WO2020066035A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも１つ以上備え、交流電源（１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路（３）と、一端が交流電源（１）に接続され、他端がレグの２つのスイッチング素子の接続点に接続されたリアクタ（２）と、を備え、ブリッジ回路（３）の短絡時に流れる短絡電流は、交流電源（１）の極性に応じて、リアクタ（２）から、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子の順、または、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子から、リアクタ（２）の順、に流れる。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機

　本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。

　スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する昇圧動作、及び交流電力を整流する同期整流動作を行うことができる。

　特許文献１には、電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力の電圧、及び交流電源に流れる電流に応じて、４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子を電圧の極性に応じて制御し、他の２つのスイッチング素子を電流の極性に応じて制御する技術が開示されている。

特開２０１８－７３２６号公報

　電力変換装置では、一般的に、スイッチング速度が低速のスイッチング素子を用いた場合、スイッチング周波数が低いため、コンバータと交流電源との間に接続されるリアクタは大型のものとなる。電力変換装置は、スイッチング速度が高速のスイッチング素子を用いることで、リアクタを小型化することができる。しかしながら、電力変換装置は、スイッチング速度が高速のスイッチング素子を用いた場合、スイッチング周波数が高くなることで放射ノイズ、伝導ノイズなどのノイズが増加してしまう、という問題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、リアクタを小型化しつつ、ノイズを低減可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも１つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、一端が交流電源に接続され、他端がレグの２つのスイッチング素子の接続点に接続されたリアクタと、を備える。電力変換装置において、ブリッジ回路の短絡時に流れる短絡電流は、交流電源の極性に応じて、リアクタから、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子の順、または、並列接続されたダイオードの順方向とは逆向きに電流を流すレグのスイッチング素子から、リアクタの順、に流れる。

　本発明に係る電力変換装置は、リアクタを小型化しつつ、ノイズを低減できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図 電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図 実施の形態１に係る電力変換装置のブリッジ回路が備えるゲート駆動部の第１の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置のブリッジ回路が備えるゲート駆動部の第２の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置のブリッジ回路が備えるゲート駆動部の第３の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置のブリッジ回路が備えるゲート駆動部の第４の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態３に係る空気調和機の構成例を示す図 実施の形態４に係る電力変換装置の構成例を示す図

　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、ブリッジ回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、ブリッジ回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、制御部１０とを備える。

　ブリッジ回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。ブリッジ回路３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。具体的には、ブリッジ回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されるスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。なお、第１のアーム３１をレグと称することがある。

　第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。なお、第２のアーム３２をレグと称することがある。

　詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。リアクタ２については、一端が交流電源１に接続され、他端がスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２の接続点に接続されているともいえる。

　第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。

　また、ブリッジ回路３は、スイッチング素子３１１を駆動するゲート駆動部３３と、スイッチング素子３１２を駆動するゲート駆動部３４と、スイッチング素子３２１を駆動するゲート駆動部３５と、スイッチング素子３２２を駆動するゲート駆動部３６とを備える。ゲート駆動部３３は、制御部１０で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子３１１をターンオンまたはターンオフする第１の駆動部である。ゲート駆動部３４は、制御部１０で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子３１２をターンオンまたはターンオフする第２の駆動部である。ゲート駆動部３５は、制御部１０で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子３２１をターンオンまたはターンオフする第３の駆動部である。ゲート駆動部３６は、制御部１０で生成された制御信号に基づいて、スイッチング素子３２２をターンオンまたはターンオフする第４の駆動部である。

　ゲート駆動部３３～３６は、内部に備えるゲート抵抗によって、接続されているスイッチング素子のスイッチング速度を制御する。本実施の形態では、ゲート駆動部３３は、スイッチング素子３１１をターンオンさせるときとスイッチング素子３１１をターンオフさせるときとで、異なる抵抗値のゲート抵抗を用いる。同様に、ゲート駆動部３４は、スイッチング素子３１２をターンオンさせるときとスイッチング素子３１２をターンオフさせるときとで、異なる抵抗値のゲート抵抗を用いる。ゲート駆動部３３，３４の具体的な構成については後述する。ゲート駆動部３５，３６は、内部に１つのゲート抵抗を備え、ターンオンのときとターンオフのときとで同じ抵抗をゲート抵抗として使用する。以降の説明において、ターンオンのことを単にオンと称し、ターンオフのことを単にオフと称することがある。なお、ゲート駆動部については図１の例に限定されず、１つのゲート駆動部がスイッチング素子３１１，３１２をターンオンまたはターンオフしてもよいし、１つのゲート駆動部がスイッチング素子３２１，３２２をターンオンまたはターンオフしてもよい。

　平滑コンデンサ４は、ブリッジ回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。ブリッジ回路３では、スイッチング素子３１１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３１１の他端とスイッチング素子３１２の一端とが接続され、スイッチング素子３１２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。

　スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium　Nitride：ＧａＮ）、酸化ガリウム（Gallium　Oxide：Ｇａ₂Ｏ₃）、炭化珪素（Silicon　Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide　Band　Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。本実施の形態では、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング速度は、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチング速度より速いものとする。

　制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６及び母線電圧検出部７からそれぞれ出力される信号に基づいて、ブリッジ回路３のゲート駆動部３３～３６を動作させる制御信号を生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる電流の電流値である。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃに応じて制御信号を生成し、ゲート駆動部３３～３６を動作させ、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃのうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。

　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。

　第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、各々ゲート駆動部３３，３４により生成される駆動信号であるＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１，３１２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。

　第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、各々ゲート駆動部３５，３６により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３２１，３２２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。なお、図１では、制御部１０からブリッジ回路３へ向かう矢印でゲート駆動部３３～３６への制御信号を示している。

　次に、実施の形態１におけるスイッチング素子の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図２を参照して説明する。

　図２は、ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図２には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図２に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。

　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図２の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。

　図３は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第１の図である。図３では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。なお、図３では、オンしているスイッチング素子を丸印で示している。以降の図においても同様とする。

　図４は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第１の図である。図４では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。

　図５は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第２の図である。図５では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１２ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

　図６は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第２の図である。図６では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、スイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

　図５および図６の例では、スイッチング素子３１１，３１２は、短絡電流の流れを制御するスイッチとして機能する。また、図５および図６の例では、スイッチング素子３２１，３２２は、整流器として機能する。電力変換装置１００において、ブリッジ回路３の短絡時に流れる短絡電流は、交流電源１の極性に応じて、リアクタ２から、寄生ダイオード３１２ａの順方向とは逆向きに電流を流すスイッチング素子３１２の順、または、寄生ダイオード３１１ａの順方向とは逆向きに電流を流すスイッチング素子３１１から、リアクタ２の順に流れることになる。具体的には、図５に示す例のように交流電源１の正極がリアクタ２側の場合、電力変換装置１００では、リアクタ２とスイッチング素子３１２とが直列接続されていることから、短絡電流はリアクタ２の次にスイッチング素子３１２に流れる。また、図６に示す例のように交流電源１の負極がリアクタ２側の場合、電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１とリアクタ２とが直列接続されていることから、短絡電流はスイッチング素子３１１の次にリアクタ２に流れる。このような構成により、スイッチング素子３１１，３１２で発生するスイッチング時のノイズが、リアクタ２のインピーダンスの影響によって減衰することが期待できる。

　ここで、図３に示す同期整流動作時、オンオフのタイミングによってはスイッチング素子３１１の寄生ダイオード３１１ａに電流が流れる場合がある。この場合、図５に示す電源短絡動作に切り替わると、寄生ダイオード３１１ａにはスイッチング素子３１２ａを介して負荷側電圧（直流電圧）が印加される。このため、寄生ダイオード３１１ａには逆回復動作によるリカバリ電流が流れるが、併せて本電流に起因するノイズ（リカバリノイズ）も発生することとなる。このリカバリノイズは配線を伝わり交流電源１側に伝導していくことになるが、図５に示すような経路で電源短絡動作を行うことで、リアクタ２のインピーダンスの存在により、交流電源１側へのノイズ流出を抑制することができる。すなわち、リアクタ側に接続されるレグのスイッチング素子に並列接続されたダイオードに関して、順方向とは逆向きの短絡電流が流れるようスイッチング素子を制御することで、リカバリノイズの電源側流出を抑制することができる。

　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図３に示す負荷電力供給モードと図５に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図４に示す負荷電力供給モードと図６に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。

　次に、ブリッジ回路３が備えるゲート駆動部３３，３４の構成について説明する。ブリッジ回路３では、リアクタ２が接続されていることで第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２に起因するノイズを低減でき、ブリッジ回路３のグランド線の揺れを抑えることができる。ブリッジ回路３では、スイッチング素子３１１，３１２に起因するノイズを低減できることから、スイッチング素子３１１，３１２の各々に接続されているゲート駆動部３３，３４が備えるゲート抵抗の抵抗値を小さくすることができる。この結果、前述のように、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング速度を、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチング速度よりも高速にすることができる。また、電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング速度がスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング速度と同じ場合と比較して、リアクタ２の大きさを小さくする、すなわちリアクタ２を小型化することができる。

　ブリッジ回路３は、ゲート駆動部３３，３４のゲート抵抗の抵抗値を小さくすることで、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング速度を速くすることができる。一方で、ブリッジ回路３は、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング速度を速くし過ぎても、スイッチングに起因する放射ノイズ、負荷５０または負荷５０に接続された構成から対地インピーダンス経由で漏れ電流が帰還する伝導ノイズなどのノイズが増加してしまう。また、スイッチング素子３１１，３１２では、ターンオンのときとターンオフのときとでノイズの発生状況が異なることがある。そのため、本実施の形態では、スイッチング素子３１１，３１２をオンオフさせるゲート駆動部３３，３４において、ターンオンのときとターンオフのときとで異なる抵抗値のゲート抵抗を用いる。具体的には、ゲート駆動部３３，３４は、スイッチング素子３１１，３１２において、ターンオンまたはターンオフのときに発生するノイズが小さい方の動作で使用するゲート抵抗の抵抗値を、ノイズが大きい方の動作で使用するゲート抵抗の抵抗値よりも小さくする。ゲート駆動部３３，３４で使用するゲート抵抗の抵抗値をターンオンのときとターンオフのときとで変えることによって、ブリッジ回路３は、ノイズの発生を抑えるとともに、スイッチング素子のスイッチング速度を向上することができる。

　具体的に、スイッチング素子３１１，３１２においてターンオフのときよりもターンオンのときのノイズが大きい場合の、ゲート駆動部３３，３４の構成について説明する。なお、ここではゲート駆動部３３，３４は同様の構成とするので、ゲート駆動部３３を用いて説明する。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のブリッジ回路３が備えるゲート駆動部３３の第１の構成例を示す図である。ゲート駆動部３３は、抵抗３３１と、ダイオード３３２と、抵抗３３３とを備える。抵抗３３１は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子３１１をターンオフさせるときに使用される第１の抵抗である。ダイオード３３２は、スイッチング素子３１１をターンオフさせるときに電流を通す第１のダイオードである。ダイオード３３２は、カソードが抵抗３３１に接続され、アノードがスイッチング素子３１１に接続されている。なお、図７に示すダイオード３３２の配置は一例であり、これに限定されない。ダイオード３３２は、カソードが制御部１０に接続され、アノードが抵抗３３１に接続されていてもよい。抵抗３３３は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子３１１をターンオンさせるときに使用される第２の抵抗である。図７では、抵抗３３１及びダイオード３３２の直列回路と、抵抗３３３とが並列接続されている。図７で示される回路は、スイッチング素子３１１のオンオフ時でスイッチング速度を変える速度変更手段である。以降で説明するゲート駆動部が備える回路についても同様である。ゲート駆動部３３は、オンオフ時のスイッチング速度を、ゲート抵抗の抵抗値によって変更するものである。

　ここで、抵抗３３１の抵抗値≦抵抗３３３の抵抗値とする。図７において、抵抗３３１の抵抗値と抵抗３３３の抵抗値との差が大きい場合、例えば１０倍以上の差がある場合、スイッチング素子３１１から制御部１０への電流はほぼ抵抗３３１に流れ、抵抗３３３にはほとんど流れない。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、概ね抵抗３３１の抵抗値となる。なお、抵抗３３１の抵抗値と抵抗３３３の抵抗値とが同じまたは差が大きくない場合、スイッチング素子３１１から制御部１０への電流は抵抗３３３にも流れる。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗３３１及び抵抗３３３が並列接続された合成抵抗の抵抗値となる。ただし、抵抗３３１の抵抗値≦抵抗３３３の抵抗値であるので、合成抵抗の抵抗値は抵抗３３３の抵抗値よりも小さくなる。

　ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせる場合、ゲート駆動部３３では、逆方向でダイオード３３２が接続されているので抵抗３３１に電流は流れず、制御部１０から抵抗３３３を経由してスイッチング素子３１１に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗３３３の抵抗値となる。

　このように、ゲート駆動部３３は、ノイズの大きいターンオンのときに抵抗３３３をゲート抵抗として使用し、ノイズの小さいターンオフのときに抵抗３３１、または、抵抗３３１及び抵抗３３３の合成抵抗をゲート抵抗として使用することができる。

　次に、スイッチング素子３１１，３１２においてターンオンのときよりもターンオフのときのノイズが大きい場合の、ゲート駆動部３３，３４の構成について説明する。なお、ここではゲート駆動部３３，３４は同様の構成とするので、ゲート駆動部３３を用いて説明する。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のブリッジ回路３が備えるゲート駆動部３３の第２の構成例を示す図である。ゲート駆動部３３は、抵抗３３１と、抵抗３３３と、ダイオード３３４とを備える。ダイオード３３４は、スイッチング素子３１１をターンオンさせるときに電流を通す第２のダイオードである。ダイオード３３４は、アノードが抵抗３３３に接続され、カソードがスイッチング素子３１１に接続されている。なお、図８に示すダイオード３３４の配置は一例であり、これに限定されない。ダイオード３３４は、アノードが制御部１０に接続され、カソードが抵抗３３３に接続されていてもよい。図８では、抵抗３３１と、抵抗３３３及びダイオード３３４の直列回路とが並列接続されている。

　ここで、抵抗３３１の抵抗値≧抵抗３３３の抵抗値とする。図８において、抵抗３３１の抵抗値と抵抗３３３の抵抗値との差が大きい場合、例えば１０倍以上の差がある場合、制御部１０からスイッチング素子３１１への電流はほぼ抵抗３３３に流れ、抵抗３３１にはほとんど流れない。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、概ね抵抗３３３の抵抗値となる。なお、抵抗３３１の抵抗値と抵抗３３３の抵抗値とが同じまたは差が大きくない場合、制御部１０からスイッチング素子３１１への電流は抵抗３３１にも流れる。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗３３３及び抵抗３３１が並列接続された合成抵抗の抵抗値となる。ただし、抵抗３３１の抵抗値≧抵抗３３３の抵抗値であるので、合成抵抗の抵抗値は抵抗３３１の抵抗値よりも小さくなる。

　ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせる場合、ゲート駆動部３３では、逆方向でダイオード３３４が接続されているので抵抗３３３に電流は流れず、スイッチング素子３１１から抵抗３３１を経由して制御部１０に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗３３１の抵抗値となる。

　このように、ゲート駆動部３３は、ノイズの大きいターンオフのときに抵抗３３１をゲート抵抗として使用し、ノイズの小さいターンオンのときに抵抗３３３、または、抵抗３３３及び抵抗３３１の合成抵抗をゲート抵抗として使用することができる。

　次に、スイッチング素子３１１，３１２においてターンオフのときよりもターンオンのときのノイズが少し大きい場合の、ゲート駆動部３３，３４の構成について説明する。なお、ここではゲート駆動部３３，３４は同様の構成とするので、ゲート駆動部３３を用いて説明する。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のブリッジ回路３が備えるゲート駆動部３３の第３の構成例を示す図である。ゲート駆動部３３は、抵抗３３１と、ダイオード３３２と、抵抗３３３と、ダイオード３３４とを備える。図９では、抵抗３３１及びダイオード３３２の直列回路と、抵抗３３３及びダイオード３３４の直列回路とが並列接続されている。

　ここで、抵抗３３１の抵抗値＜抵抗３３３の抵抗値とする。ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせる場合、ゲート駆動部３３では、逆方向でダイオード３３２が接続されているので抵抗３３１に電流は流れず、順方向でダイオード３３４が接続されている抵抗３３３を経由して、制御部１０からスイッチング素子３１１に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗３３３の抵抗値となる。

　ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせる場合、ゲート駆動部３３では、逆方向でダイオード３３４が接続されているので抵抗３３３に電流は流れず、順方向でダイオード３３２が接続されている抵抗３３１を経由して、スイッチング素子３１１から制御部１０に電流が流れる。このとき、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、抵抗３３１の抵抗値となる。なお、スイッチング素子３１１，３１２においてターンオンのときよりもターンオフのときのノイズが少し大きい場合は、抵抗３３１の抵抗値＞抵抗３３３の抵抗値とする。

　ユーザは、スイッチング素子３１１でターンオンのときに発生するノイズ及びターンオフのときに発生するノイズについて、ノイズの大きさに著しい差が無い場合、発生するノイズの大きさに応じてゲート駆動部３３に適切な抵抗値の抵抗３３１，３３３を用いることができる。ゲート駆動部３３は、２つのダイオード３３２，３３４を用いることで、ターンオフのときのノイズを考慮した抵抗値の抵抗３３１をゲート抵抗として使用し、ターンオンのときのノイズを考慮した抵抗値の抵抗３３３をゲート抵抗として使用することができる。

　なお、ゲート駆動部３３，３４が同一の構成の場合について説明したが、一例であり、これらに限定されない。例えば、ゲート駆動部３３の構成が図７に示す構成の場合に、ゲート駆動部３４の構成を図８または図９に示す構成のようにすることも可能である。

　また、ゲート駆動部３３，３４が同様の構成の場合においても、ゲート駆動部３３，３４において異なる抵抗値のゲート抵抗を用いることができる。図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００のブリッジ回路３が備えるゲート駆動部３３，３４の第４の構成例を示す図である。ゲート駆動部３３は、抵抗３３１と、ダイオード３３２と、抵抗３３３とを備える。また、ゲート駆動部３４は、抵抗３４１と、ダイオード３４２と、抵抗３４３とを備える。抵抗３４１は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子３１２をターンオフさせるときに使用される第３の抵抗である。ダイオード３４２は、スイッチング素子３１２をターンオフさせるときに電流を通す第３のダイオードである。ダイオード３４２は、カソードが抵抗３４１に接続され、アノードがスイッチング素子３１２に接続されている。なお、図１０に示すダイオード３４２の配置は一例であり、これに限定されない。ダイオード３４２は、カソードが制御部１０に接続され、アノードが抵抗３４１に接続されていてもよい。抵抗３４３は、ゲート抵抗であって、スイッチング素子３１２をターンオンさせるときに使用される第４の抵抗である。図１０では、抵抗３４１及びダイオード３４２の直列回路と、抵抗３４３とが並列接続されている。

　例えば、ターンオンのときに、スイッチング素子３１１のノイズよりもスイッチング素子３１２のノイズが大きい場合、ゲート駆動部３３の抵抗３３３の抵抗値よりも、ゲート駆動部３４の抵抗３４３の抵抗値を大きくする。同様に、ターンオフのときに、スイッチング素子３１１のノイズよりもスイッチング素子３１２のノイズが大きい場合、ゲート駆動部３３の抵抗３３１の抵抗値よりも、ゲート駆動部３４の抵抗３４１の抵抗値を大きくする。これにより、ブリッジ回路３は、各スイッチング素子で発生するノイズの大きさに応じて、適切な抵抗値のゲート抵抗を使用することができる。

　すなわち、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート駆動部３４がスイッチング素子３１２をターンオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なっていてもよい。同様に、ゲート駆動部３３がスイッチング素子３１１をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、ゲート駆動部３４がスイッチング素子３１２をターンオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なっていてもよい。電力変換装置１００は、スイッチング素子３１１，３１２で発生するノイズの大きさに応じて設定されたゲート駆動部３３，３４のゲート抵抗を使用することで、制御部１０の制御内容を変更することなく、ノイズの発生を抑えることができる。なお、図１０では、ゲート駆動部３３，３４の構成として、図７のゲート駆動部３３と同様の構成の場合について説明したが、一例であり、これに限定されるものではない。ゲート駆動部３３，３４の構成として、図８または図９のゲート駆動部３３と同様の構成を用いてもよい。

　ここで、スイッチング素子の構成について説明する。電力変換装置１００において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の１つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。

　しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、ＧａＮまたはＳｉＣといったＷＢＧ半導体で構成することにより、１回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、かつ、高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ２の小型化が可能となり、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制されるため、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば１６ｋＨｚ以上にすることができるため、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。

　また、ＧａＮ半導体は、ＧａＮ層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に２次元電子ガスが生じ、この２次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、ＧａＮ半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源１が、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は、１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、すなわち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。ＧａＮ半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素（Ｓｉ）で構成されたスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、ＧａＮ半導体で構成されたスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、具体的には２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、放熱対策が不要になり、または放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。

　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できるため、高周波スイッチングに適している。

　なお、ＳｉＣ半導体はＧａＮ半導体に比べてオン抵抗が小さいため、第２のアーム３２よりも、スイッチング回数が多い第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２は、ＧａＮ半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２は、ＳｉＣ半導体で構成してもよい。これにより、ＳｉＣ半導体及びＧａＮ半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、ＳｉＣ半導体を、第１のアーム３１よりも、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２に利用することで、スイッチング素子３２１，３２２の損失の内、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２のチップ面積を相対的に小さくでき、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体を有効に活用できる。

　また、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２には、スーパージャンクション（Super　Junction：ＳＪ）－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体を用いる場合に比べて、第２のアーム３２の製造コストを低減できる。

　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。そのため、ＷＢＧ半導体を用いることにより、第１のアーム３１及び第２のアーム３２を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。

　また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクタ２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、すなわち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。

　また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第１のアーム３１に好適である。

　つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

　プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００では、ブリッジ回路３の短絡時において、交流電源１の極性に応じて、リアクタ２と、スイッチとして機能するスイッチング素子３１２とリアクタ２とが直列接続され、または、スイッチとして機能するスイッチング素子３１１と、リアクタ２とが直列接続される回路構成となる。これにより、電力変換装置１００は、リアクタ２のインピーダンスの影響によってスイッチング素子３１１，３１２で発生するスイッチング時のノイズを減衰できることから、リアクタ２を小型化しつつ、ノイズを低減することができる。

　また、電力変換装置１００において、ブリッジ回路３では、スイッチング素子３１１，３１２のスイッチング速度を、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチング速度より速くする。また、ブリッジ回路３において、スイッチング素子３１１を駆動するゲート駆動部３３は、スイッチング素子３１１をターンオンさせるときとターンオフさせるときとで異なる抵抗値のゲート抵抗を用いて、ターンオンとターンオフとでスイッチング速度を変える。スイッチング素子３１２を駆動するゲート駆動部３４は、スイッチング素子３１２をターンオンさせるときとターンオフさせるときとで異なる抵抗値のゲート抵抗を用いて、ターンオンとターンオフとでスイッチング速度を変える。これにより、電力変換装置１００は、リアクタ２を小型化しつつ、ノイズを低減することができる。

　また、電力変換装置１００において、ゲート駆動部３３は、スイッチング素子３１１で発生するノイズの大きさに応じて設定されたゲート抵抗を使用し、ゲート駆動部３４は、スイッチング素子３１２で発生するノイズの大きさに応じて設定されたゲート抵抗を使用する。すなわち、ゲート駆動部３３及びゲート駆動部３４は、スイッチング素子をターンオンさせるときに異なる抵抗値のゲート抵抗を使用し、スイッチング素子をターンオフさせるときに異なる抵抗値のゲート抵抗を使用する。これにより、電力変換装置１００は、ゲート駆動部３３，３４で異なる抵抗値のゲート抵抗を使用することができ、制御部１０の制御内容を変更することなく、実際のノイズの発生状況に応じてノイズを低減することができる。

実施の形態２．
　実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。

　図１２は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。

　インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated　Gate　Commutated　Thyristor）、ＦＥＴ（Field　Effect　Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。

　モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。

　電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、ブリッジ回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。

　このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。

　また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。

実施の形態３．
　実施の形態３では、実施の形態２で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。

　図１３は、実施の形態３に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態２のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。

　圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。

　また、実施の形態３では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。

　また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。

　また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。

　また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。

実施の形態４．
　実施の形態１では、電力変換装置１００のブリッジ回路３が、２つのスイッチング素子が直列接続されたアームを２つ備えていたが、一方のアームについてはスイッチング素子をダイオードに置き換えることも可能である。

　図１４は、実施の形態４に係る電力変換装置１００ａの構成例を示す図である。図１４に示す電力変換装置１００ａは、図１に示す電力変換装置１００のブリッジ回路３をブリッジ回路３ａに置き換えたものである。ブリッジ回路３ａは、ブリッジ回路３からゲート駆動部３５，３６を削除し、第２のアーム３２を第２のアーム３２ａに置き換えたものである。昇圧動作のみを考えた場合、電力変換装置１００ａは、第２のアーム３２ａを２つのダイオード３２３，３２４にすることができる。電力変換装置１００ａは、第２のアーム３２ａを２つのダイオード３２３，３２４にすることで、電力変換装置１００と比較して、スイッチング素子３２１，３２２およびゲート駆動部３５，３６を削除できるため、回路コストの低減が可能となる。このように、電力変換装置１００ａにおいて、ブリッジ回路３ａは、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも１つ以上備えていればよい。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　交流電源、２　リアクタ、３，３ａ　ブリッジ回路、４　平滑コンデンサ、５　電源電圧検出部、６　電源電流検出部、７　母線電圧検出部、１０　制御部、３１　第１のアーム、３２，３２ａ　第２のアーム、３３～３６　ゲート駆動部、４１　インバータ、４２　モータ、４３　インバータ制御部、４４　モータ電流検出部、５０　負荷、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００，１００ａ　電力変換装置、１０１　モータ駆動装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２　スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ　寄生ダイオード、３３１，３３３，３４１，３４３　抵抗、３２３，３２４，３３２，３３４，３４２　ダイオード、５０１　第１の配線、５０２　第２の配線、５０３　第３の配線、５０４　第４の配線、５０６　第１の接続点、５０８　第２の接続点、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、７００　空気調和機。

Claims (7)

1. 　ダイオードが並列接続されたスイッチング素子を直列に接続して成るレグを少なくとも１つ以上備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
   　一端が前記交流電源に接続され、他端が前記レグの２つの前記スイッチング素子の接続点に接続されたリアクタと、
   　を備え、
   　前記ブリッジ回路の短絡時に流れる短絡電流は、前記交流電源の極性に応じて、前記リアクタから、並列接続された前記ダイオードの順方向とは逆向きに電流を流す前記レグの前記スイッチング素子の順、または、並列接続された前記ダイオードの順方向とは逆向きに電流を流す前記レグの前記スイッチング素子から、前記リアクタの順、に流れる電力変換装置。
2. 　前記レグが備えるスイッチング素子を第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子とし、
   　前記交流電源の極性に応じて、前記短絡電流が前記リアクタの次に前記第２のスイッチング素子に流れる、または、前記短絡電流が前記第１のスイッチング素子の次に前記リアクタに流れる請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記ブリッジ回路は、前記レグを駆動する駆動部を備え、
   　前記駆動部は、前記第１または第２のスイッチング素子のオンオフ時でスイッチング速度を変える速度変更手段を備える請求項２に記載の電力変換装置。
4. 　前記スイッチング速度の変更をゲート抵抗で行う請求項３に記載の電力変換装置。
5. 　前記駆動部が前記第１のスイッチング素子をオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、前記駆動部が前記第２のスイッチング素子をオンさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なり、
   　前記駆動部が前記第１のスイッチング素子をオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値は、前記駆動部が前記第２のスイッチング素子をオフさせるときのゲート抵抗の抵抗値と異なる請求項３または４に記載の電力変換装置。
6. 　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
   　請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置と、
   　前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
   　を備えるモータ駆動装置。
7. 　モータと、
   　請求項６に記載のモータ駆動装置と、
   　を備える空気調和機。

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