源供给的交流电力的电压的极性来控制开关元件的导通截止的动作的流程图
图16是示出实施方式4的控制部针对开关元件设定的PWM控制期间的一个例子的图
图17是示出实施方式5的马达驱动装置的结构例的图
图18是示出实施方式6的空气调节机的结构例的图
(符号说明)
1：交流电源；2：电抗器；3：桥电路；4：平滑电容器；5：电源电压检测部；6：电源电流检测部；7：母线电压检测部；8：滤波器电路；9：过零点检测部；10：控制部；31：第1臂部；32：第2臂部；41：逆变器；42：马达；43：逆变器控制部；44：马达电流检测部；50：负载；81：压缩机；82：四通阀；83：室外热交换器；84：膨胀阀；85：室内热交换器；86：制冷剂配管；87：压缩机构；100：电力变换装置；101：马达驱动装置；201：处理器；202：存储器；311、312、321、322：开关元件；311a、312a、321a、322a：寄生二极管；501：第1布线；502：第2布线；503：第3布线；504：第4布线；506：第1连接点；508：第2连接点；600：半导体基板；601；603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道；700：空气调节机。
具体实施方式
以下，根据附图，详细地说明本发明的实施方式的电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节机。此外，本发明并不限定于该实施方式。
实施方式1.
图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置100的结构例的图。电力变换装置100是使用桥电路3将从交流电源1供给的交流电力变换为直流电力而施加到负载50的具有交流直流变换功能的电源装置。如图1所示，电力变换装置100具备电抗器2、桥电路3、平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7、滤波器电路8、过零点检测部9以及控制部10。
桥电路3是配备两个臂部且两个臂部并联连接而成的电路，该臂部是将两个并联连接有二极管的开关元件串联连接而成的。桥电路3将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压。具体而言，桥电路3具备作为第1电路的第1臂部31和作为第2电路的第2臂部32。第1臂部31具备串联连接的开关元件311以及开关元件312。在开关元件311中形成有寄生二极管311a。寄生二极管311a并联连接于开关元件311的漏极与源极之间。在开关元件312中形成有寄生二极管312a。寄生二极管312a并联连接于开关元件312的漏极与源极之间。寄生二极管311a、312a分别为被用作续流二极管的二极管。此外，有时将第1臂部31称为支路。
第2臂部32具备串联连接的开关元件321以及开关元件322。第2臂部32与第1臂部31并联连接。在开关元件321中形成有寄生二极管321a。寄生二极管321a并联连接于开关元件321的漏极与源极之间。在开关元件322中形成有寄生二极管322a。寄生二极管322a并联连接于开关元件322的漏极与源极之间。寄生二极管321a、322a分别为被用作续流二极管的二极管。此外，有时将第2臂部32称为支路。桥电路3既可以具备3个以上的臂部即支路，也可以具备至少两个以上的支路。
详细而言，电力变换装置100具备分别与交流电源1连接的第1布线501以及第2布线502和配置于第1布线501的电抗器2。另外，第1臂部31具备作为第1开关元件的开关元件311、作为第2开关元件的开关元件312以及具有第1连接点506的第3布线503。开关元件311以及开关元件312利用第3布线503串联地连接。第1布线501与第1连接点506连接。第1连接点506经由第1布线501以及电抗器2连接于交流电源1。
第2臂部32具备作为第3开关元件的开关元件321、作为第4开关元件的开关元件322以及具备第2连接点508的第4布线504，开关元件321以及开关元件322利用第4布线504串联地连接。第2布线502与第2连接点508连接。第2连接点508经由第2布线502连接于交流电源1。
平滑电容器4为与桥电路3、详细而言与第2臂部32并联连接的电容器。在桥电路3中，开关元件311的一端与平滑电容器4的正侧连接，开关元件311的另一端与开关元件312的一端连接，开关元件312的另一端与平滑电容器4的负侧连接。
开关元件311、312、321、322由MOSFET构成。作为开关元件311、312、321、322，能够使用包括氮化镓(Gallium Nitride：GaN)、碳化硅(Silicon Carbide：SiC)、金刚石或者氮化铝这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体的MOSFET。作为开关元件311、312、321、322而使用WBG半导体，从而耐电压性高，容许电流密度也高，所以能够实现模块的小型化。WBG半导体的耐热性也高，所以还能够实现散热部的散热片的小型化。
控制部10根据从电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7以及过零点检测部9分别输出的信号，生成使桥电路3的开关元件311、312、321、322进行动作的驱动脉冲。电源电压检测部5为检测交流电源1的输出电压的电压值即电源电压Vs并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电压检测部。有时将电源电压Vs称为第1输出电压。电源电流检测部6为检测从交流电源1输出的电流的电流值即电源电流Is并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电流检测部。电源电流Is为在交流电源1与桥电路3之间流过的电流的电流值。母线电压检测部7为检测母线电压Vdc并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电压检测部。母线电压Vdc为用平滑电容器4对桥电路3的输出电压进行平滑后的电压。
滤波器电路8从由电源电压检测部5检测到的电源电压Vs去除噪声。滤波器电路8将去除噪声后的电源电压信号输出到控制部10。有时将电源电压信号称为第2输出电压。过零点检测部9在用滤波器电路8去除噪声后的电源电压信号中检测电源电压信号的正负的切换即过零点。过零点检测部9还可以说成检测交流电源1的电压极性。过零点检测部9将表示检测到的过零点的定时的过零点信号Zc输出到控制部10。此外，过零点检测部9也可以为包括滤波器电路8的结构。过零点信号Zc为在电源电压信号的极性为正时表示高、在电源电压信号的极性为负时表示低的信号。即，在过零点信号Zc中，从低切换到高的定时为电源电压信号的极性从负切换到正的定时，在过零点信号Zc中，从高切换到低的定时为电源电压信号的极性从正切换到负的定时。此外，前述过零点信号Zc是一个例子，也可以在电源电压信号的极性为正时表示低，在电源电压信号的极性为负时表示高。控制部10根据电源电压Vs、电源电流Is、母线电压Vdc以及过零点信号Zc来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。此外，控制部10也可以使用电源电压Vs、电源电流Is、母线电压Vdc以及过零点信号Zc中的至少1个来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。
接下来，说明实施方式1的电力变换装置100的基本的动作。以下，有时将与交流电源1的正侧即交流电源1的正极端子连接的开关元件311、321称为上侧开关元件。另外，有时将与交流电源1的负侧即交流电源1的负极端子连接的开关元件312、322称为下侧开关元件。
在第2臂部32中，上侧开关元件和下侧开关元件互补性地进行动作。即，在上侧开关元件以及下侧开关元件中的一方为导通的情况下，另一方为截止。构成第2臂部32的开关元件321、322如后所述被作为由控制部10生成的驱动信号的PWM(Pulse WidthModulation)信号驱动。以下，将依照PWM信号的开关元件321、322的导通或者截止的动作还称为开关动作。为了防止经由交流电源1的平滑电容器4的短路，在从交流电源1输出的电源电流Is的绝对值为电流阈值以下的情况下，开关元件321以及开关元件322都成为截止。以下，将平滑电容器4的短路称为电容器短路。电容器短路是释放积蓄于平滑电容器4的能量并在交流电源1中再生电流的状态。
构成第1臂部31的开关元件311、312根据由控制部10生成的驱动信号成为导通或者截止。开关元件311、312基本上与从交流电源1输出的电压的极性即电源电压极性相应地成为导通或者截止的状态。具体而言，在电源电压极性为正的情况下，开关元件311为导通，且开关元件312为截止，在电源电压极性为负的情况下，开关元件312为导通，且开关元件311为截止。此外，在图1中，用从控制部10朝向桥电路3的箭头表示控制开关元件311、312的导通截止的驱动信号以及控制开关元件321、322的导通截止的前述PWM信号。
这样，控制部10根据交流电源1的交流电力的电压的极性来控制第1臂部31的开关元件311、312的导通截止，根据交流电源1的交流电力的电流的极性来控制第2臂部32的开关元件321、322的导通截止。
接下来，说明实施方式1中的开关元件的状态与在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的关系。此外，在本说明之前，参照图2说明MOSFET的构造。
图2是示出MOSFET的概略构造的示意剖视图。在图2中例示n型MOSFET。在为n型MOSFET的情况下，如图2所示，使用p型的半导体基板600。半导体基板600形成有源极电极S、漏极电极D以及栅极电极G。在与源极电极S以及漏极电极D相接的部位处，被离子注入高浓度的杂质而形成n型的区域601。另外，在半导体基板600，在未形成n型的区域601的部位与栅极电极G之间，形成氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602介于栅极电极G与半导体基板600的p型的区域603之间。
当对栅极电极G施加正电压时，电子被吸引到半导体基板600的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，该边界面带负电。电子集中的部位的电子的密度比空穴密度高而n型化。该n型化后的部分成为电流的通道，被称为沟道604。沟道604在图2的例子中为n型沟道。MOSFET被控制成导通，从而在沟道604中流过比形成于p型的区域603的寄生二极管多的流通的电流。
图3是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第1图。在图3中，电源电压极性为正，开关元件311以及开关元件322为导通，开关元件312以及开关元件321为截止。在该状态下，按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管311a以及寄生二极管322a中流过电流，而在开关元件311以及开关元件322各自的沟道中流过电流，从而进行同步整流动作。此外，在图3中，用圆形标记表示导通的开关元件。在以后的图中也同样地设置。
图4是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第1图。在图4中，电源电压极性为负，开关元件312以及开关元件321为导通，开关元件311以及开关元件322为截止。在该状态下，按照交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管321a以及寄生二极管312a中流过电流，而在开关元件321以及开关元件312各自的沟道中流过电流，从而进行同步整流动作。
图5是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第2图。在图5中，电源电压极性为正，开关元件311以及开关元件321为导通，开关元件312以及开关元件322为截止。在该状态下，按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、开关元件321、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管311a以及寄生二极管321a中流过电流，而在开关元件311以及开关元件321各自的沟道中流过电流，从而形成电源短路路径。
图6是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的第2图。在图6中，电源电压极性为负，开关元件312以及开关元件322为导通，开关元件311以及开关元件321为截止。在该状态下，按照交流电源1、开关元件322、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管322a以及寄生二极管312a中流过电流，而在开关元件322以及开关元件312各自的沟道中流过电流，从而形成电源短路路径。
控制部10通过控制以上叙述的电流路径的切换，能够控制电源电流Is以及母线电压Vdc的值。电力变换装置100在电源电压极性为正时连续地切换图3所示的负载电力供给模式和图5所示的电源短路模式，在电源电压极性为负时连续地切换图4所示的负载电力供给模式和图6所示的电源短路模式，从而实现母线电压Vdc的上升、电源电流Is的同步整流等动作。具体而言，控制部10使进行基于PWM的开关动作的开关元件321、322的开关频率比进行与电源电压Vs的极性相应的开关动作的开关元件311、312的开关频率高而控制开关元件311、312、321、322的导通截止。在以后的说明中，在不区分开关元件311、312、321、322的情况下，有时简称为开关元件。同样地，在不区分寄生二极管311a、312a、321a、322a的情况下，有时简称为寄生二极管。
接下来，说明控制部10使开关元件导通截止的定时。首先，说明控制部10使开关元件321、322导通截止的定时。如前所述，控制部10对开关元件321、322进行基于PWM控制的开关动作。一般而言，在串联连接有两个开关元件的结构中，考虑开关处理的延迟，设置两个开关元件都成为截止的死区时间，以使得两个开关元件不会都导通。在本实施方式中，控制部10也对开关元件321、322设置死区时间，进行基于脉冲宽度调制即PWM控制的开关动作。图7是示出实施方式1的电力变换装置100的控制部10对开关元件321、322生成的PWM信号的例子的图。在图7中，上侧为针对开关元件321的PWM信号，下侧为针对开关元件322的PWM信号。另外，在各PWM信号中，高的情况表示开关元件导通的状态，低的情况表示开关元件截止的状态。控制部10如图7所示，以使开关元件321、322不会都导通的方式，在开关元件321导通的期间与开关元件322导通的期间之间设置死区时间，生成各PWM信号。
说明控制部10使开关元件311、312导通截止的定时。控制部10根据从过零点检测部9输出的过零点信号Zc来检测交流电源1的电源电压的正负的切换。然而，由电源电压检测部5检测到的电源电压Vs经由滤波器电路8输入到过零点检测部9。在滤波器电路8中产生信号的传送延迟，所以在相对于由电源电压检测部5检测到电源电压Vs的定时延迟的定时，电源电压的信号被输入到过零点检测部9。在此，说明电力变换装置100中的滤波器电路8的必要性。
图8是示出由实施方式1的电力变换装置100的滤波器电路8产生的传送延迟的例子的图。当在从交流电源1输出的交流电力中不包含噪声的情况下，电源电压检测部5检测图8所示的“理想的电源电压Vs”。过零点检测部9当假设使用“理想的电源电压Vs”来进行过零点检测时，在图8所示的“理想的过零点定时”检测过零点。然而，有时在从交流电源1输出的实际的交流电力中包含噪声。在该情况下，过零点检测部9当假设使用图8所示的“包含噪声的电源电压Vs”来进行过零点检测时，输出包含振动的过零点信号Zc。当在过零点信号Zc中包含振动时，控制部10无法准确地掌握电源电压Vs的极性的变化，在电力变换装置100的控制中成为误动作的主要原因。
因此，电力变换装置100使用滤波器电路8来去除从交流电源1输出的交流电力所包含的噪声。图9是示出实施方式1的电力变换装置100所具备的滤波器电路8的结构例的图。滤波器电路8由包括电容器C以及电阻R的CR电路、所谓的低通滤波器电路实现。在电力变换装置100中，能够利用滤波器电路8来去除电源电压Vs所包含的噪声，但由于从滤波器电路8的电阻R以及电容器C的值得到的时间常数的影响，产生信号的传送延迟。具体而言，滤波器电路8如图8所示当被输入“包含噪声的电源电压Vs”时去除噪声，在从“理想的过零点定时”起延迟了“滤波器电路8所致的传送延迟”量的状态下，输出图8所示的“从滤波器电路8输出的电源电压信号”。
由此，过零点检测部9能够获取不包含噪声的电源电压信号，所以能够输出不包含振动的过零点信号Zc。一方面，过零点检测部9获取从“理想的过零点定时”起延迟了“滤波器电路8所致的传送延迟”量的“从滤波器电路8输出的电源电压信号”，所以输出延迟了“滤波器电路8所致的传送延迟”量的过零点信号Zc。因此，控制部10当假设根据从过零点检测部9获取到的过零点信号Zc来进行开关元件的控制时，在相对于从交流电源1输出的交流电力的电压的实际的极性变化而延迟了“滤波器电路8所致的传送延迟”量后的定时进行开关元件的控制，所以成为误动作的主要原因。
因此，在本实施方式中，控制部10针对根据交流电源1的电压的极性来控制导通截止的开关元件311、312，设置比“滤波器电路8所致的传送延迟”长的期间的死区时间。图10是示出实施方式1的控制部10针对开关元件311、312设定的死区时间的一个例子的图。图10是对图8追加使开关元件311、312导通截止的驱动信号后的图。在各驱动信号中，高的情况表示开关元件导通的状态，低的情况表示开关元件截止的状态。控制部10如图10所示针对从“理想的过零点定时”起延迟了“滤波器电路8所致的传送延迟”后的实际的过零点，将从过零点起提前了比滤波器电路8所致的传送延迟量长的时间的时间点与过零点之间的期间设定成死区时间。即，包括交流电源1的电压极性变化的情况下的开关元件进行的开关的死区时间可以说成比不包括交流电源1的极性变化的情况下的开关元件进行的开关的死区时间大。另外，包括电压极性变化的情况下的开关元件进行的开关的死区时间比滤波器电路8所致的传送延迟量长。使死区时间比滤波器电路8所致的传送延迟量长是因为考虑了在包含噪声的电源电压Vs下噪声所引起的变动。
在控制部10中，设为交流电源1输出交流电力的周期以及由滤波器电路8使用的电容器C以及电阻R的常数是已知的。另外，在电力变换装置100中，过零点检测部9在交流电源1输出交流电力的一个周期中，检测电压的极性从正切换到负的过零点以及电压的极性从负切换到正的过零点这两次的过零点。过零点检测部9检测过零点的周期为交流电源1输出交流电力的周期的每个半周期。因此，控制部10当将从前次获取到的第1过零点的定时起延迟了交流电源1输出交流电力的周期的半周期量的时间点设为第2过零点时，将从第2过零点起提前了比滤波器电路8所致的传送延迟量长的时间的时间点与第2过零点之间的期间设定成死区时间。此外，控制部10在由过零点检测部9检测到的最初的过零点的定时，无法针对最初的过零点预先设定死区时间。因此，控制部10可以在最初检测到过零点的定时不使开关元件311、312导通，接下来从检测过零点的定时起设定死区时间而进行通常的控制。由此，电力变换装置100能够一边防止以交流电源1的交流电压所包含的噪声、滤波器电路8所致的传送延迟等为主要原因的误动作，一边根据交流电力的电压的极性来控制开关元件的导通截止。
图11是示出实施方式1的电力变换装置100的控制部10根据从交流电源1供给的交流电力的电压的极性来控制开关元件311、312的导通截止的动作的流程图。控制部10当根据从过零点检测部9获取到的过零点信号Zc检测到过零点时(步骤S1)，设定在接下来的过零点的定时之时使用的死区时间(步骤S2)。控制部10生成在所设定的死区时间的期间使开关元件311、312成为截止的驱动信号，控制开关元件311、312的动作(步骤S3)。此外，控制部10也可以每当检测到过零点时不设定死区时间，而根据最初检测到过零点的定时来设定以后的所有的死区时间。
针对开关元件311、312设定的死区时间比针对开关元件321、322而设定的死区时间长。在以后的说明中，有时将针对开关元件311、312设定的死区时间称为第1死区时间，将针对开关元件321、322设定的死区时间称为第2死区时间。
在此，说明开关元件的结构。在电力变换装置100中，作为使开关元件的开关速度变快的方法之一，可举出使开关元件的栅极电阻变小的方法。栅极电阻越小，则向栅极输入电容的充放电时间越短，开启期间以及关断期间越短，所以开关速度变快。
然而，对于通过减小栅极电阻来降低开关损耗存在界限。因而，通过由GaN或者SiC这样的WBG半导体构成开关元件，能够进一步抑制每1次的开关的损耗，效率进一步提高，且能够进行高频开关。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化，能够实现电力变换装置100的小型化以及轻量化。另外，作为开关元件而使用WBG半导体，从而开关速度提高，开关损耗被抑制，所以能够简化如开关元件能够继续进行正常的动作那样的散热应对。另外，作为开关元件而使用WBG半导体，从而能够将开关频率设为足够高的值例如16kHz以上，所以能够抑制开关所引起的噪音。
另外，GaN半导体在GaN层与氮化铝镓层的界面处产生2维电子气体，由于该2维电子气体，载流子的移动度高。因此，使用了GaN半导体的开关元件能够实现高速开关。在此，在交流电源1为50Hz/60Hz的商用电源的情况下，可听到范围频率为16kHz至20kHz的范围即商用电源的频率的266倍至400倍的范围。GaN半导体在以比该可听到范围频率高的频率进行开关的情况下是优选的。在以几十kHz以上的开关频率驱动包含作为半导体材料是主流的硅(Si)的开关元件311、312、321、322的情况下，开关损耗的比率变大，必须应对散热。相对于此，包括GaN半导体的开关元件311、312、321、322即使在以几十kHz以上的开关频率具体而言比20kHz高的开关频率驱动的情况下，开关损耗也非常小。因此，无需应对散热或者能够使为了应对散热而利用的散热构件的尺寸变小型化，能够实现电力变换装置100的小型化以及轻量化。另外，由于能够进行高频开关，从而能够实现电抗器2的小型化。此外，为了不使开关频率的1次分量进入到噪音端子电压规格的测定范围，开关频率优选为150kHz以下。
另外，WBG半导体的静电电容比Si半导体小，所以开关所引起的恢复电流的产生少，能够抑制恢复电流所引起的损耗以及噪声的产生，所以适于高频开关。
此外，SiC半导体的导通电阻比GaN半导体小，所以也可以是开关次数比第2臂部32多的第1臂部31的开关元件311、312由GaN半导体构成，开关次数少的第2臂部32的开关元件321、322由SiC半导体构成。由此，能够最大限度地利用SiC半导体以及GaN半导体各自的特性。另外，通过将SiC半导体用于开关次数比第1臂部31少的第2臂部32的开关元件321、322，从而开关元件321、322的损耗中的接通损耗所占的比例变多，开启损耗以及关断损耗变小。因而，与开关元件321、322的开关相伴的发热的上升被抑制，能够使构成第2臂部32的开关元件321、322的芯片面积相对变小，能够有效地活用芯片制造时的成品率低的SiC半导体。
另外，作为开关次数少的第2臂部32的开关元件321、322，也可以使用超结(SuperJunction：SJ)－MOSFET。通过使用SJ－MOSFET，能够一边利用作为SJ－MOSFET的优点的低导通电阻，一边抑制静电电容高且容易产生恢复这样的缺点。另外，通过使用SJ－MOSFET，相比于使用WBG半导体的情况，能够降低第2臂部32的制造成本。
另外，WBG半导体的耐热性比Si半导体高，即使结温度为高温也能够进行动作。因此，通过使用WBG半导体，即使是热电阻大的小型的芯片也能够构成第1臂部31以及第2臂部32。特别是，芯片制造时的成品率低的SiC半导体在用于小型的芯片时能够实现低成本化。
另外，WBG半导体即使在以100kHz左右的高频驱动的情况下，在开关元件中产生的损耗的增加也被抑制，所以基于电抗器2的小型化的损耗降低效果变大，能够在宽的输出频域即宽的负载条件下实现高效的转换器。
另外，WBG半导体的耐热性比Si半导体高，臂部间的损耗的失衡所致的开关的发热容许水平高，所以适于发生高频驱动所致的开关损耗的第1臂部31。
接着，说明电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构。图12是示出实现实施方式1的电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构的一个例子的图。控制部10由处理器201以及存储器202实现。
处理器201为CPU(Central Processing Unit，还称为中央处理装置、处理装置、运算装置、微型处理器、微型计算机、处理器、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器))或者系统LSI(Large Scale Integration，大规模集成)。存储器202能够例示RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically Erasable Programmable Read－Only Memory，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。另外，存储器202不限定于这些，也可以为磁盘、光盘、压缩光盘、迷你光盘或者DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能光盘)。
如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10在根据交流电源1的交流电力的电压的极性来控制开关元件311、312的导通截止的情况下，当将从前次获取到的第1过零点的定时起延迟了交流电源1输出交流电力的周期的半周期量的时间点设为第2过零点时，将从第2过零点起提前了比滤波器电路8所致的传送延迟量长的时间的时间点与第2过零点之间的期间设定成第1死区时间。第1死区时间比在通过PWM控制使开关元件321、322导通截止时都截止的第2死区时间长。由此，电力变换装置100能够一边防止以交流电源1的交流电压所包含的噪声、滤波器电路8所致的传送延迟等为主要原因的误动作，一边根据交流电力的电压的极性来控制开关元件的导通截止。
此外，说明了控制部10根据交流电源1的交流电力的电压的极性来控制第1臂部31的开关元件311、312的导通截止，根据交流电源1的交流电力的电流的极性来控制第2臂部32的开关元件321、322的导通截止的情况，但为一个例子，不限定于此。控制部10也可以根据交流电源1的交流电力的电流的极性来控制第1臂部31的开关元件311、312的导通截止，根据交流电源1的交流电力的电压的极性来控制第2臂部32的开关元件321、322的导通截止。
实施方式2.
在实施方式1中，将从过零点起提前了比滤波器电路8所致的传送延迟量长的时间的时间点与过零点之间的期间设为死区时间。然而，在生产多个电力变换装置100的情况下，由于滤波器电路8所使用的各个部件的常数的偏差，有时滤波器电路8所致的传送延迟量针对每个电力变换装置100不同。在实施方式2中，将从过零点起延迟后的时间点与过零点之间的期间也设定成死区时间。
在实施方式2中，电力变换装置100的结构与图1所示的实施方式1时的结构相同。图13是示出实施方式2的控制部10针对开关元件311、312设定的死区时间的一个例子的图。控制部10如图13所示针对从“理想的过零点定时”起延迟了“滤波器电路8所致的传送延迟”后的实际的过零点，将从实际的过零点起延迟了比滤波器电路8所致的传送延迟量长的时间的量后的时间点与实际的过零点之间的期间也设定成死区时间。在以后的说明中，有时将在实施方式2中设定的死区时间称为第3死区时间。
在实施方式2中，控制部10在第1死区时间以及第3死区时间，使开关元件311、312都成为截止。此外，在图13中，将第1死区时间以及第3死区时间设为相同的长度，但为一个例子，不限定于此。控制部10既可以使第3死区时间比第1死区时间长，也可以使第3死区时间比第1死区时间短。
如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10将从过零点起延迟了比滤波器电路8所致的传送延迟量长的时间后的时间点与过零点之间的期间也设定成第3死区时间。控制部10在第1死区时间以及第3死区时间，使开关元件311、312都成为截止。由此，电力变换装置100考虑在滤波器电路8中使用的部件的偏差，与实施方式1相比，还能够防止以交流电源1的交流电压所包含的噪声、滤波器电路8所致的传送延迟等为主要原因的误动作。
实施方式3.
在实施方式1中，电力变换装置100通过考虑滤波器电路8所致的传送延迟量而设定使开关元件311、312都成为截止的死区时间，从而抑制误动作的发生。然而，在电力变换装置100中，开关元件311、312的导通期间即接通期间变短，损耗增加。在实施方式3中，电力变换装置100在实施方式1中设定的死区时间的期间通过PWM控制使开关元件311、312开关，从而降低损耗。
在实施方式3中，电力变换装置100的结构与图1所示的实施方式1时的结构相同。图14是示出实施方式3的控制部10针对开关元件311、312设定的PWM控制期间的一个例子的图。图14所示的“PWM控制期间”的设定方法与图10所示的“死区时间”的设定方法相同。即，与“理想的过零点定时”相对的图10所示的“死区时间”以及图14所示的“PWM控制期间”的开始定时以及结束定时相同。
图15是示出实施方式3的电力变换装置100的控制部10根据从交流电源1供给的交流电力的电压的极性来控制开关元件311、312的导通截止的动作的流程图。控制部10当根据从过零点检测部9获取到的过零点信号Zc而检测到过零点时(步骤S11)，设定在接下来的过零点的定时时使用的PWM控制期间(步骤S12)。控制部10在所设定的PWM控制期间生成对开关元件311、312进行PWM控制的驱动信号，控制开关元件311、312的动作(步骤S13)。此外，控制部10也可以每当检测到过零点时不设定PWM控制期间，而根据最初检测到过零点的定时来设定以后的所有的PWM控制期间。
针对开关元件311、312设定的PWM控制期间比针对开关元件321、322设定的死区时间长。在以后的说明中，有时将针对开关元件311、312设定的PWM控制期间称为第1控制期间。控制部10在第1控制期间，使开关元件311、312互补性地导通截止1次以上。即，控制部10在作为从电源电压的过零点起提前了预定的期间的时间点与从电源电压的过零点起延迟了预定的期间后的时间点之间的第1控制期间，使1个臂部的两个开关元件互补性地导通截止1次以上。第1控制期间比滤波器电路8所致的传送延迟量长。
如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10在与在实施方式1中设定的第1死区时间相同的期间即第1控制期间，针对开关元件311、312进行基于PWM控制的导通截止控制。由此，电力变换装置100能够得到与实施方式1同样的效果，并且与实施方式1相比，能够降低损耗。
实施方式4.
在实施方式3中，电力变换装置100在与在实施方式1中设定的死区时间相同的期间，通过PWM控制对开关元件311、312进行导通截止控制。同样地，在实施方式4中，电力变换装置100在与在实施方式2中设定的死区时间相同的期间，通过PWM控制对开关元件311、312进行导通截止控制。
在实施方式4中，电力变换装置100的结构与图1所示的实施方式1时的结构相同。图16是示出实施方式4的控制部10针对开关元件311、312设定的PWM控制期间的一个例子的图。图16所示的“PWM控制期间”的设定方法与图13所示的“死区时间”的设定方法相同。即，与“理想的过零点定时”相对的图13所示的“死区时间”以及图16所示的“PWM控制期间”的开始定时以及结束定时相同。在以后的说明中，有时将在实施方式4中新追加设定的PWM控制期间称为第2控制期间。
在实施方式4中，控制部10在第1控制期间以及第2控制期间，对开关元件311、312进行PWM控制。此外，在图16中，将第1控制期间以及第2控制期间设为相同的长度，但为一个例子，不限定于此。控制部10既可以使第2控制期间比第1控制期间长，也可以使第2控制期间比第1控制期间短。
如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10与第1控制期间一起，在与在实施方式2中设定的第3死区时间相同的期间即第2控制期间，也对开关元件311、312进行基于PWM控制的导通截止控制。由此，电力变换装置100能够得到与实施方式2同样的效果，并且与实施方式2相比能够降低损耗。
实施方式5.
在实施方式5中，说明具备在实施方式1中说明的电力变换装置100的马达驱动装置。
图17是示出实施方式5的马达驱动装置101的结构例的图。马达驱动装置101驱动作为负载的马达42。马达驱动装置101具备实施方式1的电力变换装置100、逆变器41、马达电流检测部44以及逆变器控制部43。逆变器41通过将从电力变换装置100供给的直流电力变换为交流电力，输出到马达42，从而驱动马达42。此外，说明了马达驱动装置101的负载为马达42的情况下的例子，但为一个例子，与逆变器41连接的设备为输入交流电力的设备即可，也可以为除了马达42以外的设备。
逆变器41是将以IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极性晶体管)为首的开关元件设为3相桥结构或者2相桥结构的电路。逆变器41所使用的开关元件不限定于IGBT，也可以为包括WBG半导体的开关元件、IGCT(Integrated Gate CommutatedThyristor，集成门极换流晶闸管)、FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)或者MOSFET。
马达电流检测部44检测在逆变器41与马达42之间流过的电流。逆变器控制部43使用由马达电流检测部44检测到的电流，以使马达42以所期望的转速旋转的方式生成用于驱动逆变器41内的开关元件的PWM信号，施加到逆变器41。逆变器控制部43与控制部10同样地，由处理器以及存储器实现。此外，马达驱动装置101的逆变器控制部43和电力变换装置100的控制部10也可以由1个电路实现。
在电力变换装置100用于马达驱动装置101的情况下，桥电路3的控制所需的母线电压Vdc与马达42的运转状态相应地变化。一般而言，马达42的转速越为高旋转，则需要使逆变器41的输出电压越高。该逆变器41的输出电压的上限被向逆变器41的输入电压即作为电力变换装置100的输出的母线电压Vdc限制。将来自逆变器41的输出电压超过被母线电压Vdc限制的上限而饱和的区域称为过调制区域。
在这样的马达驱动装置101中，在马达42为低旋转的范围即达不到过调制区域的范围，无需使母线电压Vdc升压。另一方面，在马达42为高旋转的情况下，使母线电压Vdc升压，从而能够使过调制区域成为更高旋转侧。由此，能够将马达42的运转范围扩大到高旋转侧。
另外，如果无需扩大马达42的运转范围，则能够与其相应地增加向马达42所具备的定子的绕组的匝数。通过增加绕组的匝数，在低旋转的区域在绕组的两端产生的马达电压变高，与其相应地在绕组中流过的电流下降，所以能够降低在逆变器41内的开关元件的开关动作中产生的损耗。在得到马达42的运转范围的扩大和低旋转的区域的损耗改善这双方的效果的情况下，马达42的绕组的匝数被设定为适当的值。
如以上说明，根据本实施方式，通过使用电力变换装置100，臂部间的发热的失衡被降低，能够实现可靠性高且高输出的马达驱动装置101。
实施方式6.
在实施方式6中，说明具备在实施方式5中说明的马达驱动装置101的空气调节机。
图18是示出实施方式6的空气调节机700的结构例的图。空气调节机700是制冷循环装置的一个例子，具备实施方式5的马达驱动装置101以及马达42。空气调节机700具备内置有压缩机构87以及马达42的压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86。空气调节机700不限定于室外机从室内机分离的分离型空气调节机，也可以为压缩机81、室内热交换器85以及室外热交换器83设置于1个框体内的一体型空气调节机。马达42由马达驱动装置101驱动。
在压缩机81的内部设置将制冷剂进行压缩的压缩机构87和使压缩机构87进行动作的马达42。制冷剂在压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86中循环，从而构成制冷循环。此外，空气调节机700所具备的构成要素还能够应用于具备制冷循环的冰箱或者冷冻库这样的设备。
另外，在实施方式6中，说明了作为压缩机81的驱动源而利用马达42，由马达驱动装置101驱动马达42的结构例。然而，也可以将马达42应用于驱动空气调节机700所具备的未图示的室内机送风机以及室外机送风机的驱动源，用马达驱动装置101驱动该马达42。另外，也可以将马达42应用于室内机送风机、室外机送风机以及压缩机81的驱动源，用马达驱动装置101驱动该马达42。
另外，在空气调节机700中，输出为额定输出的一半以下的中间条件即低输出条件下的运转在一年占支配地位，所以对中间条件下的一年的消耗电力的贡献度变高。另外，在空气调节机700中，处于马达42的转速低、马达42的驱动所需的母线电压Vdc低的趋势。因此，从系统效率这方面来看，空气调节机700所使用的开关元件在无源的状态下进行动作是有效的。因而，能够在从无源的状态至高频开关状态为止的宽范围的运转模式下降低损耗的电力变换装置100对于空气调节机700而言是有用的。如上述那样，在重叠(interleaving)方式下，能够使电抗器2小型化，但在空气调节机700中中间条件下的运转多，所以无需使电抗器2小型化，电力变换装置100的结构以及动作在高次谐波的抑制、电源功率因数方面是有效的。
另外，电力变换装置100能够抑制开关损耗，所以电力变换装置100的温度上升被抑制，即使使未图示的室外机送风机的尺寸小型化，也能够确保搭载于电力变换装置100的基板的冷却能力。因而，电力变换装置100为高效率，并且适于4.0kW以上的高输出的空气调节机700。
另外，根据本实施方式，通过使用电力变换装置100，从而臂部间的发热的失衡被降低，所以能够实现基于开关元件的高频驱动的电抗器2的小型化，能够抑制空气调节机700的重量的增加。另外，根据本实施方式，通过开关元件的高频驱动，开关损耗被降低，能量消耗率低，能够实现高效率的空气调节机700。
以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (6)

1.一种电力变换装置，具备：
桥电路，具备至少两个以上的将开关元件串联地连接而成的支路，该桥电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；
电流检测部，检测所述交流电源的电流；
过零点检测部，检测所述交流电源的电压极性；以及
控制部，根据所述电流检测部以及过零点检测部的输出来控制所述开关元件的导通截止，
包括所述交流电源的电压极性变化的开关的死区时间比不包括极性变化的开关的死区时间大。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
检测所述交流电源的电压极性的过零点检测部包括滤波器电路，
包括电压极性变化的开关的死区时间比所述滤波器电路所致的传送延迟量长。
3.一种电力变换装置，具备：
桥电路，具备至少两个以上的将开关元件串联地连接而成的支路，该桥电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；
电流检测部，检测所述交流电源的电流；
过零点检测部，检测所述交流电源的电压极性；以及
控制部，根据所述电流检测部以及过零点检测部的输出来控制所述开关元件的导通截止，
在作为从电源电压过零点起提前了预定的期间的时间点与从电源电压过零点起延迟预定的期间后的时间点之间的第1控制期间，使1个支路的两个开关元件互补性地导通截止1次以上。
4.根据权利要求3所述的电力变换装置，其中，
检测所述交流电源的电压极性的过零点检测部包括滤波器电路，
所述第1控制期间比所述滤波器电路所致的传送延迟量长。
5.一种马达驱动装置，驱动马达，其中，所述马达驱动装置具备：
权利要求1至4中的任意一项所述的电力变换装置；以及
逆变器，将从所述电力变换装置输出的直流电力变换为交流电力而输出到所述马达。
6.一种空气调节机，具备：
马达；以及
权利要求5所述的马达驱动装置。
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