JP2022118033A - 空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】装置の大型化及び熱暴走の発生を抑制しつつ、高効率な運転を実現可能な空気調和機を得ること。【解決手段】第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源１に接続されるリアクタ２と、リアクタ２の第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路３と、整流回路３の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備える電力変換装置１００、を備える空気調和機７００であって、簡易スイッチング制御及びフルＰＡＭ制御のうち少なくとも１つの制御を行い、空気調和機７００の運転モードに応じて、交流電源１からの電流をダイオードに通流させるかスイッチング素子に通流させるかを切り替え、空気調和機７００の運転モードが冷房運転の場合には交流電源１からの電流をダイオードに通流させる。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置を備える空気調和機に関する。

従来、ダイオードで構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。近年、ダイオードにスイッチング素子を並列接続した、いわゆるブリッジレス回路を用いた電力変換装置がある。ブリッジレス回路を用いた電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する制御、力率改善制御、交流電力を整流する同期整流制御などを行うことができる。

特許文献１には、電力変換装置が、ブリッジレス回路を用いて、同期整流制御、昇圧制御、力率改善制御などを行う技術が開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、負荷の大きさに応じてスイッチング素子のオンオフを制御し、制御モード、具体的には、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、及び高速スイッチング制御を切り替えることで各種の動作を行っている。

特開２０１８－７３２６号公報

ブリッジレス回路では、スイッチング素子として、一般的にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）が使用されている。ブリッジレス回路に使用されるダイオード及びＭＯＳＦＥＴは、温度によって特性が変化する。具体的には、ダイオードは、温度が高くなるに連れて順方向電圧降下が小さくなる。ＭＯＳＦＥＴは、温度が高くなるに連れてオン抵抗が大きくなる。

特許文献１に記載の電力変換装置は、高負荷の条件の下で高速スイッチング制御及び同期整流制御を行うと、ＭＯＳＦＥＴの発熱量が増える。そのため、特許文献１に記載の電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴの発熱によって周囲の温度が上昇し、オン抵抗が大きくなって更に発熱量が増えてしまう悪循環が発生し、効率が悪化するとともに、熱暴走に至る可能性がある、という問題があった。このような問題に対して、温度に応じてダイオード整流制御または同期整流制御を選択する手法が考えられるが、専用の温度センサが必要であり、部品点数が増大し、装置の大型化、高コスト化につながるという新たな問題が発生する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化及び熱暴走の発生を抑制しつつ、高効率な運転を実現可能な空気調和機を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る空気調和機は、第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、リアクタの第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備える電力変換装置、を備える。空気調和機は、電源短絡モードを電源半周期中に１回以上実施する簡易スイッチング制御、及び、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを連続的に切り替えるフルＰｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御のうち少なくとも１つの制御を行う。空気調和機は、空気調和機の運転モードに応じて、交流電源からの電流をダイオードに通流させるかスイッチング素子に通流させるかを切り替え、空気調和機の運転モードが冷房運転の場合には交流電源からの電流をダイオードに通流させる。

本発明に係る空気調和機は、装置の大型化及び熱暴走の発生を抑制しつつ、高効率な運転を実現できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置を備える空気調和機の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える整流回路の他の例を示す図 実施の形態１に係るスイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図 実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の電源短絡モード及び負荷電力供給モードを用いた交流電流制御手法の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路の他の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の整流回路で使用されるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの温度特性を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の整流回路で使用される寄生ダイオードなどの一般的なダイオードの温度特性を示す図 実施の形態１に係る空気調和機の室外機に搭載される、電力変換装置が実装された基板の配置位置の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部による制御動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の制御部による制御動作を示すフローチャート 実施の形態３に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態４に係る空気調和機の構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００を備える空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、電力変換装置１００を備える。電力変換装置１００は、整流回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、整流回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、制御部１０とを備える。リアクタ２は、第１端部と第２端部とを備え、第１端部が交流電源１に接続される。

整流回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。具体的には、整流回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されたスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。

第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。

詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。第１の接続点５０６は、リアクタ２の第２端部に接続される。

第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。なお、整流回路３は、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換できればよい。

平滑コンデンサ４は、整流回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。整流回路３では、スイッチング素子３２１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３２１の他端とスイッチング素子３２２の一端とが接続され、スイッチング素子３２２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。

スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium Nitride：ＧａＮ）、炭化珪素（Silicon Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide Band Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。

制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６及び母線電圧検出部７からそれぞれ出力される信号に基づいて、整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動信号を生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１と整流回路３との間に流れる電流の電流値である。なお、電源電流検出部６は、整流回路３に流れる電流が検出できればよいので、設置位置は図１の例に限定されず、整流回路３と平滑コンデンサ４との間であってもよいし、平滑コンデンサ４と負荷５０との間であってもよい。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、整流回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。以降の説明において、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、及び母線電圧検出部７を単に検出部と称することがある。また、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓ、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓ、及び母線電圧検出部７で検出される母線電圧Ｖｄｃを、整流回路３の動作状態を示す物理量と称することがある。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃに応じてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃのうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。

次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。

第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、後述するように、制御部１０により生成される駆動信号であるＰＷＭ信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１，３１２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。

第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、制御部１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３２１，３２２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。なお、図１では、制御部１０から整流回路３へ向かう矢印でスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する駆動信号、及びスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する前述のＰＷＭ信号を示している。

図１に示す電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａのみが記載されているが、一例であり、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して、整流ダイオード、ショットキーバリアダイオードなどのダイオードが別途並列に接続されていてもよい。また、図１に示す電力変換装置１００では、整流回路３が４つのスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を備える構成としているが、一方のアームについては２つのスイッチング素子を削除し、２つのダイオードからなる構成にしてもよい。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える整流回路３の他の例を示す図である。図２では、第２のアーム３２を２つのダイオード３２１ｂ，３２２ｂで構成している例を示している。このように、整流回路３は、スイッチング素子３１１，３１２、及びダイオード３２１ｂ，３２２ｂを併用するような回路構成であってもよい。図２に示すような回路構成であっても、本実施の形態による効果を得ることができる。ただし、図２に示す整流回路３の構成の場合、電力変換装置１００は、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する。以降では、図１に示す電力変換装置１００を例にして説明する。

次に、実施の形態１におけるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図３を参照して説明する。

図３は、実施の形態１に係るスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図３には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図３に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。

ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図３の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。

図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４では、記載を簡潔にするため、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のみ符号を付与している。また、図４では、同期整流制御のためにオンしているスイッチング素子を実線の丸印で示し、電源短絡のためにオンしているスイッチング素子を点線の丸印で示している。

図４（ａ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ａ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１１は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２１は電源短絡のためにオンされる。図４（ａ）は、電源電圧極性が正のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

図４（ｂ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ｂ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２は同期整流制御のためにオンされる。図４（ｂ）は、電源電圧極性が正のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。

図４（ｃ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ｃ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１２は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２２は電源短絡のためにオンされる。図４（ｃ）は、電源電圧極性が負のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２２、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２２ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２２及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。

図４（ｄ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ｄ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１は同期整流制御のためにオンされる。図４（ｄ）は、電源電圧極性が負のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。

制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。具体的には、制御部１０は、リアクタ２を介して電源短絡する電流経路を生成するようにスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御することによって、力率改善制御及び昇圧制御を行う。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図４（ｂ）に示す負荷電力供給モードと図４（ａ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図４（ｄ）に示す負荷電力供給モードと図４（ｃ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流制御などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。

なお、図４に示す各スイッチング素子のスイッチングパターンは一例であり、電力変換装置１００は、図４に示す各スイッチング素子のスイッチングパターン以外の電流経路にすることも可能である。電力変換装置１００は、何れのスイッチングパターンにおいても、本実施の形態の効果を得ることができる。

次に、制御部１０が、スイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図５において横軸は時間である。図５において、Ｖｓは電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓであり、Ｉｓは電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓである。図５では、スイッチング素子３１１，３１２が、電源電流Ｉｓの極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であることを示し、スイッチング素子３２１，３２２が、電源電圧Ｖｓの極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることを示す。また、図５において、Ｉｔｈは電流閾値を示す。なお、図５では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図５に示す制御と同様の制御を行うものとする。

制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２をオンし、スイッチング素子３２１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１をオンし、スイッチング素子３２２をオフする。なお、図５では、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子３２１がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２２がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。

制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１１をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈよりも小さくなると、スイッチング素子３１１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１２をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈよりも小さくなると、スイッチング素子３１２をオフする。

制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下の場合には、上側スイッチング素子のスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、下側スイッチング素子のスイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、電力変換装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。制御部１０は、各スイッチング素子を図５に示すようにオンオフすることによって、電力変換装置１００の高効率化を図ることができる。

図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の電源短絡モード及び負荷電力供給モードを用いた交流電流制御手法の例を示す図である。図６では、パッシブ制御と、簡易スイッチング制御と、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御を継続的に行うフルＰＡＭ制御と、の各交流電流制御手法について、電源電圧Ｖｓの波形、電源電流Ｉｓの波形、スイッチング素子３２１に対するＰＷＭ信号、及び特徴を示している。

パッシブ制御は、前述の図５の例と同じ制御状態である。制御部１０は、パッシブ制御では、各スイッチング素子に対してＰＷＭ信号でオンオフの制御はしない。パッシブ制御は、他の交流電流制御手法に対して、スイッチング素子のオンオフによる損失は少ないが、高調波の抑制能力が劣る特徴がある。

簡易スイッチング制御は、制御部１０が電源短絡モードを電源半周期中に１回または数回実施する制御モードである。簡易スイッチング制御は、特徴として、スイッチング回数が少ないため、スイッチング損失が小さい点に利点がある。ただし、簡易スイッチング制御は、スイッチング回数が少ない分、交流電流波形を完全に正弦波状に制御することが困難なため、力率の改善率は小さい。

フルＰＡＭ制御は、制御部１０が電源短絡モード及び負荷電力供給モードを連続的に切り替え、切り替え周波数を数ｋＨｚ以上とする制御モードである。フルＰＡＭ制御は、特徴として、連続的に電源短絡モード及び負荷電力供給モードが切り替えられるため、力率の改善率が高い点に利点がある。ただし、フルＰＡＭ制御は、スイッチング回数が多いため、スイッチング損失が大きい。簡易スイッチング制御及びフルＰＡＭ制御の共通点としては、パッシブ制御に対して力率を改善可能な点である。

図１で示すように電力変換装置１００を空気調和機７００に搭載する場合、空気調和機７００は、ブレーカ制限を考慮したコンバータ動作が必要となる。空気調和機７００は、負荷が大きくなるに連れて交流電流に流れる電流も大きくなる。空気調和機７００は、力率が悪いと交流電流が大きくなるため、大きな負荷条件で動作することが出来なくなる。そのため、電力変換装置１００は、空気調和機７００に搭載される場合、前述のような簡易スイッチング制御、フルＰＡＭ制御などを行うこととなる。

次に、電力変換装置１００における、電源短絡モード及び負荷電力供給モードと、同期整流制御との関係性について説明する。図４で示した電源短絡モード及び負荷電力供給モードの例では、前述のように、点線の丸印で示したスイッチング素子は、電源短絡経路を生成するためにオンしているスイッチング素子であり、実線の丸印で示したスイッチング素子は、同期整流制御を行うためにオンしているスイッチング素子である。図４の例では、電力変換装置１００において、電源短絡モードまたは負荷電力供給モードとともに、同期整流制御を同時に行うことを前提としている。しかしながら、電力変換装置１００では、図７に示すように、ダイオード整流制御を併用して制御を行うことも可能である。

図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路の他の例を示す図である。図７では、図４で示した各スイッチング素子のうち、実線の丸印で示したスイッチング素子を全てオフ状態としている。これは、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いた電流経路が存在するためである。制御部１０は、図７に示すように、電源短絡用スイッチングを行うスイッチング素子以外のスイッチング素子を全てオフ状態としても、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを実現可能である。このように、制御部１０は、図１に示すような回路構成において、必ずしも同期整流制御を行わなくても、電力変換装置１００に所望の動作をさせることが可能である。なお、図７は同期整流制御を完全に停止した条件の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示しているが、制御部１０は、図４に示す同期整流制御及び図７に示すダイオード整流制御を併用して制御してもよい。

前述のように、一般的に、ダイオード及びＭＯＳＦＥＴは、温度によって電圧降下が変化する温度特性を持っている。これは、整流回路３が備える、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ、及びＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にも当てはまる。図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の整流回路３で使用されるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの温度特性を示す図である。図８において、横軸は電流を示し、縦軸はオン抵抗を示している。図８は、温度によるＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の違いを示しており、温度が高いほどオン抵抗が大きくなる、すなわちドレイン－ソース間電圧が大きくなることを示している。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の整流回路３で使用される寄生ダイオードなどの一般的なダイオードの温度特性を示す図である。図９において、横軸は順方向電圧を示し、縦軸は電流を示している。図９は、温度によるダイオードの順方向電圧降下の違いを示しており、温度が高いほど順方向電圧降下が小さくなることを示している。

図８及び図９に示す内容から、電力変換装置１００は、半導体デバイスの温度が高くなる条件においては、ダイオード整流制御を選択する方が高効率に運転することが可能である。

ここで、電力変換装置１００を空気調和機７００、特に、図１において図示しない室外機に搭載した場合を考える。空気調和機７００は、冷房運転及び暖房運転を行う機器である。冷房運転時、室外機の周囲温度は、通常、平均気温よりも高いことが想定される。従って、室外機に搭載された、電力変換装置１００が実装された基板７０１の周囲温度も高くなる。特に、電力変換装置１００が実装された基板７０１が室外機に搭載される場合、基板７０１は、図１０に示すように、圧縮機の上側、室外機の熱交換器付近などに設置されることが多く、圧縮機、室外機の熱交換器などから漏れる熱のあおりを受けやすい。図１０は、実施の形態１に係る空気調和機７００の室外機７０３に搭載される、電力変換装置１００が実装された基板７０１の配置位置の例を示す図である。図１０は、電力変換装置１００が実装された基板７０１が、室外機７０３において、圧縮機、熱交換器などを含む機械室７０２の上側に設置された例を示している。外気温が高い冷房運転時は、暖房運転時に対して圧縮機の吐出温度は高くなりやすく、室外機７０３が設置される所の空気温度よりも更に高温となる。また、周囲温度が非常に高い条件においては、半導体素子の温度は、素子損失による温度上昇よりも周囲温度が支配的となる。

このようなＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの温度特性を考慮して、制御部１０は、同期整流制御またはダイオード整流制御の選択を行う。ここで、温度特性を考慮するために温度センサを新たに設置すると、部品点数が増加してしまいコストアップにつながる。そのため、制御部１０は、空気調和機７００が冷房運転している場合、電力変換装置１００の周囲温度が高い状態にあるとして、整流回路３において寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを用いたダイオード整流制御を行うことを選択する。これにより、制御部１０は、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を用いて同期整流制御を行う場合と比較して、高効率な運転を行うことができる。外気温が高い冷房運転時、電力変換装置１００では、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオン抵抗が大きく、ＭＯＳＦＥＴの発熱が大きくなる。電力変換装置１００では、ＭＯＳＦＥＴの発熱が大きくなるとオン抵抗が更に大きくなり、発熱も更に大きくなる。これに対して、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴと逆の温度特性を持っている。そのため、電力変換装置１００は、外気温が高い冷房運転時、整流回路３において寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを用いたダイオード整流制御を行うことを選択する。これにより、制御部１０は、ＭＯＳＦＥＴの発熱が大きくなるような悪循環を回避し、高信頼性も実現することが可能となる。

次に、暖房運転時における制御部１０の動作について説明する。暖房運転時は冷房運転時と逆であり、空気調和機７００の室外機７０３の周囲温度は低い状態である。そのため、制御部１０は、図８及び図９で示す温度特性に基づいて、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオン抵抗が温度依存で更に小さくなる点を考慮し、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を用いた同期整流制御を行うことを選択する。これにより、制御部１０は、高効率な運転を行うことが可能となる。従って、制御部１０は、空気調和機７００が暖房運転時、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を用いた同期整流制御を選択する。

図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０による制御動作を示すフローチャートである。制御部１０は、空気調和機７００の運転モードが冷房運転か否かを判定する（ステップＳ１）。制御部１０は、例えば、ユーザから受け付けた運転モードの情報を、空気調和機７００から取得することで空気調和機７００の運転モードを把握できるが、運転モードの情報を取得する方法はこれに限定されない。制御部１０は、空気調和機７００の運転モードが冷房運転の場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、整流回路３において寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを用いたダイオード整流制御を行うことを選択する（ステップＳ２）。ダイオード整流制御は、前述のように、図７に示すような電流経路となる。制御部１０は、空気調和機７００の運転モードが暖房運転の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、整流回路３においてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を用いた同期整流制御を行うことを選択する（ステップＳ３）。同期整流制御は、前述のように、図４に示すような電流経路となる。

制御部１０は、空気調和機７００の運転モードに応じて、交流電源１からの電流を、整流回路３の寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａに通流させるか、整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に通流させるかを切り替える。具体的には、制御部１０は、空気調和機７００の運転モードが冷房運転の場合には交流電源１からの電流を整流回路３の寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａに通流させる。また、制御部１０は、空気調和機７００の運転モードが暖房運転の場合には交流電源１からの電流を整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に通流させる。これにより、制御部１０は、冷房運転時にはダイオード整流制御を選択することで高効率動作及び高信頼性の効果が得られ、暖房運転時には同期整流制御を選択することで高効率運転を実現することが可能となる。なお、図１１に示すフローチャートでは、空気調和機７００の機能が冷房運転または暖房運転の２つの機能のみである前提で記載している。近年の空気調和機７００は、除湿、送風運転など多機能であり、どのような機能が搭載されるかは製品により異なる。そのため、本実施の形態による効果を得るための制御部１０の制御方法は、図１１に示す例に限定されない。

つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、外気温が高い冷房運転時には、整流回路３において寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａに電流を流して整流を行うダイオード整流制御を選択し、外気温が低い暖房運転時には、整流回路３においてＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に電流を流して整流を行う同期整流制御を選択する。これにより、制御部１０は、専用の温度センサなどを追加する必要がないことから装置の大型化を抑制し、更に熱暴走の発生を抑制しつつ、簡易な制御で高効率な運転を実現できる、という効果を奏する。

実施の形態２．
実施の形態２では、電力変換装置１００の制御部１０が、空気調和機７００が予め備えている温度センサの検出結果を利用する場合について説明する。

実施の形態２において、電力変換装置１００及び空気調和機７００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。一般的に、空気調和機７００は、熱力学を活用した機器であるため、空調制御を実現するため、室外機７０３及び図示しない室内機のそれぞれに少なくとも１つ以上の温度センサを備えている。例えば、室外機７０３の場合、圧縮機の吐出管に吐出温度を検出するための温度センサが設置されていることが多い。前述の通り、室外機７０３に設置される基板７０１は、周囲温度への依存性が高く、特に、図１０で示した設置位置を考慮した場合、圧縮機の熱漏れ、室外機７０３の熱交換器からの煽りなどを受けて、周囲温度が更に上昇する。また、室外機７０３は名称の通り室外に設定されるため、基板７０１は、板金などで覆われることが多く密閉空間に設置されることになる。更に室外機７０３自体も密閉性を持っているため、基板７０１上のスイッチング素子などの半導体素子の周囲温度は、通常の室外気温以外にも、圧縮機、室外熱交換器などの温度との連動性を持っている。そのため、制御部１０は、空気調和機７００が備えている温度センサを活用して、同期整流制御またはダイオード整流制御の選択制御を行う。

図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御部１０による制御動作を示すフローチャートである。制御部１０は、ここでは、圧縮機の吐出温度を検出する温度センサの計測結果を用いて、圧縮機の吐出温度に応じて、ダイオード整流制御または同期整流制御の選択を行う。制御部１０は、温度センサで計測された圧縮機の吐出温度Ｔｄと、規定された温度閾値Ｔｄ＿ｔｈとを比較する（ステップＳ１１）。温度閾値Ｔｄ＿ｔｈは、例えば、室外機７０３に電力変換装置１００が実装された基板７０１が設置され、基板７０１の温度と圧縮機の吐出温度とが連動して変化する場合において、図８及び図９に示す温度特性から、整流回路３の寄生ダイオードに電流を流した方がスイッチング素子に電流を流すよりも高効率になる基板７０１の温度に相当する圧縮機の吐出温度である。温度閾値Ｔｄ＿ｔｈについては、空気調和機７００の製造者などが、予め実測などによって求めておき、制御部１０または図示しない記憶部に記憶させておく。制御部１０は、温度センサで計測された圧縮機の吐出温度Ｔｄが温度閾値Ｔｄ＿ｔｈより大きい場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、整流回路３において寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを用いたダイオード整流制御を行うことを選択する（ステップＳ１２）。制御部１０は、温度センサで計測された圧縮機の吐出温度Ｔｄが温度閾値Ｔｄ＿ｔｈ未満の場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、整流回路３においてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を用いた同期整流制御を行うことを選択する（ステップＳ１３）。

制御部１０は、空気調和機７００の冷凍サイクル内の温度を計測する温度センサの計測結果に応じて、交流電源１からの電流を、整流回路３の寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａに通流させるか、整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に通流させるかを切り替える。これにより、制御部１０は、専用の温度センサを追加することなく、高精度にダイオード整流制御または同期整流制御の選択が可能となる。なお、ここでは、制御部１０が圧縮機の吐出温度を計測する温度センサを利用する場合について説明したが、一例であり、これに限定されない。制御部１０は、空気調和機７００に設置されている他の温度センサ、例えば、室外の熱交換器に取り付けられる温度センサなどを利用してもよい。

また、制御部１０は、図１３に示す実施の形態２のフローチャートの制御と、図１１に示す実施の形態１のフローチャートの制御とを併用して行ってもよい。制御部１０は、例えば、図１１に示すフローチャートにおいて、ステップＳ１：ＹｅｓまたはステップＳ１：Ｎｏのいずれかの場合に、図１３に示す実施の形態２のフローチャートの制御を行うようにしてもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、空気調和機７００に予め設置されている温度センサの計測結果を用いて、整流回路３において寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａに電流を流すダイオード整流制御、または整流回路３においてＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に電流を流す同期整流制御を選択する。これにより、制御部１０は、専用の温度センサなどを追加する必要がないことから装置の大型化を抑制し、更に熱暴走の発生を抑制しつつ、簡易な制御で高効率な運転を高精度で実現できる、という効果を奏する。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１及び実施の形態２で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。

図１４は、実施の形態３に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１又は実施の形態２の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。

インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。

モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。

電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、整流回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。

このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。

また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。

以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。

実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。

図１５は、実施の形態４に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態３のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機７０３が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。

圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。

また、本実施の形態では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。

また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。

また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板７０１の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。

また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクタ、３ 整流回路、４ 平滑コンデンサ、５ 電源電圧検出部、６ 電源電流検出部、７ 母線電圧検出部、１０ 制御部、３１ 第１のアーム、３２ 第２のアーム、４１ インバータ、４２ モータ、４３ インバータ制御部、４４ モータ電流検出部、５０ 負荷、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８３ 室外熱交換器、８４ 膨張弁、８５ 室内熱交換器、８６ 冷媒配管、８７ 圧縮機構、１００ 電力変換装置、１０１ モータ駆動装置、２０１ プロセッサ、２０２ メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２ スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ 寄生ダイオード、３２１ｂ，３２２ｂ ダイオード、５０１ 第１の配線、５０２ 第２の配線、５０３ 第３の配線、５０４ 第４の配線、５０６ 第１の接続点、５０８ 第２の接続点、６００ 半導体基板、６０１，６０３ 領域、６０２ 酸化絶縁膜、６０４ チャネル、７００ 空気調和機、７０１ 基板、７０２ 機械室、７０３ 室外機。

Claims (4)

1. 第１端部と第２端部を有し、前記第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、
   前記リアクタの前記第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、前記交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
   を備える電力変換装置、を備える空気調和機であって、
   電源短絡モードを電源半周期中に１回以上実施する簡易スイッチング制御、及び、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを連続的に切り替えるフルＰｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御のうち少なくとも１つの制御を行い、
   前記空気調和機の運転モードに応じて、前記交流電源からの電流を前記ダイオードに通流させるか前記スイッチング素子に通流させるかを切り替え、前記空気調和機の運転モードが冷房運転の場合には前記交流電源からの電流を前記ダイオードに通流させる空気調和機。
2. 第１端部と第２端部を有し、前記第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、
   前記リアクタの前記第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、前記交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
   を備える電力変換装置、を備える空気調和機であって、
   電源短絡モードを電源半周期中に１回以上実施する簡易スイッチング制御、及び、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを連続的に切り替えるフルＰｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御のうち少なくとも１つの制御を行い、
   前記空気調和機の運転モードに応じて、前記交流電源からの電流を前記ダイオードに通流させるか前記スイッチング素子に通流させるかを切り替え、前記空気調和機の運転モードが暖房運転の場合には前記交流電源からの電流を前記スイッチング素子に通流させる空気調和機。
3. 第１端部と第２端部を有し、前記第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、
   前記リアクタの前記第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、前記交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
   前記整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
   を備える電力変換装置、を備える空気調和機であって、
   電源短絡モードを電源半周期中に１回以上実施する簡易スイッチング制御、及び、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを連続的に切り替えるフルＰｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ制御のうち少なくとも１つの制御を行い、
   前記電力変換装置が実装される基板の温度と前記空気調和機の圧縮機の吐出温度とが連動して変化し、
   前記圧縮機の吐出温度を計測する温度センサの計測結果に応じて、前記交流電源からの電流を前記ダイオードに通流させるか前記スイッチング素子に通流させるかを切り替え、前記計測結果が規定された温度閾値より大きい場合には前記交流電源からの電流を前記ダイオードに通流させ、前記計測結果が前記温度閾値未満の場合には前記交流電源からの電流を前記スイッチング素子に通流させ、
   前記温度閾値は、前記ダイオードに電流を流した方が前記スイッチング素子に電流を流すよりも高効率になる前記基板の温度に相当する前記圧縮機の吐出温度である空気調和機。
4. 前記電力変換装置は前記空気調和機の室外機に搭載される請求項１から３の何れか一項に記載の空気調和機。

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