JPWO2021038880A1 - 電力変換装置および空気調和機 - Google Patents

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Abstract

スイッチング素子で構成され、交流電源（１）から出力される交流電力を直流電力に変換するコンバータ（２）と、交流電源（１）とコンバータ（２）との間に設けられるリアクトル（３）と、コンバータ（２）の直流端子の両端に接続される平滑コンデンサ（４）と、コンバータ（２）の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備え、コンバータ（２）の昇圧動作中、物理量から得られる負荷の大きさに対する物理量に含まれる母線電圧の変化の変化率が異なる区間を有するように母線電圧指令値が出される。

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置およびこの電力変換装置を用いた空気調和機に関する。
電車、自動車、空気調和機などには、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置が搭載されている。また、このような製品には、さらに、電力変換装置から出力される直流電力を、所定の周波数の交流電力に変換するインバータが搭載されている。インバータは、変換後の交流電力をモータなどの負荷に供給する。ここで、電力変換装置には、省エネルギー化および低ノイズ化を図ることが求められている。具体的には、電力変換装置は、空気調和機に搭載された場合、高効率かつ低ノイズで動作するために、負荷に応じてスイッチング方式を切り替えることが有効である。
特許文献１には、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置が、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）などの半導体素子を備え、半導体素子のスイッチング方式として、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および高速スイッチング制御のいずれかに選択的に切り替えることで、省エネルギー化および低ノイズ化を図る技術が開示されている。
特開２０１７−５５４８９号公報
しかしながら、上記従来の技術によれば、電力変換装置は、部分スイッチング制御から高速スイッチング制御に切り替える、または高速スイッチング制御から部分スイッチング制御に切り替える場合、直流電圧の変動がなく一定になるように切り替える。このような場合、電力変換装置では、スイッチング方式の切り替え時において、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子の寄生容量の充放電電流に起因する漏洩電流が増加する、という問題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング方式を切り替えたときの漏洩電流を低減可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、スイッチング素子で構成され、交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、交流電源とコンバータとの間に設けられるリアクトルと、コンバータの直流端子の両端に接続される平滑コンデンサと、コンバータの動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備える。電力変換装置は、コンバータの昇圧動作中、物理量から得られる負荷の大きさに対する物理量に含まれる母線電圧の変化の変化率が異なる区間を有するように母線電圧指令値が出される。
本発明に係る電力変換装置は、スイッチング方式を切り替えたときの漏洩電流を低減できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態１に係る電力変換装置で制御されるパッシブ動作のうちダイオード整流方式のときの交流電流および各ＭＯＳＦＥＴに対する制御部からの駆動信号を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置で制御されるパッシブ動作のうち同期整流方式のときの交流電流および各ＭＯＳＦＥＴに対する制御部からの駆動信号を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置で制御される部分スイッチング方式のときの交流電流および各ＭＯＳＦＥＴに対する制御部からの駆動信号を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置で制御される高速スイッチング方式のときの交流電流および各ＭＯＳＦＥＴに対する制御部からの駆動信号を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式を決定する動作を示す第１のフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式を決定する動作を示す第２のフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式を決定する動作を示す第３のフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が母線電圧指令値を演算する動作を示すフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式を切り替えるときの負荷と漏洩電流の関係を示す図 実施の形態１の電力変換装置において高速スイッチング方式かつ母線電圧が２６０Ｖのときの交流電流および漏洩電流の波形を示す図 実施の形態１の電力変換装置において高速スイッチング方式かつ母線電圧が２７０Ｖのときの交流電流および漏洩電流の波形を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式をパッシブ動作から部分スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式をパッシブ動作から部分スイッチング方式、および部分スイッチング方式から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す第１の図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式をパッシブ動作から部分スイッチング方式、および部分スイッチング方式から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す第２の図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部がスイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷、母線電圧、および平均Ｄｕｔｙの関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置で検出される交流電源の交流電圧と電源短絡Ｄｕｔｙとの関係を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態３に係る空気調和機の構成例を示す図
以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置および空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、交流電源１および負荷１０に接続される。電力変換装置１００は、交流電源１から出力された交流電力を直流電力に変換し、変換後の直流電力を負荷１０に出力する。交流電源１は、例えば、一般の家庭に供給される商用電源である。負荷１０は、例えば、直流電力を所望の電圧の交流電力に変換するインバータ、空気調和機に搭載されるモータなどである。
電力変換装置１００は、コンバータ２と、リアクトル３と、平滑コンデンサ４と、交流電圧検出器５と、交流電流検出器６と、母線電圧検出器７と、負荷電流検出器８と、制御部９と、を備える。
電力変換装置１００において、交流電源１の一方の端子と、リアクトル３の一方の端子とが接続される。また、リアクトル３の他方の端子と、コンバータ２の入力端子である交流端子の一方の端子とが接続される。リアクトル３は、交流電源１とコンバータ２との間に設けられる。また、交流電源１の他方の端子と、コンバータ２の交流端子の他方の端子とが接続される。交流電源１とコンバータ２との間には、交流電圧検出器５および交流電流検出器６が設置されている。交流電圧検出器５は、交流電源１からの入力電圧である交流電圧Ｖａｃを検出する。交流電流検出器６は、交流電源１からの入力電流である交流電流Ｉａｃを検出する。
電力変換装置１００において、コンバータ２の出力端子である直流端子の両端には、平滑コンデンサ４が並列接続される。また、コンバータ２の直流端子の両端には、負荷１０が接続される。コンバータ２と負荷１０の間には、母線電圧検出器７および負荷電流検出器８が設置されている。母線電圧検出器７は、平滑コンデンサ４の両端電圧であって、母線電圧であるコンバータ２からの出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。負荷電流検出器８は、負荷１０に流れる電流であって、コンバータ２からの出力電流Ｉｏｕｔを検出する。
交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８は、各々、検出結果を制御部９に出力する。交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８から制御部９に出力される検出結果は、コンバータ２の動作状態を示す物理量である。制御部９は、交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８から取得した検出結果、すなわちコンバータ２の動作状態を示す物理量に基づいて、コンバータ２が備えるスイッチング素子である半導体素子を制御する。制御部９は、コンバータ２の半導体素子を制御することによって、力率改善、母線電圧制御などを行う。
コンバータ２は、スイッチング素子で構成され、交流電源１から出力される交流電力を直流電力に変換する。コンバータ２は、スイッチング素子である半導体素子を備える。図１に示すコンバータ２は、半導体素子としてＭＯＳＦＥＴを使用し、フルブリッジ構成したときの例を示すものである。コンバータ２は、スイッチング素子である半導体素子として、ＭＯＳＦＥＴ２１，２２，２３，２４を備える。コンバータ２では、ＭＯＳＦＥＴ２１のソースとＭＯＳＦＥＴ２２のドレインとが接続され、ＭＯＳＦＥＴ２１とＭＯＳＦＥＴ２２との接点にリアクトル３を介して交流電源１の一端が接続される。また、コンバータ２では、ＭＯＳＦＥＴ２３のソースとＭＯＳＦＥＴ２４のドレインとが接続され、ＭＯＳＦＥＴ２３とＭＯＳＦＥＴ２４との接点に交流電源１の他端が接続される。また、コンバータ２では、ＭＯＳＦＥＴ２１のドレインとＭＯＳＦＥＴ２３のドレインとが接続され、ＭＯＳＦＥＴ２２のソースとＭＯＳＦＥＴ２４のソースとが接続される。コンバータ２に用いられる半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴの他、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）であってもよいし、ＧａＮ、ＳｉＣなどで形成されるダイオードであってもよい。ダイオードを用いる場合には、ダイオード以外に少なくとも１つのスイッチング素子が必要である。
図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部９の構成例を示すブロック図である。制御部９は、スイッチング方式切替制御部９１と、母線電圧指令値演算部９２と、駆動信号生成部９３と、を備える。交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８の検出結果は、スイッチング方式切替制御部９１、母線電圧指令値演算部９２、および駆動信号生成部９３に入力される。
スイッチング方式切替制御部９１は、交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８の検出結果に基づいて、コンバータ２のスイッチング方式、詳細には、コンバータ２が備える半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４のスイッチング方式を決定する。スイッチング方式切替制御部９１は、決定したスイッチング方式によって、ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４のスイッチング方式を切り替える。スイッチング方式切替制御部９１は、決定したスイッチング方式を母線電圧指令値演算部９２および駆動信号生成部９３に出力する。スイッチング方式切替制御部９１の詳細な動作については後述する。
母線電圧指令値演算部９２は、交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８の検出結果と、スイッチング方式切替制御部９１で決定されたスイッチング方式とに基づいて、母線電圧指令値を演算する。母線電圧指令値演算部９２は、演算した母線電圧指令値を駆動信号生成部９３に出力する。母線電圧指令値演算部９２の詳細な動作については後述する。
駆動信号生成部９３は、交流電圧検出器５、交流電流検出器６、母線電圧検出器７、および負荷電流検出器８の検出結果と、スイッチング方式切替制御部９１で決定されたスイッチング方式と、母線電圧指令値演算部９２で演算された母線電圧指令値とに基づいて、コンバータ２の駆動信号を生成する。コンバータ２の駆動信号は、コンバータ２が備える半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４のスイッチングを制御するための信号である。駆動信号生成部９３は、生成した駆動信号をコンバータ２に出力する。
ここで、電力変換装置１００において、制御部９によって制御される、コンバータ２が備える半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４を用いたスイッチング方式について説明する。図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００で制御されるパッシブ動作のうちダイオード整流方式のときの交流電流Ｉａｃおよび各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する制御部９からの駆動信号を示す図である。図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００で制御されるパッシブ動作のうち同期整流方式のときの交流電流Ｉａｃおよび各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する制御部９からの駆動信号を示す図である。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００で制御される部分スイッチング方式のときの交流電流Ｉａｃおよび各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する制御部９からの駆動信号を示す図である。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００で制御される高速スイッチング方式のときの交流電流Ｉａｃおよび各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する制御部９からの駆動信号を示す図である。
このように、スイッチング方式切替制御部９１は、切り替え可能なスイッチング方式として、パッシブ動作、部分スイッチング方式、および高速スイッチング方式を有する。図３から図６は、コンバータ２がフルブリッジ構成であって、ＭＯＳＦＥＴ２１，２２をスイッチングアームとし、ＭＯＳＦＥＴ２３，２４を同期整流アームとした場合の各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する駆動信号の例を示している。なお、図３から図６では、記載を簡略化するため、各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する駆動信号を、各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４を表す符号のみで示している。
パッシブ動作は、コンバータ２による昇圧動作を伴わないスイッチング方式であり、ダイオード整流方式および同期整流方式の２つがある。ダイオード整流方式は、図３に示すように、交流電源１の全周期に亘ってＭＯＳＦＥＴ２１〜２４をオフ、すなわちＭＯＳＦＥＴ２１〜２４に対する駆動信号をオフにするスイッチング方式である。同期整流方式は、図４に示すように、交流電源１からの電力の極性に同期して、ＭＯＳＦＥＴ２１，２４を同じタイミングでオンオフし、ＭＯＳＦＥＴ２２，２３を同じタイミングでオンオフするようにスイッチングするように、各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４を制御するスイッチング方式である。なお、本実施の形態では、パッシブ動作として、ダイオード整流方式および同期整流方式の両方を用いてもよいし、ダイオード整流方式または同期整流方式の一方のみを用いてもよい。本実施の形態において、パッシブ動作は、ダイオード整流方式または同期整流方式のうち少なくとも１つのスイッチング方式を含む。
部分スイッチング方式は、図５に示すように、スイッチングアームであるＭＯＳＦＥＴ２１，２２によって、交流電源１の半周期の間にリアクトル３を部分的に交流電源１に短絡される制御が繰り返し規定された回数以下で実施されるスイッチング方式である。部分スイッチング方式では、同期整流アームであるＭＯＳＦＥＴ２３，２４に対する駆動信号をオフにする。
高速スイッチング方式は、図６に示すように、スイッチングアームであるＭＯＳＦＥＴ２１，２２によって、交流電源１の交流全周期に亘ってリアクトル３を規定された周波数で短絡させるようにスイッチングするスイッチング方式である。高速スイッチング方式では、同期整流アームであるＭＯＳＦＥＴ２３，２４に対する駆動信号をオフにする。
なお、図３から図６に示す各スイッチング方式に対する各ＭＯＳＦＥＴ２１〜２４の駆動信号は一例であって、これに限定されない。例えば、部分スイッチング方式および高速スイッチング方式では、同期整流アームであるＭＯＳＦＥＴ２３，２４について、交流電源１の極性に同期してスイッチングを行う同期整流方式でスイッチングを行ってもよい。また、ＭＯＳＦＥＴ２１，２２を同期整流アームとし、ＭＯＳＦＥＴ２３，２４をスイッチングアームとしてもよい。本実施の形態において、ダイオード整流方式、同期整流方式、部分スイッチング方式、および高速スイッチング方式は、各々、特許文献１に記載のダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、および高速スイッチング制御に相当するものである。そのため、各スイッチング方式の詳細な内容については、説明を省略する。
つづいて、電力変換装置１００において、コンバータ２のスイッチング方式を制御する制御部９の動作について説明する。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式を決定する動作を示す第１のフローチャートである。図７では、制御部９がコンバータ２のスイッチング方式として、高速スイッチング方式およびパッシブ動作を切り替える場合について説明する。制御部９において、スイッチング方式切替制御部９１は、コンバータ２から負荷１０に供給される交流電力の大きさを示す負荷Ｌと、予め規定された閾値Ｌｔｈとを比較する（ステップＳ１１）。
スイッチング方式切替制御部９１は、例えば、母線電圧検出器７で検出された出力電圧Ｖｏｕｔ、および負荷電流検出器８で検出された出力電流Ｉｏｕｔなどを用いて負荷Ｌを算出してもよいが、これに限定されない。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷１０に供給される交流電力の状態が把握できればよいので、閾値Ｌｔｈと比較する対象である負荷Ｌについては、出力電圧Ｖｏｕｔとしてもよいし、出力電流Ｉｏｕｔとしてもよい。また、スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌのようにコンバータ２の動作状態を表すものであれば、交流電圧検出器５で検出された交流電圧Ｖａｃ、交流電流検出器６で検出された交流電流Ｉａｃなど、負荷Ｌ以外のパラメータを用いてもよい。以降の説明においても同様とする。
スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈより大きい場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、コンバータ２のスイッチング方式として高速スイッチング方式を選択する（ステップＳ１２）。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ以下の場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、コンバータ２のスイッチング方式としてパッシブ動作を選択する（ステップＳ１３）。
図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式を決定する動作を示す第２のフローチャートである。図８では、制御部９がコンバータ２のスイッチング方式として、部分スイッチング方式およびパッシブ動作を切り替える場合について説明する。制御部９において、スイッチング方式切替制御部９１は、コンバータ２から負荷１０に供給される交流電力の大きさを示す負荷Ｌと、予め規定された閾値Ｌｔｈとを比較する（ステップＳ２１）。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈより大きい場合（ステップＳ２１：Ｙｅｓ）、コンバータ２のスイッチング方式として部分スイッチング方式を選択する（ステップＳ２２）。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ以下の場合（ステップＳ２１：Ｎｏ）、コンバータ２のスイッチング方式としてパッシブ動作を選択する（ステップＳ２３）。
図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式を決定する動作を示す第３のフローチャートである。図９では、制御部９がコンバータ２のスイッチング方式として、高速スイッチング方式、部分スイッチング方式、およびパッシブ動作を切り替える場合について説明する。制御部９において、スイッチング方式切替制御部９１は、コンバータ２から負荷１０に供給される交流電力の大きさを示す負荷Ｌと、予め規定された閾値Ｌｔｈ１とを比較する（ステップＳ３１）。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ１より大きい場合（ステップＳ３１：Ｙｅｓ）、コンバータ２のスイッチング方式として高速スイッチング方式を選択する（ステップＳ３２）。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ１以下の場合（ステップＳ３１：Ｎｏ）、負荷Ｌと予め規定された閾値Ｌｔｈ２とを比較する（ステップＳ３３）。なお、閾値Ｌｔｈ１＞閾値Ｌｔｈ２とする。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ２より大きい場合（ステップＳ３３：Ｙｅｓ）、コンバータ２のスイッチング方式として部分スイッチング方式を選択する（ステップＳ３４）。スイッチング方式切替制御部９１は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ２以下の場合（ステップＳ３３：Ｎｏ）、コンバータ２のスイッチング方式としてパッシブ動作を選択する（ステップＳ３５）。
図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９が母線電圧指令値を演算する動作を示すフローチャートである。制御部９において、母線電圧指令値演算部９２は、コンバータ２から負荷１０に供給される交流電力の大きさを示す負荷Ｌと、予め規定された閾値Ｌｔｈとを比較する（ステップＳ４１）。母線電圧指令値演算部９２は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈより大きい場合（ステップＳ４１：Ｙｅｓ）、負荷Ｌを用いて母線電圧指令値テーブルを参照し、母線電圧指令値を演算する（ステップＳ４２）。母線電圧指令値テーブルは、負荷Ｌの大きさに対応して母線電圧指令値が設定されたテーブルである。母線電圧指令値テーブルは、例えば、電力変換装置１００の生産者またはユーザが、シミュレーションまたは実測した結果などによって、予め設定して母線電圧指令値演算部９２に保持させておく。母線電圧指令値演算部９２は、負荷Ｌが閾値Ｌｔｈ以下の場合（ステップＳ４１：Ｎｏ）、スイッチング方式切替制御部９１によってコンバータ２のスイッチング方式としてパッシブ動作が選択されているため、母線電圧指令値の演算はせず、動作を終了する。
つぎに、スイッチング方式を切り替えるときの、母線電圧指令値演算部９２における母線電圧指令値の演算方法について説明する。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す図である。図１１において、横軸は負荷を示し、縦軸は母線電圧を示す。制御部９は、負荷が小さい場合はパッシブ動作を行い、負荷が増加すると予め規定されたポイントにおいて高速スイッチング方式に切り替える。予め規定されたポイントは、図１１に示すスイッチング方式切り替えタイミングであり、前述の負荷Ｌに対する閾値Ｌｔｈである。
電力変換装置１００は、パッシブ動作の場合、コンバータ２で昇圧動作を行わない。そのため、パッシブ動作中、電力変換装置１００で検出される母線電圧、すなわち母線電圧検出器７で検出される出力電圧Ｖｏｕｔは、成り行きの電圧となる。電力変換装置１００は、高速スイッチング方式に切り替えた後は昇圧動作を行い、負荷に応じて母線電圧を昇圧する。このとき、電力変換装置１００の制御部９は、母線電圧指令値を演算し、母線電圧、すなわち母線電圧検出器７で検出される出力電圧Ｖｏｕｔが母線電圧指令値に追従するように、コンバータ２の昇圧動作を制御する。一般的に、比較例として、従来の電力変換装置は、スイッチング方式が切り替わるタイミングにおいて、負荷の大きさに対する母線電圧の変化を示す変化率が一定になるように、母線電圧指令値を演算していた。
これに対して、制御部９の母線電圧指令値演算部９２は、スイッチング方式が切り替わるタイミングにおいて、負荷が低い状態では、負荷の大きさに対する母線電圧の変化を示す変化率が、一定ではなく、平均の変化率である平均変化率よりも大きくなるように、母線電圧指令値を演算する。すなわち、制御部９は、昇圧比が、比較例としての従来よりも高くなるように、母線電圧指令値を演算する。本実施の形態において、制御部９の母線電圧指令値演算部９２は、コンバータ２の昇圧動作の制御中、負荷の大きさに対する母線電圧の変化の変化率が異なる区間を有するように母線電圧指令値を演算する。すなわち、電力変換装置１００では、コンバータ２の昇圧動作中、母線電圧指令値が出される。
図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式を切り替えるときの負荷と漏洩電流の関係を示す図である。漏洩電流は、前述のように、コンバータ２が備えるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４の寄生容量の充放電電流に起因する電流である。スイッチング方式がパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替わった後の漏洩電流は、本実施の形態のように母線電圧を急激に増加させたときの方が、比較例である従来のように母線電圧を一定の変化率で増加させたときよりも少ない。電力変換装置１００では、制御部９が、スイッチング方式を切り替えるタイミング、図１１および図１２の例ではパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるタイミングで母線電圧を急激に増加させる、すなわち負荷の大きさに対する母線電圧の変化率が平均変化率よりも大きくなるように母線電圧指令値を演算する。これにより、電力変換装置１００は、スイッチング方式を切り替えたタイミングでの漏洩電流を低減することができる。
本実施の形態において、電力変換装置１００が漏洩電流を低減できる理由について具体的に説明する。図１３は、実施の形態１の電力変換装置１００において高速スイッチング方式かつ母線電圧が２６０Ｖのときの交流電流Ｉａｃおよび漏洩電流の波形を示す図である。図１４は、実施の形態１の電力変換装置１００において高速スイッチング方式かつ母線電圧が２７０Ｖのときの交流電流Ｉａｃおよび漏洩電流の波形を示す図である。図１３および図１４において、横軸は時間を示し、縦軸のうち上段は交流電流Ｉａｃを示し、縦軸のうち下段は漏洩電流を示す。図１３および図１４に示すように、電力変換装置１００では、交流電流Ｉａｃがゼロになる期間において漏洩電流が増加する。図１３および図１４を比較すると、交流電流Ｉａｃがゼロになる期間における漏洩電流のピークは、母線電圧２７０Ｖの方が、母線電圧２６０Ｖよりも大きい。一方で、交流電流Ｉａｃがゼロになって漏洩電流が増加する期間は、母線電圧２７０Ｖの方が、母線電圧２６０Ｖよりも短い。すなわち、電力変換装置１００は、図１２から図１４に示す内容から、漏洩電流のピーク値が大きくなっても、漏洩電流の増加期間を短くすることによって、漏洩電流を低減することができる。
母線電圧が増加することで、電力変換装置１００では、力率改善によって漏洩電流が増加する交流電流ゼロ期間が短縮され、漏洩電流が低減される。電力変換装置１００は、母線電圧指令値を比較例である従来よりも高めに演算することによって、コンバータ２での昇圧比を高めに設定できる。その結果、電力変換装置１００は、コンバータ２に対するＤｕｔｙが増加し、交流電流Ｉａｃの波形生成の制御性を向上させることができる。電力変換装置１００は、交流電流Ｉａｃの波形を、より正弦波に近くなるようにできる。一方で、母線電圧が増加することで、電力変換装置１００では、漏洩電流のピーク値が増加する。母線電圧の増加によって、漏洩電流の増加期間の短縮、および漏洩電流のピーク値の増加というトレードオフが発生する。そのため、電力変換装置１００では、母線電圧指令値の演算において最適な設定が必要である。本実施の形態では、前述のように、電力変換装置１００の生産者またはユーザが、シミュレーションまたは実測した結果などによって、予め母線電圧指令値テーブルを設定して、母線電圧指令値演算部９２に保持させておく。
このように、電力変換装置１００の制御部９は、パッシブ動作と高速スイッチング方式との切り替え時において、切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における変化率が、平均変化率より大きくなるように母線電圧指令値を演算する。なお、本実施の形態では、具体的に、図１１および図１２のように、電力変換装置１００の制御部９がコンバータ２のスイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替える場合について説明したが、これに限定されない。
図１５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式をパッシブ動作から部分スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す図である。電力変換装置１００の制御部９は、パッシブ動作と部分スイッチング方式との切り替え時において、切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における変化率が、平均変化率より大きくなるように母線電圧指令値を演算する。
図１６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式をパッシブ動作から部分スイッチング方式、および部分スイッチング方式から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す第１の図である。電力変換装置１００の制御部９は、図１６に示すように、部分スイッチング方式と高速スイッチング方式との切り替え時において、切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における変化率が、平均変化率より大きくなるように母線電圧指令値を演算する。
図１７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式をパッシブ動作から部分スイッチング方式、および部分スイッチング方式から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷と母線電圧の関係を示す第２の図である。電力変換装置１００の制御部９は、図１７に示すように、パッシブ動作と部分スイッチング方式との切り替え時において、切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における変化率が、平均変化率より大きくなるように母線電圧指令値を演算する。また、電力変換装置１００の制御部９は、部分スイッチング方式と高速スイッチング方式との切り替え時において、切り替え時の負荷である第３の負荷から、変化率が一定であって第３の負荷以上の第４の負荷までの区間における変化率が、平均変化率より大きくなるように母線電圧指令値を演算する。
電力変換装置１００は、図１５から図１７に示すいずれの場合においても、スイッチング方式を切り替えたタイミングでの漏洩電流を低減することができる。
ここで、電力変換装置１００で検出される母線電圧と、電力変換装置１００の制御部９がコンバータ２の半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４をオンオフさせるときのＤｕｔｙとの関係について説明する。図１８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部９がスイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるときの負荷、母線電圧、および平均Ｄｕｔｙの関係を示す図である。平均Ｄｕｔｙは、制御部９がコンバータ２の半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４をオンさせるときの平均のＤｕｔｙである。平均Ｄｕｔｙの詳細については後述する。図１８に示すように、電力変換装置１００では、パッシブ動作のときのＤｕｔｙはゼロであり、高速スイッチング方式に切り替わることによってＤｕｔｙが発生する。比較例である従来の電力変換装置は、スイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるタイミングにおいて、負荷の大きさに対する母線電圧の変化率が一定になるように、平均Ｄｕｔｙを設定していた。本実施の形態では、電力変換装置１００は、スイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるタイミングにおいて、負荷の大きさに対する母線電圧の変化率が平均変化率よりも大きくなるように平均Ｄｕｔｙを設定する。この結果、電力変換装置１００では、スイッチング方式をパッシブ動作から高速スイッチング方式に切り替えるタイミングにおいて、負荷の大きさに対する平均Ｄｕｔｙの変化率が平均変化率よりも大きくなるように平均Ｄｕｔｙを設定する。
平均Ｄｕｔｙについて説明する。図１９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００で検出される交流電源１の交流電圧Ｖａｃと電源短絡Ｄｕｔｙとの関係を示す図である。図１９に示すように、電源短絡Ｄｕｔｙは、交流電圧Ｖａｃがゼロに近づくに連れて大きくなり、交流電圧Ｖａｃがピークに近づくに連れて小さくなる。この電源短絡Ｄｕｔｙの平均値を、平均Ｄｕｔｙと定義する。
つづいて、電力変換装置１００が備える制御部９のハードウェア構成について説明する。図２０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部９を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部９は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部９は、コンバータ２のスイッチング方式を切り替えるタイミングのうち少なくとも１つのタイミングにおいて、負荷の大きい方の区間であって変化率が一定の区間における変化率が、コンバータ２の昇圧動作中の変化率の平均である平均変化率より大きくなるように母線電圧指令値を演算することとした。これにより、電力変換装置１００は、スイッチング方式を切り替えた場合の、コンバータ２が備えるＭＯＳＦＥＴ２１〜２４で発生する漏洩電流を低減することができる。
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
図２１は、実施の形態２に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。
インバータ４１は、ＩＧＢＴをはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。
モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部９と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部９は、１つの回路で実現してもよい。
電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、コンバータ２の制御に必要な母線電圧である出力電圧Ｖｏｕｔが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である出力電圧Ｖｏｕｔにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、出力電圧Ｖｏｕｔにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、出力電圧Ｖｏｕｔを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、出力電圧Ｖｏｕｔを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。
実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態２で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。
図２２は、実施の形態３に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態２のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。
圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。
また、本実施の形態では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。
また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な出力電圧Ｖｏｕｔは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクトル３を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクトル３を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。
また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクトル３の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
１ 交流電源、２ コンバータ、３ リアクトル、４ 平滑コンデンサ、５ 交流電圧検出器、６ 交流電流検出器、７ 母線電圧検出器、８ 負荷電流検出器、９ 制御部、１０ 負荷、２１〜２４ ＭＯＳＦＥＴ、４１ インバータ、４２ モータ、４３ インバータ制御部、４４ モータ電流検出部、８１ 圧縮機、８２ 四方弁、８３ 室外熱交換器、８４ 膨張弁、８５ 室内熱交換器、８６ 冷媒配管、８７ 圧縮機構、９１ スイッチング方式切替制御部、９２ 母線電圧指令値演算部、９３ 駆動信号生成部、１００ 電力変換装置、１０１ モータ駆動装置、２０１ プロセッサ、２０２ メモリ、７００ 空気調和機。

Claims (10)

  1. スイッチング素子で構成され、交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
    前記交流電源と前記コンバータとの間に設けられるリアクトルと、
    前記コンバータの直流端子の両端に接続される平滑コンデンサと、
    前記コンバータの動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
    を備え、
    前記コンバータの昇圧動作中、前記物理量から得られる負荷の大きさに対する前記物理量に含まれる母線電圧の変化の変化率が異なる区間を有するように母線電圧指令値が出される電力変換装置。
  2. 前記物理量に基づいて、前記コンバータのスイッチング方式を決定するスイッチング方式切替制御部と、
    前記物理量および前記スイッチング方式切替制御部で決定された前記スイッチング方式に基づいて、前記母線電圧指令値を演算する母線電圧指令値演算部と、
    を備え、
    前記母線電圧指令値演算部は、前記スイッチング方式が切り替わるタイミングのうち少なくとも１つのタイミングにおいて、前記負荷の大きい方の区間であって変化率が一定の区間における前記変化率が、前記コンバータの昇圧動作中の変化率の平均である平均変化率より大きくなるように前記母線電圧指令値を演算する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記スイッチング方式切替制御部は、前記スイッチング方式として、
    前記交流電源の全周期に亘って前記スイッチング素子をオフするダイオード整流方式、または前記交流電源の電力の極性に同期して前記スイッチング素子を制御する同期整流方式のうち少なくとも１つのスイッチング方式を含むパッシブ動作と、
    前記交流電源の半周期の間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡される制御が繰り返し規定された回数以下で実施される部分スイッチング方式と、
    を有する請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記スイッチング方式切替制御部は、前記スイッチング方式として、
    前記交流電源の全周期に亘って前記スイッチング素子をオフするダイオード整流方式、または前記交流電源の電力の極性に同期して前記スイッチング素子を制御する同期整流方式のうち少なくとも１つのスイッチング方式を含むパッシブ動作と、
    前記交流電源の交流全周期に亘って前記リアクトルを規定された周波数で短絡させるようにスイッチングする高速スイッチング方式と、
    を有する請求項２に記載の電力変換装置。
  5. 前記スイッチング方式切替制御部は、前記スイッチング方式として、
    前記交流電源の全周期に亘って前記スイッチング素子をオフするダイオード整流方式、または前記交流電源の電力の極性に同期して前記スイッチング素子を制御する同期整流方式のうち少なくとも１つのスイッチング方式を含むパッシブ動作と、
    前記交流電源の半周期の間に前記リアクトルを部分的に前記交流電源に短絡される制御が繰り返し規定された回数以下で実施される部分スイッチング方式と、
    前記交流電源の交流全周期に亘って前記リアクトルを規定された周波数で短絡させるようにスイッチングする高速スイッチング方式と、
    を有する請求項２に記載の電力変換装置。
  6. 前記パッシブ動作と前記部分スイッチング方式との切り替え時において、前記切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって前記第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における前記変化率が、前記平均変化率より大きくなるように前記母線電圧指令値が出される請求項３または５に記載の電力変換装置。
  7. 前記パッシブ動作と前記高速スイッチング方式との切り替え時において、前記切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって前記第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における前記変化率が、前記平均変化率より大きくなるように前記母線電圧指令値が出される請求項４または５に記載の電力変換装置。
  8. 前記部分スイッチング方式と前記高速スイッチング方式との切り替え時において、前記切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって前記第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における前記変化率が、前記平均変化率より大きくなるように前記母線電圧指令値が出される請求項５に記載の電力変換装置。
  9. 前記パッシブ動作と前記部分スイッチング方式との切り替え時において、前記切り替え時の負荷である第１の負荷から、変化率が一定であって前記第１の負荷以上の第２の負荷までの区間における前記変化率が、前記平均変化率より大きくなるように前記母線電圧指令値が出され、
    前記部分スイッチング方式と前記高速スイッチング方式との切り替え時において、前記切り替え時の負荷である第３の負荷から、変化率が一定であって前記第３の負荷以上の第４の負荷までの区間における前記変化率が、前記平均変化率より大きくなるように前記母線電圧指令値が出される請求項５に記載の電力変換装置。
  10. モータと、
    請求項１から９のいずれか１つに記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
    を備える空気調和機。
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