WO2021038884A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機 Download PDF

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WO2021038884A1
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power
switching element
power supply
control
conversion device
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啓介 植村
和徳 畠山
有澤　浩一
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三菱電機株式会社
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    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
    • F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
    • F24F11/00—Control or safety arrangements
    • F24F11/88—Electrical aspects, e.g. circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power converter, a motor drive device, and an air conditioner that convert AC power into DC power.
  • a power conversion device using a bridgeless circuit can perform control for boosting the voltage of AC power, power factor improvement control, synchronous rectification control for rectifying AC power, and the like by turning on and off a switching element.
  • Patent Document 1 discloses a technique in which a power conversion device performs synchronous rectification control, boost control, power factor improvement control, and the like using a bridgeless circuit.
  • the power conversion device described in Patent Document 1 controls on / off of a switching element according to the magnitude of a load, and controls a control mode, specifically, diode rectification control, synchronous rectification control, partial switching control, and high-speed switching control. Various operations are performed by switching.
  • a MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the characteristics of diodes and MOSFETs used in bridgeless circuits change depending on the temperature. Specifically, the diode has a smaller forward voltage drop as the temperature rises. The on-resistance of the MOSFET increases as the temperature rises.
  • the power conversion device described in Patent Document 1 increases the amount of heat generated by the MOSFET when high-speed switching control and synchronous rectification control are performed under a high load condition. Therefore, in the power conversion device described in Patent Document 1, the ambient temperature rises due to the heat generated by the MOSFET, a vicious cycle occurs in which the on-resistance increases and the amount of heat generated further increases, which deteriorates efficiency and causes thermal runaway. There was a problem that it could lead to. To solve such problems, a method of selecting diode rectification control or synchronous rectification control according to the temperature can be considered, but a dedicated temperature sensor is required, the number of parts increases, the size of the device increases, and the cost increases. A new problem arises that leads to conversion.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a power conversion device capable of realizing highly efficient operation while suppressing an increase in size of the device and the occurrence of thermal runaway.
  • the power conversion device has a reactor having a first end portion and a second end portion, and the first end portion is connected to an AC power source.
  • a rectifier circuit that is connected to the second end of the reactor, has a diode and at least one switching element, converts the AC voltage output from the AC power supply into a DC voltage, and detects the physical quantity that indicates the operating state of the rectifier circuit.
  • the detection unit is provided.
  • the power conversion device switches whether the current from the AC power supply is passed through the diode or the switching element in the rectifier circuit according to the physical quantity or the value obtained from the physical quantity.
  • the power conversion device has the effect of being able to realize highly efficient operation while suppressing the increase in size of the device and the occurrence of thermal runaway.
  • the power conversion device, the motor drive device, and the air conditioner according to the embodiment of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
  • the present invention is not limited to this embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of the power conversion device 100 according to the first embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 100 is a power supply device having an AC / DC conversion function that converts the AC power supplied from the AC power supply 1 into DC power and applies it to the load 50 by using the rectifier circuit 3.
  • the power conversion device 100 includes a reactor 2, a rectifier circuit 3, a smoothing capacitor 4, a power supply voltage detection unit 5, a power supply current detection unit 6, a bus voltage detection unit 7, and a control unit. It is provided with 10.
  • the reactor 2 includes a first end portion and a second end portion, and the first end portion is connected to the AC power supply 1.
  • the rectifier circuit 3 is a circuit in which two switching elements in which diodes are connected in parallel are provided in series and two arms are connected in parallel.
  • the rectifier circuit 3 includes a first arm 31 which is a first circuit and a second arm 32 which is a second circuit.
  • the first arm 31 includes a switching element 311 and a switching element 312 connected in series.
  • a parasitic diode 311a is formed on the switching element 311.
  • the parasitic diode 311a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 311.
  • a parasitic diode 312a is formed on the switching element 312.
  • the parasitic diode 312a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 312.
  • Each of the parasitic diodes 311a and 312a is a diode used as a freewheeling diode.
  • the second arm 32 includes a switching element 321 and a switching element 322 connected in series.
  • the second arm 32 is connected in parallel to the first arm 31.
  • a parasitic diode 321a is formed on the switching element 321.
  • the parasitic diode 321a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 321.
  • a parasitic diode 322a is formed on the switching element 322.
  • the parasitic diode 322a is connected in parallel between the drain and the source of the switching element 322.
  • Each of the parasitic diodes 321a and 322a is a diode used as a freewheeling diode.
  • the power conversion device 100 includes a first wiring 501 and a second wiring 502, each of which is connected to the AC power supply 1, and a reactor 2 arranged in the first wiring 501.
  • the first arm 31 includes a switching element 311 which is a first switching element, a switching element 312 which is a second switching element, and a third wiring 503 having a first connection point 506.
  • the switching element 311 and the switching element 312 are connected in series by the third wiring 503.
  • the first wiring 501 is connected to the first connection point 506.
  • the first connection point 506 is connected to the AC power supply 1 via the first wiring 501 and the reactor 2.
  • the first connection point 506 is connected to the second end of the reactor 2.
  • the second arm 32 includes a switching element 321 which is a third switching element, a switching element 322 which is a fourth switching element, and a fourth wiring 504 including a second connection point 508.
  • the 321 and the switching element 322 are connected in series by the fourth wiring 504.
  • a second wiring 502 is connected to the second connection point 508.
  • the second connection point 508 is connected to the AC power supply 1 via the second wiring 502.
  • the rectifier circuit 3 may include at least one switching element and can convert an AC voltage output from the AC power supply 1 into a DC voltage.
  • the smoothing capacitor 4 is a capacitor connected in parallel to the rectifier circuit 3, specifically, the second arm 32.
  • one end of the switching element 311 is connected to the positive side of the smoothing capacitor 4
  • the other end of the switching element 311 and one end of the switching element 312 are connected
  • the other end of the switching element 312 is the negative of the smoothing capacitor 4. It is connected to the side.
  • the switching elements 311, 312, 321 and 322 are composed of MOSFETs.
  • the switching elements 311, 312, 321 and 322 are composed of a wide band gap (WBG) semiconductor such as gallium nitride (GaN), silicon carbide (Silicon Carbide: SiC), diamond or aluminum nitride.
  • WBG wide band gap
  • GaN gallium nitride
  • SiC silicon carbide
  • a MOSFET can be used.
  • the withstand voltage resistance is high and the allowable current density is also high, so that the module can be miniaturized. Since the WBG semiconductor has high heat resistance, it is possible to miniaturize the heat radiating fins of the heat radiating portion.
  • the control unit 10 operates a drive signal for operating the switching elements 311, 312, 321 and 322 of the rectifier circuit 3 based on the signals output from the power supply voltage detection unit 5, the power supply current detection unit 6 and the bus voltage detection unit 7, respectively.
  • the power supply voltage detection unit 5 is a voltage detection unit that detects the power supply voltage Vs, which is the voltage value of the output voltage of the AC power supply 1, and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
  • the power supply current detection unit 6 is a current detection unit that detects the power supply current Is, which is the current value of the current output from the AC power supply 1, and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
  • the power supply current Is is the current value of the current flowing between the AC power supply 1 and the rectifier circuit 3. Since the power supply current detection unit 6 only needs to be able to detect the current flowing through the rectifier circuit 3, the installation position is not limited to the example of FIG. 1, and may be between the rectifier circuit 3 and the smoothing capacitor 4. It may be between the smoothing capacitor 4 and the load 50.
  • the bus voltage detection unit 7 is a voltage detection unit that detects the bus voltage Vdc and outputs an electric signal indicating the detection result to the control unit 10.
  • the bus voltage Vdc is a voltage obtained by smoothing the output voltage of the rectifier circuit 3 with the smoothing capacitor 4.
  • the power supply voltage detection unit 5, the power supply current detection unit 6, and the bus voltage detection unit 7 may be simply referred to as a detection unit. Further, the power supply voltage Vs detected by the power supply voltage detection unit 5, the power supply current Is detected by the power supply current detection unit 6, and the bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection unit 7 are used to determine the operating state of the rectifier circuit 3. It may be referred to as the indicated physical quantity.
  • the control unit 10 controls on / off of the switching elements 311, 312, 321 and 322 according to the power supply voltage Vs, the power supply current Is, and the bus voltage Vdc. The control unit 10 may control the on / off of the switching elements 311, 312, 321 and 322 by using at least one of the power supply voltage Vs, the power supply current Is, and the bus voltage Vdc.
  • the switching elements 311, 321 connected to the positive side of the AC power supply 1, that is, the positive electrode terminal of the AC power supply 1 may be referred to as upper switching elements.
  • the switching elements 312 and 322 connected to the negative side of the AC power supply 1, that is, the negative electrode terminal of the AC power supply 1, may be referred to as a lower switching element.
  • the upper switching element and the lower switching element operate complementarily. That is, when one of the upper switching element and the lower switching element is on, the other is off.
  • the switching elements 311, 312 constituting the first arm 31 are driven by a PWM signal, which is a drive signal generated by the control unit 10.
  • the on or off operation of the switching elements 311, 312 according to the PWM signal is also referred to as a switching operation below.
  • the short circuit of the smoothing capacitor 4 is referred to as a capacitor short circuit.
  • Capacitor short circuit is a state in which the energy stored in the smoothing capacitor 4 is released and the current is regenerated in the AC power supply 1.
  • the switching elements 321 and 322 constituting the second arm 32 are turned on or off by the drive signal generated by the control unit 10.
  • the switching elements 321 and 322 are basically turned on or off depending on the polarity of the power supply voltage, which is the polarity of the voltage output from the AC power supply 1. Specifically, when the power supply voltage polarity is positive, the switching element 322 is on and the switching element 321 is off, and when the power supply voltage polarity is negative, the switching element 321 is on and switching. Element 322 is off. Note that FIG.
  • FIG. 1 shows a drive signal for controlling the on / off of the switching elements 321 and 322 with an arrow directed from the control unit 10 to the rectifier circuit 3, and the above-mentioned PWM signal for controlling the on / off of the switching elements 311, 312.
  • FIG. 2 is a diagram showing another example of the rectifier circuit 3 included in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing another example of the rectifier circuit 3 included in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the rectifier circuit 3 may have a circuit configuration in which switching elements 311, 312 and diodes 321b and 322b are used in combination. Even with the circuit configuration shown in FIG. 2, the effect of the present embodiment can be obtained. However, in the case of the configuration of the rectifier circuit 3 shown in FIG. 2, the power conversion device 100 controls the on / off of the switching elements 311, 312. Hereinafter, the power conversion device 100 shown in FIG. 1 will be described as an example.
  • FIG. 3 is a schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET constituting the switching element 311, 312, 321 and 322 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 illustrates an n-type MOSFET.
  • a p-type semiconductor substrate 600 is used as shown in FIG.
  • a source electrode S, a drain electrode D, and a gate electrode G are formed on the semiconductor substrate 600.
  • High-concentration impurities are ion-implanted into the portions in contact with the source electrode S and the drain electrode D to form an n-type region 601.
  • an oxide insulating film 602 is formed between the portion where the n-type region 601 is not formed and the gate electrode G. That is, an oxide insulating film 602 is interposed between the gate electrode G and the p-type region 603 of the semiconductor substrate 600.
  • Channel 604 is an n-type channel in the example of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing a path of a current flowing through the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the switching elements 311, 312, 321 and 322 are designated by reference numerals.
  • the switching element turned on for synchronous rectification control is indicated by a solid circle, and the switching element turned on due to a power short circuit is indicated by a dotted circle.
  • FIG. 4A is a diagram showing a path of a current flowing through the power conversion device 100 according to the first embodiment when the absolute value of the power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is positive. ..
  • the power supply voltage polarity is positive
  • the switching element 311 and the switching element 321 are on
  • the switching element 312 and the switching element 322 are off.
  • the switching element 311 is turned on for synchronous rectification control
  • the switching element 321 is turned on for a power short circuit.
  • FIG. 4A shows a state of the power supply short-circuit mode when the power supply voltage polarity is positive.
  • the current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element 311, the switching element 321 and the AC power supply 1, and a power supply short-circuit path that does not pass through the smoothing capacitor 4 is formed.
  • the power short-circuit path is formed by the current flowing through each channel of the switching element 311 and the switching element 321 instead of the current flowing through the parasitic diode 311a and the parasitic diode 321a. ..
  • FIG. 4B is a diagram showing a path of a current flowing through the power conversion device 100 according to the first embodiment when the absolute value of the power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is positive. ..
  • the power supply voltage polarity is positive
  • the switching element 311 and the switching element 322 are on
  • the switching element 312 and the switching element 321 are off.
  • the switching element 311 and the switching element 322 are turned on for synchronous rectification control.
  • FIG. 4B shows the state of the load power supply mode when the power supply voltage polarity is positive. In this state, the current flows in the order of the AC power supply 1, the reactor 2, the switching element 311, the smoothing capacitor 4, the switching element 322, and the AC power supply 1.
  • the synchronous rectification control is performed by the current flowing through each channel of the switching element 311 and the switching element 322 instead of the current flowing through the parasitic diode 311a and the parasitic diode 322a.
  • FIG. 4C is a diagram showing a path of a current flowing through the power conversion device 100 according to the first embodiment when the absolute value of the power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is negative. ..
  • the power supply voltage polarity is negative
  • the switching element 312 and the switching element 322 are on
  • the switching element 311 and the switching element 321 are off.
  • the switching element 312 is turned on for synchronous rectification control and the switching element 322 is turned on for a power short circuit.
  • FIG. 4C shows the state of the power supply short-circuit mode when the power supply voltage polarity is negative.
  • the power short-circuit path is formed by the current flowing through each channel of the switching element 322 and the switching element 312 instead of the current flowing through the parasitic diode 322a and the parasitic diode 312a. ..
  • FIG. 4D is a diagram showing a path of a current flowing through the power conversion device 100 according to the first embodiment when the absolute value of the power supply current Is is larger than the current threshold value and the power supply voltage polarity is negative. ..
  • the power supply voltage polarity is negative
  • the switching element 312 and the switching element 321 are on
  • the switching element 311 and the switching element 322 are off.
  • the switching element 312 and the switching element 321 are turned on for synchronous rectification control.
  • FIG. 4D shows the state of the load power supply mode when the power supply voltage polarity is negative. In this state, current flows in the order of the AC power supply 1, the switching element 321, the smoothing capacitor 4, the switching element 312, the reactor 2, and the AC power supply 1.
  • the synchronous rectification control is performed by the current flowing through each channel of the switching element 321 and the switching element 312 instead of the current flowing through the parasitic diode 321a and the parasitic diode 312a.
  • the control unit 10 can control the values of the power supply current Is and the bus voltage Vdc by controlling the switching of the current path described above. Specifically, the control unit 10 controls the power factor improvement control and the boost control by controlling the on / off of the switching elements 311, 312, 321 and 322 so as to generate a current path for short-circuiting the power supply via the reactor 2. Do. When the power supply voltage polarity is positive, the power conversion device 100 continuously switches between the load power supply mode shown in FIG. 4 (b) and the power supply short-circuit mode shown in FIG. 4 (a), and when the power supply voltage polarity is negative. By continuously switching between the load power supply mode shown in FIG. 4 (d) and the power supply short-circuit mode shown in FIG.
  • the control unit 10 sets the switching frequency of the switching elements 311, 312 that perform the switching operation by PWM to be higher than the switching frequency of the switching elements 321 and 322 that perform the switching operation according to the polarity of the power supply voltage Vs. Therefore, the on / off of the switching elements 311, 312, 321 and 322 is controlled.
  • switching elements 311, 312, 321 and 322 when the switching elements 311, 312, 321 and 322 are not distinguished, they may be simply referred to as switching elements.
  • the parasitic diodes 311a, 312a, 321a, and 322a are not distinguished, they may be simply referred to as parasitic diodes.
  • the switching pattern of each switching element shown in FIG. 4 is an example, and the power conversion device 100 can have a current path other than the switching pattern of each switching element shown in FIG.
  • the power conversion device 100 can obtain the effect of the present embodiment in any switching pattern.
  • FIG. 5 is a diagram showing the timing at which the control unit 10 turns on the switching element in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis is time.
  • Vs is the power supply voltage Vs detected by the power supply voltage detection unit 5
  • Is is the power supply current Is detected by the power supply current detection unit 6.
  • FIG. 5 shows that the switching elements 311, 312 are current-synchronized switching elements whose on / off is controlled according to the polarity of the power supply current Is, and the switching elements 321 and 322 correspond to the polarity of the power supply voltage Vs.
  • FIG. 5 shows one cycle of AC power output from the AC power source 1, the control unit 10 shall perform the same control as the control shown in FIG. 5 in other cycles.
  • the control unit 10 When the power supply voltage polarity is positive, the control unit 10 turns on the switching element 322 and turns off the switching element 321. Further, when the power supply voltage polarity is negative, the control unit 10 turns on the switching element 321 and turns off the switching element 322.
  • the timing at which the switching element 322 is turned from on to off and the timing at which the switching element 321 is turned from off to on are the same timing, but the timing is not limited to this.
  • the control unit 10 may provide a dead time during which the switching elements 321 and 322 are both turned off between the timing at which the switching element 322 is turned from on to off and the timing at which the switching element 321 is turned from off to on.
  • the control unit 10 provides a dead time during which the switching elements 321 and 322 are both turned off between the timing at which the switching element 321 is turned from on to off and the timing at which the switching element 322 is turned from off to on. May be good.
  • the control unit 10 When the power supply voltage polarity is positive, the control unit 10 turns on the switching element 311 when the absolute value of the power supply current Is becomes equal to or higher than the current threshold value Is. After that, the control unit 10 turns off the switching element 311 when the absolute value of the power supply current Is becomes smaller and the absolute value of the power supply current Is becomes smaller than the current threshold value Is. Further, when the power supply voltage polarity is negative, the control unit 10 turns on the switching element 312 when the absolute value of the power supply current Is becomes equal to or higher than the current threshold value Is. After that, the control unit 10 turns off the switching element 312 when the absolute value of the power supply current Is becomes smaller and the absolute value of the power supply current Is becomes smaller than the current threshold value Is.
  • the control unit 10 controls so that the switching element 311 and the switching element 321 of the upper switching element do not turn on at the same time, and the switching element of the lower switching element. It is controlled so that the 312 and the switching element 322 are not turned on at the same time. As a result, the control unit 10 can prevent a capacitor short circuit in the power conversion device 100.
  • the control unit 10 can improve the efficiency of the power conversion device 100 by turning each switching element on and off as shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of an AC current control method using the power short-circuit mode and the load power supply mode of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 for each AC current control method of passive control, simple switching control, and full PAM control that continuously performs PAM (Pulse Amplitude Modulation) control, the waveform of the power supply voltage Vs and the waveform of the power supply current Is.
  • PAM Pulse Amplitude Modulation
  • Passive control is in the same control state as the above-mentioned example of FIG.
  • the control unit 10 does not control on / off of each switching element by a PWM signal.
  • Passive control has a feature that the loss due to turning on and off of the switching element is small, but the ability to suppress harmonics is inferior to other AC current control methods.
  • the simple switching control is a control mode in which the control unit 10 executes the power supply short circuit mode once or several times during the power supply half cycle.
  • a feature of simple switching control is that the number of switchings is small, so the switching loss is small.
  • it is difficult to completely control the AC current waveform in a sinusoidal shape because the number of switchings is small, so the improvement rate of the power factor is small.
  • Full PAM control is a control mode in which the control unit 10 continuously switches between the power supply short-circuit mode and the load power supply mode, and the switching frequency is set to several kHz or more.
  • the feature of full PAM control is that the power factor short-circuit mode and the load power supply mode are continuously switched, so that the power factor improvement rate is high.
  • the number of switchings is large, so the switching loss is large.
  • the common point between simple switching control and full PAM control is that the power factor can be improved compared to passive control.
  • FIG. 7 is a first flowchart showing a control mode switching operation in the control unit 10 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 10 selects a control mode according to the input power Pin input from the AC power supply 1 to the power conversion device 100.
  • the control unit 10 can calculate the input power Pin by using the power supply voltage Vs detected by the power supply voltage detection unit 5 and the power supply current Is detected by the power supply current detection unit 6.
  • control unit 10 replaces the input power Pin with parameters correlating with the input power Pin, such as a power supply voltage Vs, a power supply current Is, a bus voltage Vdc detected by the bus voltage detection unit 7, and a power conversion device.
  • the control may be performed using the operating conditions of the load 50 of 100 and the like. That is, the control unit 10 may perform control according to a physical quantity or a value obtained from the physical quantity.
  • the physical quantity is, for example, a power supply voltage Vs which is an input voltage from the AC power supply 1 to the power conversion device 100 or a power supply current Is which is an input current, or a bus voltage Vdc which is an output voltage from the power conversion device 100. Is.
  • the value obtained from the physical quantity is, for example, the input power Pin from the AC power supply 1 to the power conversion device 100. The same shall apply in the following description of the flowchart.
  • the control unit 10 compares the input power Pin with the predetermined threshold value Pin_th1 (step S1). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 (step S1: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the predetermined threshold Pin_th2 (step S2). It should be noted that the threshold value Pin_th1 ⁇ threshold value Pin_th2. When the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th2 (step S2: Yes), the control unit 10 selects full PAM control as the power factor improvement control (step S3). For example, assume that the power converter 100 is mounted on an air conditioner. The air conditioner requires converter operation in consideration of breaker restrictions. In an air conditioner, as the load increases, the current flowing through the alternating current also increases.
  • the power converter 100 performs full PAM control under the condition that the input power Pin is larger than that in the case where it is mounted on the air conditioner.
  • step S2 When the input power Pin is equal to or less than the threshold Pin_th2 (step S2: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 and equal to or less than the threshold Pin_th2, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control (step). S4). In this way, the control unit 10 determines the control content of the power factor improvement control according to the input power Pin, that is, the physical quantity or the value obtained from the physical quantity.
  • the control unit 10 stops the power factor improvement control (step S5).
  • the control unit 10 performs a power short-circuit operation in the rectifier circuit 3, so that the number of switchings increases and the switching loss due to the switching element increases.
  • the power factor improvement control is not necessary due to the breaker capacity or the like. Performing power factor improvement control in a region where the input power Pin is small causes an unnecessary loss. Therefore, the control unit 10 does not perform power factor improvement control in the region where the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th1.
  • the threshold value Pin_th1 and the threshold value Pin_th2 are set in advance by the user or the producer of the power conversion device 100 assuming the operation of the load 50 connected to the power conversion device 100 in advance.
  • control unit 10 selects simple switching control or full PAM control as the force factor improvement control using two thresholds has been described, but this is an example and is not limited thereto.
  • the control unit 10 may select only the simple switching control or only the full PAM control as the power factor improvement control using one threshold value. The same shall apply in the following description of the flowchart.
  • the switching elements indicated by the dotted circles are switching elements that are turned on to generate the power supply short-circuit path.
  • the switching elements indicated by solid circles are switching elements that are turned on to perform synchronous rectification control.
  • FIG. 4 it is premised that the power conversion device 100 simultaneously performs synchronous rectification control together with the power short-circuit mode or the load power supply mode.
  • FIG. 8 it is also possible to perform control in combination with diode rectification control.
  • FIG. 8 is a diagram showing another example of the path of the current flowing through the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 10 can realize the power short-circuit mode and the load power supply mode even when all the switching elements other than the switching element that performs the power short-circuit switching are turned off.
  • the control unit 10 can cause the power conversion device 100 to perform a desired operation without necessarily performing synchronous rectification control.
  • FIG. 8 shows the switching pattern of each switching element under the condition that the synchronous rectification control is completely stopped, but the control unit 10 uses the synchronous rectification control shown in FIG. 4 and the diode rectification control shown in FIG. 8 in combination. May be controlled.
  • the loss of a semiconductor element is divided into a conduction loss and a switching loss.
  • the conduction loss tends to increase in proportion to the magnitude of the current conducted through the semiconductor element or in proportion to the square of the magnitude of the current.
  • the switching loss is determined by the product of the current and the voltage in the overlapping section in the schematic diagram of the switching waveform shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a switching loss generated in a general switching element used in the power conversion device 100 or the like according to the first embodiment.
  • Current i D and the voltage v DS according to the switching element is ideally falls rising or falling vertically, actually, as shown in FIG. 9, it takes time until the value as possible changes, the switching loss during this period appear.
  • the control unit 10 switches twice per switching element in one cycle of the power supply, that is, turns on once and turns off once. Do. In this case, since switching is performed in a section where the conduction current is small, the switching loss is very small, and it can be said that the conduction loss is dominant.
  • the control unit 10 performs switching in a region where the power supply current Is and the power supply voltage Vs are high, so that the switching loss is large and switching depends on the characteristics of the switching element. Loss dominates.
  • FIG. 10 is a diagram showing the temperature characteristics of a MOSFET which is a switching element used in the rectifier circuit 3 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the horizontal axis represents the current and the vertical axis represents the on-resistance.
  • FIG. 10 shows the difference in the on-resistance of the MOSFET depending on the temperature, and shows that the higher the temperature, the larger the on-resistance, that is, the larger the drain-source voltage.
  • FIG. 11 is a diagram showing the temperature characteristics of a general diode such as a parasitic diode used in the rectifier circuit 3 of the power conversion device 100 according to the first embodiment. In FIG. 11, the horizontal axis represents the forward voltage and the vertical axis represents the current. FIG. 11 shows the difference in the forward voltage drop of the diode depending on the temperature, and shows that the higher the temperature, the smaller the forward voltage drop.
  • the power converter 100 selects diode rectification control under conditions where the temperature of the semiconductor device is high, for example, when power factor improvement control is performed in which the loss of the switching element is large. It is possible to operate with higher efficiency. That is, the control unit 10 of the power conversion device 100 performs switching as shown in FIG. 8 when performing power factor improvement control. As a result, the power converter 100 can be operated with high efficiency and high reliability.
  • the control unit 10 selects the synchronous rectification control shown in FIG. 4 when the power factor improvement control is not performed. This is because, in the rectifier circuit 3, the loss is smaller when the MOSFET is conducted than the diode. Further, since the synchronous rectification control does not perform the power short-circuit operation, switching loss does not occur, so that the loss can be reduced as compared with the power factor improvement control in which the power short-circuit operation is performed.
  • FIG. 12 is a second flowchart showing a control mode switching operation in the control unit 10 of the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 12 adds the selection of diode rectification control and synchronous rectification control to the flowchart shown in FIG. 7.
  • the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th1 (step S11). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 (step S11: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th2 (step S12). When the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th2 (step S12: Yes), the control unit 10 selects full PAM control as the power factor improvement control and selects diode rectification control (step S13). When the input power Pin is equal to or less than the threshold Pin_th2 (step S12: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 and equal to or less than the threshold Pin_th2, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control. The diode rectification control is selected (step S14). As described above, the control unit 10 selects the diode rectification control when the power factor improvement control is performed, that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th1.
  • step S11 When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th1 (step S11: No), the control unit 10 stops the power factor improvement control and selects the synchronous rectification control (step S15). This is because, as described above, when the power factor improvement control is stopped, the switching loss is very small, so that the temperature rise of the semiconductor element becomes smaller than during the power factor improvement control.
  • the power conversion device 100 can be operated with higher efficiency in the synchronous rectification control in which the power factor improvement control is stopped and the MOSFET is made conductive.
  • the control unit 10 causes the current from the AC power supply 1 to pass through the diode in the rectifier circuit 3 according to the input power Pin, that is, the physical quantity or the value obtained from the physical quantity. Switch whether to pass through the switching element.
  • the control unit 10 supplies a current from the AC power supply 1 to either the diode or the switching element in the rectifier circuit 3 according to the input power Pin, that is, the physical quantity or the value obtained from the physical quantity. Pass through the diode in one or more of the sections that can be passed through.
  • the section in which the current from the AC power supply 1 can be passed through either the diode or the switching element in the rectifier circuit 3 is, for example, in the path of the current flowing through the power conversion device 100 shown in FIG.
  • the section in which the current from the AC power supply 1 can be passed through either the diode or the switching element is, for example, in the path of the current flowing through the power conversion device 100 shown in FIG.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the control unit 10 included in the power conversion device 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 10 is realized by the processor 201 and the memory 202.
  • the processor 201 is a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)), or system LSI (Large Scale Integration).
  • the memory 202 is non-volatile or volatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), and EPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory).
  • the semiconductor memory of is illustrated.
  • the memory 202 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a mini disk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • the control unit 10 when the control unit 10 performs power factor improvement control in consideration of the temperature characteristics of the diodes and MOSFETs constituting the rectifier circuit 3.
  • the diode rectification control was selected, and the synchronous rectification control was selected when the power factor improvement control was not performed.
  • the control unit 10 does not need to add a dedicated temperature sensor or the like, so that it is possible to suppress the increase in size of the device, further suppress the occurrence of thermal runaway, and realize highly efficient operation with simple control. , Has the effect.
  • the power conversion device 100 uses diode rectification control during power factor improvement control, and controls with a switching pattern in which synchronous rectification control is not performed.
  • the second embodiment examples of other switching patterns will be described.
  • FIG. 14 is a diagram showing a path of a current flowing through the power conversion device 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 14 shows a switching pattern in which the control unit 10 performs synchronous rectification control on the switching elements 311, 312 and does not perform synchronous rectification control on the switching elements 321 and 322.
  • the operation of the control unit 10 shown in FIG. 14 is such that the switching elements 321 and 322 that perform switching for short-circuiting the power supply do not perform synchronous rectification control, and the switching elements 311, 312 that do not perform switching for short-circuiting the power supply perform synchronous rectification. This is an operation for controlling.
  • FIG. 14 shows a switching pattern in which the switching elements 321 and 322 that generate a large amount of heat are controlled by diode rectification, and the switching elements 311, 312 that generate a small amount of heat are controlled by synchronous rectification.
  • the control of the switching pattern for each switching element as shown in FIG. 14 by the control unit 10 is referred to as partial synchronous rectification control.
  • FIG. 15 is a first flowchart showing a control mode switching operation in the control unit 10 of the power conversion device 100 according to the second embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 15 is obtained by adding the selection of partial synchronous rectification control and synchronous rectification control to the flowchart shown in FIG. 7.
  • the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold value Pin_th1 (step S21). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 (step S21: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th2 (step S22). When the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th2 (step S22: Yes), the control unit 10 selects full PAM control as the power factor improvement control and partially synchronous rectification control (step S23). When the input power Pin is equal to or less than the threshold Pin_th2 (step S22: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 and equal to or less than the threshold Pin_th2, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control.
  • Partial synchronous rectification control is selected (step S24). As described above, the control unit 10 selects the partial synchronous rectification control when the power factor improvement control is performed, that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th1. When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th1 (step S21: No), the control unit 10 stops the power factor improvement control and selects the synchronous rectification control (step S25).
  • FIG. 16 is a second flowchart showing a control mode switching operation in the control unit 10 of the power conversion device 100 according to the second embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 16 shows that the control unit 10 selects partial synchronous rectification control when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th3, and selects synchronous rectification control when the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th3.
  • the threshold value Pin_th3 is set in advance by the user or the producer of the power conversion device 100 by using the temperature characteristics shown in FIGS. 10 and 11 in advance.
  • the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th1 (step S31). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 (step S31: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th3 (step S32). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th3 (step S32: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th2 (step S33). When the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th2 (step S33: Yes), the control unit 10 selects the full PAM control as the power factor improvement control and the partial synchronous rectification control (step S34).
  • step S33 When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th2 (step S33: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th3 and equal to or less than the threshold value Pin_th2, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control. Partial synchronous rectification control is selected (step S35). As described above, the control unit 10 selects the partial synchronous rectification control when the power factor improvement control is performed, that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th3.
  • step S32: No When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th3 (step S32: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th1 and equal to or less than the threshold value Pin_th3, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control. Synchronous rectification control is selected (step S36). When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th1 (step S31: No), the control unit 10 stops the power factor improvement control and selects the synchronous rectification control (step S37).
  • FIG. 17 is a diagram schematically showing a loss of a MOSFET and a diode which are switching elements used in the rectifier circuit 3 of the power conversion device 100 according to the second embodiment.
  • FIG. 17 shows the difference between the loss at normal temperature and the loss at high temperature.
  • the room temperature is generally 25 ° C, and the high temperature is higher than 25 ° C.
  • the drain-source voltage of a MOSFET is expressed as an on-resistance, and the loss is a characteristic proportional to the square of the conduction current.
  • the forward voltage drop of the diode is almost constant when the current starts to flow, and the loss has a characteristic proportional to the conduction current.
  • each loss of the MOSFET and the diode has a cross point with respect to the conduction current.
  • the crosspoint current at room temperature is I3, and the crosspoint current at high temperature is I2.
  • the magnitude relationship between the current I3 and the current I2 is I3> I2 in relation to the temperature characteristics shown in FIGS. 10 and 11. Therefore, the power converter 100 can be operated with higher efficiency by passing a current through the diode when the current is I2 or higher at a high temperature. Therefore, in the power conversion device 100, when the operation of the flowchart shown in FIG. 16 is performed, the threshold value Pin_th3, which is the input power corresponding to the current I2 in FIG. 17, is set in advance.
  • the control unit 10 selects partial synchronous rectification control when the input power Pin is the threshold value Pin_th3 or more. This is because, as described above, the switching elements 321 and 322 that perform switching for short-circuiting the power supply have a large number of switchings, so that the loss is larger than that of the switching elements 311, 312 that do not perform switching for short-circuiting the power supply. This is because the temperature rise increases with the loss.
  • FIG. 18 schematically shows this state.
  • FIG. 18 is a diagram schematically showing the loss of each switching element and parasitic diode used in the rectifier circuit 3 of the power conversion device 100 according to the second embodiment. In FIG.
  • the cross points of the loss of the switching elements 311, 312, 321 and 322, which are MOSFETs, and the loss of the parasitic diodes 311a, 312a, 321a, and 322a are compared.
  • the current I21x which is a point, becomes large. This is because, as described above, the heat generated by the switching loss is larger in the switching elements 321 and 322 than in the switching elements 311, 312.
  • the power converter 100 can realize more advanced and highly efficient operation by performing the partial synchronous rectification control as shown in FIG.
  • FIG. 19 is a third flowchart showing a control mode switching operation in the control unit 10 of the power conversion device 100 according to the second embodiment.
  • the flowchart shown in FIG. 19 shows that the control unit 10 selects diode rectification control when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th4.
  • the user or the producer of the power converter 100 presets the input power corresponding to the current I21x in FIG. 18 as the threshold value Pin_th4 by using the temperature characteristics shown in FIGS. 10 and 11 in advance. deep.
  • the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold value Pin_th1 (step S41). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th1 (step S41: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th3 (step S42). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th3 (step S42: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th2 (step S43). When the input power Pin is larger than the threshold Pin_th2 (step S43: Yes), the control unit 10 compares the input power Pin with the threshold Pin_th4 (step S44). When the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th4 (step S44: Yes), the control unit 10 selects the full PAM control as the power factor improvement control and the diode rectification control (step S45).
  • step S44: No When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th4 (step S44: No), that is, when the input power Pin is greater than the threshold value Pin_th2 and equal to or less than the threshold value Pin_th4, the control unit 10 selects full PAM control as the power factor improvement control. Partial synchronous rectification control is selected (step S46). When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th2 (step S43: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th3 and equal to or less than the threshold value Pin_th2, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control. Partial synchronous rectification control is selected (step S47).
  • step S42 When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th3 (step S42: No), that is, when the input power Pin is larger than the threshold value Pin_th1 and equal to or less than the threshold value Pin_th3, the control unit 10 selects simple switching control as the power factor improvement control. Select synchronous rectification control (step S48). When the input power Pin is equal to or less than the threshold value Pin_th1 (step S41: No), the control unit 10 stops the power factor improvement control and selects the synchronous rectification control (step S49).
  • FIGS. 15, 16 and 19 are examples, and the combination of power factor improvement control, synchronous rectification control, partial synchronous rectification control, and diode rectification control is the user or production of the power conversion device 100. It is possible for a person to set it freely.
  • the control unit 10 considers the individual temperature characteristics of the diode and the MOSFET constituting the rectifier circuit 3 when performing the power factor improvement control. Therefore, it was decided whether to pass through a diode or a switching element which is a MOSFET. Specifically, the control unit 10 sends the input power Pin, that is, the physical quantity or the value obtained from the physical quantity and the threshold value to the rectifier circuit 3 from the AC power supply 1 to either the diode or the switching element. The section through which the diode can be passed is determined among the sections in which the current can be passed.
  • control unit 10 passes the current from the AC power supply 1 to either the diode or the switching element in the rectifier circuit 3 based on the result of comparing the input power Pin, that is, the physical quantity or the value obtained from the physical quantity with the threshold value. In the section where it can flow, it is passed through the diode. As a result, the control unit 10 has an effect that more efficient operation can be realized as compared with the first embodiment.
  • Embodiment 3 In the third embodiment, the control of the control unit 10 in consideration of the arrangement position of the switching element in the power conversion device 100 will be described.
  • the power conversion device 100 is mounted on a household air conditioner.
  • an air conditioner is provided with a heat sink for dissipating heat from heat-generating components.
  • Air conditioners often employ a structure in which a single heat sink cools a plurality of semiconductor elements, which are heat-generating components, in consideration of material costs, processing costs, installation restrictions, and the like. Therefore, as a path for heat transfer of the loss generated from the semiconductor element, a path between the switching elements via the heat sink can be considered in addition to the path for dissipating heat to the air.
  • FIG. 20 is a diagram showing an example of heat dissipation of a switching element when the power conversion device 100 according to the third embodiment is mounted on an air conditioner.
  • FIG. 20 shows an example in which four switching elements 311, 312, 321 and 322 are attached to one heat sink 701.
  • the switching elements 321 and 322 that perform switching for short-circuiting the power supply have a large switching loss. Therefore, the temperatures of the switching elements 311, 312 that do not perform switching for short-circuiting the power supply tend to rise due to the amount of heat of the switching elements 321 and 322 in addition to the self-loss.
  • the control unit 10 controls the power factor improvement when each switching element is installed on the common heat sink 701 as shown in FIG. Under the conditions, all switching elements are controlled by diode rectification. That is, when the switching element is installed in the common heat sink 701, the control unit 10 is a diode in the section where the current from the AC power supply 1 can be passed through either the diode or the switching element in the rectifier circuit 3. Let it flow through. As a result, the control unit 10 can secure reliability in the operation of the power conversion device 100.
  • Embodiment 4 the motor drive device including the power conversion device 100 described in the first to third embodiments will be described.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration example of the motor drive device 101 according to the fourth embodiment.
  • the motor drive device 101 drives the motor 42, which is a load.
  • the motor drive device 101 includes the power conversion device 100 of the first to third embodiments, an inverter 41, a motor current detection unit 44, and an inverter control unit 43.
  • the inverter 41 drives the motor 42 by converting the DC power supplied from the power conversion device 100 into AC power and outputting it to the motor 42.
  • the load of the motor drive device 101 is the motor 42
  • the device connected to the inverter 41 may be a device to which AC power is input, and the motor 42 may be used. Devices other than the above may be used.
  • the inverter 41 is a circuit in which switching elements such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) have a three-phase bridge configuration or a two-phase bridge configuration.
  • the switching element used in the inverter 41 is not limited to the IGBT, and may be a switching element composed of a WBG semiconductor, an IGCT (Integrated Gate Commutated Thiristor), a FET (Field Effect Transistor), or a MOSFET.
  • the motor current detection unit 44 detects the current flowing between the inverter 41 and the motor 42.
  • the inverter control unit 43 uses the current detected by the motor current detection unit 44 to generate a PWM signal for driving the switching element in the inverter 41 so that the motor 42 rotates at a desired rotation speed. Is applied to the inverter 41.
  • the inverter control unit 43 is realized by a processor and a memory like the control unit 10.
  • the inverter control unit 43 of the motor drive device 101 and the control unit 10 of the power conversion device 100 may be realized by one circuit.
  • the bus voltage Vdc required for controlling the rectifier circuit 3 changes according to the operating state of the motor 42.
  • the bus voltage Vdc which is the output of the power converter 100.
  • the region where the output voltage from the inverter 41 is saturated beyond the upper limit limited by the bus voltage Vdc is called an overmodulation region.
  • the number of windings around the stator provided in the motor 42 can be increased accordingly.
  • the number of turns of the winding By increasing the number of turns of the winding, the motor voltage generated at both ends of the winding increases in the low rotation region, and the current flowing through the winding decreases by that amount. Therefore, the switching operation of the switching element in the inverter 41 The loss caused by the above can be reduced.
  • the number of turns of the winding of the motor 42 is set to an appropriate value in order to obtain the effects of both the expansion of the operating range of the motor 42 and the improvement of the loss in the low rotation region.
  • the bias of heat generation between the arms is reduced, and a highly reliable and high output motor drive device 101 can be realized.
  • Embodiment 5 In the fifth embodiment, the air conditioner including the motor drive device 101 described in the fourth embodiment will be described.
  • FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of the air conditioner 700 according to the fifth embodiment.
  • the air conditioner 700 is an example of a refrigeration cycle device, and includes the motor drive device 101 and the motor 42 of the fourth embodiment.
  • the air conditioner 700 includes a compressor 81 having a compression mechanism 87 and a motor 42 built-in, a four-way valve 82, an outdoor heat exchanger 83, an expansion valve 84, an indoor heat exchanger 85, and a refrigerant pipe 86. ..
  • the air conditioner 700 is not limited to a separate type air conditioner in which the outdoor unit is separated from the indoor unit, and the compressor 81, the indoor heat exchanger 85, and the outdoor heat exchanger 83 are provided in one housing. It may be a body type air conditioner.
  • the motor 42 is driven by the motor drive device 101.
  • a compression mechanism 87 that compresses the refrigerant and a motor 42 that operates the compression mechanism 87 are provided inside the compressor 81.
  • the refrigeration cycle is configured by circulating the refrigerant through the compressor 81, the four-way valve 82, the outdoor heat exchanger 83, the expansion valve 84, the indoor heat exchanger 85, and the refrigerant pipe 86.
  • the components of the air conditioner 700 can also be applied to equipment such as a refrigerator or a freezer equipped with a refrigeration cycle.
  • the motor 42 may be applied to the drive source for driving the indoor unit blower and the outdoor unit blower (not shown) included in the air conditioner 700, and the motor 42 may be driven by the motor drive device 101. Further, the motor 42 may be applied to the drive sources of the indoor unit blower, the outdoor unit blower, and the compressor 81, and the motor 42 may be driven by the motor drive device 101.
  • the air conditioner 700 since the operation under the intermediate condition where the output is less than half of the rated output, that is, the low output condition is dominant throughout the year, the contribution to the annual power consumption under the intermediate condition is high. Become. Further, in the air conditioner 700, the rotation speed of the motor 42 tends to be low, and the bus voltage Vdc required to drive the motor 42 tends to be low. Therefore, it is effective from the viewpoint of system efficiency that the switching element used in the air conditioner 700 is operated in a passive state. Therefore, the power converter 100 capable of reducing the loss in a wide range of operation modes from the passive state to the high frequency switching state is useful for the air conditioner 700.
  • the reactor 2 can be miniaturized by the interleave method, but since the air conditioner 700 is often operated under intermediate conditions, it is not necessary to miniaturize the reactor 2, and the configuration and operation of the power converter 100 However, it is effective in terms of harmonic suppression and power factor.
  • the power conversion device 100 can suppress the switching loss, the temperature rise of the power conversion device 100 is suppressed, and even if the size of the outdoor unit blower (not shown) is reduced, the substrate mounted on the power conversion device 100 Cooling capacity can be secured. Therefore, the power converter 100 is suitable for an air conditioner 700 having high efficiency and a high output of 4.0 kW or more.
  • the unevenness of heat generation between the arms is reduced by using the power conversion device 100, it is possible to realize the miniaturization of the reactor 2 by driving the switching element at a high frequency, and the air conditioner 700 The increase in weight can be suppressed. Further, according to the present embodiment, the switching loss is reduced, the energy consumption rate is low, and the highly efficient air conditioner 700 can be realized by driving the switching element at a high frequency.
  • the configuration shown in the above-described embodiment shows an example of the content of the present invention, can be combined with another known technique, and is one of the configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

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Abstract

第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源（１）に接続されるリアクタ（２）と、リアクタ（２）の第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源（１）から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（３）と、整流回路（３）の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備え、力率改善制御を行う場合、物理量または物理量から得られる値に応じて、整流回路（３）において、交流電源（１）からの電流をダイオードに通流するかスイッチング素子に通流するかが切り替わる。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機
　本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。
　従来、ダイオードで構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。近年、ダイオードにスイッチング素子を並列接続した、いわゆるブリッジレス回路を用いた電力変換装置がある。ブリッジレス回路を用いた電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する制御、力率改善制御、交流電力を整流する同期整流制御などを行うことができる。
　特許文献１には、電力変換装置が、ブリッジレス回路を用いて、同期整流制御、昇圧制御、力率改善制御などを行う技術が開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、負荷の大きさに応じてスイッチング素子のオンオフを制御し、制御モード、具体的には、ダイオード整流制御、同期整流制御、部分スイッチング制御、及び高速スイッチング制御を切り替えることで各種の動作を行っている。
特開２０１８－７３２６号公報
　ブリッジレス回路では、スイッチング素子として、一般的にＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）が使用されている。ブリッジレス回路に使用されるダイオード及びＭＯＳＦＥＴは、温度によって特性が変化する。具体的には、ダイオードは、温度が高くなるに連れて順方向電圧降下が小さくなる。ＭＯＳＦＥＴは、温度が高くなるに連れてオン抵抗が大きくなる。
　特許文献１に記載の電力変換装置は、高負荷の条件の元で高速スイッチング制御及び同期整流制御を行うと、ＭＯＳＦＥＴの発熱量が増える。そのため、特許文献１に記載の電力変換装置では、ＭＯＳＦＥＴの発熱によって周囲の温度が上昇し、オン抵抗が大きくなって更に発熱量が増えてしまう悪循環が発生し、効率が悪化するとともに、熱暴走に至る可能性がある、という問題があった。このような問題に対して、温度に応じてダイオード整流制御または同期整流制御を選択する手法が考えられるが、専用の温度センサが必要であり、部品点数が増大し、装置の大型化、高コスト化につながるという新たな問題が発生する。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化及び熱暴走の発生を抑制しつつ、高効率な運転を実現可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、第１端部と第２端部を有し、第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、リアクタの第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、を備える。電力変換装置は、力率改善制御を行う場合、物理量または物理量から得られる値に応じて、整流回路において、交流電源からの電流をダイオードに通流するかスイッチング素子に通流するかが切り替わる。
　本発明に係る電力変換装置は、装置の大型化及び熱暴走の発生を抑制しつつ、高効率な運転を実現できる、という効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置が備える整流回路の他の例を示す図 実施の形態１に係るスイッチング素子を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図 実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の電源短絡モード及び負荷電力供給モードを用いた交流電流制御手法の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部における制御モードの切り替え動作を示す第１のフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路の他の例を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置などで使用される一般的なスイッチング素子で発生するスイッチング損失を説明するための図 実施の形態１に係る電力変換装置の整流回路で使用されるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの温度特性を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の整流回路で使用される寄生ダイオードなどの一般的なダイオードの温度特性を示す図 実施の形態１に係る電力変換装置の制御部における制御モードの切り替え動作を示す第２のフローチャート 実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す図 実施の形態２に係る電力変換装置の制御部における制御モードの切り替え動作を示す第１のフローチャート 実施の形態２に係る電力変換装置の制御部における制御モードの切り替え動作を示す第２のフローチャート 実施の形態２に係る電力変換装置の整流回路で使用されるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ、及びダイオードの損失を模式的に表す図 実施の形態２に係る電力変換装置の整流回路で使用される各スイッチング素子及び寄生ダイオードの損失を模式的に表す図 実施の形態２に係る電力変換装置の制御部における制御モードの切り替え動作を示す第３のフローチャート 実施の形態３に係る電力変換装置が空気調和機に搭載された場合のスイッチング素子の放熱の例を示す図 実施の形態４に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態５に係る空気調和機の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、整流回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、整流回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、制御部１０とを備える。リアクタ２は、第１端部と第２端部とを備え、第１端部が交流電源１に接続される。
　整流回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。具体的には、整流回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されたスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。
　第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。
　詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。第１の接続点５０６は、リアクタ２の第２端部に接続される。
　第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。なお、整流回路３は、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換できればよい。
　平滑コンデンサ４は、整流回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。整流回路３では、スイッチング素子３１１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３１１の他端とスイッチング素子３１２の一端とが接続され、スイッチング素子３１２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。
　スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium　Nitride：ＧａＮ）、炭化珪素（Silicon　Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide　Band　Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
　制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６及び母線電圧検出部７からそれぞれ出力される信号に基づいて、整流回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動信号を生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１と整流回路３との間に流れる電流の電流値である。なお、電源電流検出部６は、整流回路３に流れる電流が検出できればよいので、設置位置は図１の例に限定されず、整流回路３と平滑コンデンサ４との間であってもよいし、平滑コンデンサ４と負荷５０との間であってもよい。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、整流回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。以降の説明において、電源電圧検出部５、電源電流検出部６、及び母線電圧検出部７を単に検出部と称することがある。また、電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓ、電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓ、及び母線電圧検出部７で検出される母線電圧Ｖｄｃを、整流回路３の動作状態を示す物理量と称することがある。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃに応じてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃのうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。
　次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。
　第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、後述するように、制御部１０により生成される駆動信号であるＰＷＭ信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１，３１２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。
　第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、制御部１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３２１，３２２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。なお、図１では、制御部１０から整流回路３へ向かう矢印でスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する駆動信号、及びスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する前述のＰＷＭ信号を示している。
　図１に示す電力変換装置１００では、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａのみが記載されているが、一例であり、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２に対して、整流ダイオード、ショットキーバリアダイオードなどのダイオードが別途並列に接続されていてもよい。また、図１に示す電力変換装置１００では、整流回路３が４つのスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を備える構成としているが、一方のアームについては２つのスイッチング素子を削除し、２つのダイオードからなる構成にしてもよい。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える整流回路３の他の例を示す図である。図２では、第２のアーム３２を２つのダイオード３２１ｂ，３２２ｂで構成している例を示している。このように、整流回路３は、スイッチング素子３１１，３１２、及びダイオード３２１ｂ，３２２ｂを併用するような回路構成であってもよい。図２に示すような回路構成であっても、本実施の形態による効果を得ることができる。ただし、図２に示す整流回路３の構成の場合、電力変換装置１００は、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する。以降では、図１に示す電力変換装置１００を例にして説明する。
　次に、実施の形態１におけるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図３を参照して説明する。
　図３は、実施の形態１に係るスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を構成するＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図３には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図３に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図３の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
　図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４では、記載を簡潔にするため、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のみ符号を付与している。また、図４では、同期整流制御のためにオンしているスイッチング素子を実線の丸印で示し、電源短絡のためにオンしているスイッチング素子を点線の丸印で示している。
　図４（ａ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ａ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１１は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２１は電源短絡のためにオンされる。図４（ａ）は、電源電圧極性が正のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、スイッチング素子３２１、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
　図４（ｂ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ｂ）では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２は同期整流制御のためにオンされる。図４（ｂ）は、電源電圧極性が正のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。
　図４（ｃ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ｃ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。スイッチング素子３１２は同期整流制御のためにオンされ、スイッチング素子３２２は電源短絡のためにオンされる。図４（ｃ）は、電源電圧極性が負のときの電源短絡モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２２、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２２ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２２及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
　図４（ｄ）は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図４（ｄ）では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１は同期整流制御のためにオンされる。図４（ｄ）は、電源電圧極性が負のときの負荷電力供給モードの状態を示すものである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流制御が行われる。
　制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。具体的には、制御部１０は、リアクタ２を介して電源短絡する電流経路を生成するようにスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御することによって、力率改善制御及び昇圧制御を行う。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図４（ｂ）に示す負荷電力供給モードと図４（ａ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図４（ｄ）に示す負荷電力供給モードと図４（ｃ）に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流制御などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。
　なお、図４に示す各スイッチング素子のスイッチングパターンは一例であり、電力変換装置１００は、図４に示す各スイッチング素子のスイッチングパターン以外の電流経路にすることも可能である。電力変換装置１００は、何れのスイッチングパターンにおいても、本実施の形態の効果を得ることができる。
　次に、制御部１０が、スイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図５において横軸は時間である。図５において、Ｖｓは電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓであり、Ｉｓは電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓである。図５では、スイッチング素子３１１，３１２が、電源電流Ｉｓの極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であることを示し、スイッチング素子３２１，３２２が、電源電圧Ｖｓの極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることを示す。また、図５において、Ｉｔｈは電流閾値を示す。なお、図５では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図５に示す制御と同様の制御を行うものとする。
　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２をオンし、スイッチング素子３２１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１をオンし、スイッチング素子３２２をオフする。なお、図５では、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子３２１がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２２がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。
　制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１１をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈよりも小さくなると、スイッチング素子３１１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１２をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈよりも小さくなると、スイッチング素子３１２をオフする。
　制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下の場合には、上側スイッチング素子のスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、下側スイッチング素子のスイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、電力変換装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。制御部１０は、各スイッチング素子を図５に示すようにオンオフすることによって、電力変換装置１００の高効率化を図ることができる。
　図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の電源短絡モード及び負荷電力供給モードを用いた交流電流制御手法の例を示す図である。図６では、パッシブ制御と、簡易スイッチング制御と、ＰＡＭ（Pulse　Amplitude　Modulation）制御を継続的に行うフルＰＡＭ制御と、の各交流電流制御手法について、電源電圧Ｖｓの波形、電源電流Ｉｓの波形、スイッチング素子３２１に対するＰＷＭ信号、及び特徴を示している。
　パッシブ制御は、前述の図５の例と同じ制御状態である。制御部１０は、パッシブ制御では、各スイッチング素子に対してＰＷＭ信号でオンオフの制御はしない。パッシブ制御は、他の交流電流制御手法に対して、スイッチング素子のオンオフによる損失は少ないが、高調波の抑制能力が劣る特徴がある。
　簡易スイッチング制御は、制御部１０が電源短絡モードを電源半周期中に１回または数回実施する制御モードである。簡易スイッチング制御は、特徴として、スイッチング回数が少ないため、スイッチング損失が小さい点に利点がある。ただし、簡易スイッチング制御は、スイッチング回数が少ない分、交流電流波形を完全に正弦波状に制御することが困難のため、力率の改善率は小さい。
　フルＰＡＭ制御は、制御部１０が電源短絡モード及び負荷電力供給モードを連続的に切り替え、切り替え周波数を数ｋＨｚ以上とする制御モードである。フルＰＡＭ制御は、特徴として、連続的に電源短絡モード及び負荷電力供給モードが切り替えられるため、力率の改善率が高い点に利点がある。ただし、フルＰＡＭ制御は、スイッチング回数が多いため、スイッチング損失が大きい。簡易スイッチング制御及びフルＰＡＭ制御の共通点としては、パッシブ制御に対して力率を改善可能な点である。
　制御部１０が、力率改善制御を行う場合において、簡易スイッチング制御またはフルＰＡＭ制御を切り替える動作について説明する。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０における制御モードの切り替え動作を示す第１のフローチャートである。図７では一例として、制御部１０は、交流電源１から電力変換装置１００に入力される入力電力Ｐｉｎに応じて制御モードを選択する。制御部１０は、電源電圧検出部５で検出された電源電圧Ｖｓ及び電源電流検出部６で検出された電源電流Ｉｓを用いて、入力電力Ｐｉｎを算出することができる。なお、制御部１０は、入力電力Ｐｉｎに替えて、入力電力Ｐｉｎに相関性のあるパラメータ、例えば、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、母線電圧検出部７で検出された母線電圧Ｖｄｃ、電力変換装置１００の負荷５０の動作条件などを用いて制御を行ってもよい。すなわち、制御部１０は、物理量または物理量から得られる値に応じて制御を行ってもよい。ここで、物理量とは、例えば、交流電源１から電力変換装置１００への入力電圧である電源電圧Ｖｓまたは入力電流である電源電流Ｉｓ、または、電力変換装置１００からの出力電圧である母線電圧Ｖｄｃである。また、物理量から得られる値とは、例えば、交流電源１から電力変換装置１００への入力電力Ｐｉｎである。以降のフローチャートの説明においても同様とする。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎと予め規定された閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１とを比較する（ステップＳ１）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと予め規定された閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２とを比較する（ステップＳ２）。なお、閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１＜閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２とする。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２よりも大きい場合（ステップＳ２：Ｙｅｓ）、力率改善制御としてフルＰＡＭ制御を選択する（ステップＳ３）。例えば、電力変換装置１００が空気調和機に搭載された場合を想定する。空気調和機は、ブレーカ制限を考慮したコンバータ動作が必要となる。空気調和機は、負荷が大きくなるに連れて交流電流に流れる電流も大きくなる。空気調和機は、力率が悪いと交流電流が大きくなるため、ブレーカが遮断してしまう可能性があり、大きな負荷条件で動作することが出来なくなる。そのため、電力変換装置１００は、空気調和機に搭載される場合のように入力電力Ｐｉｎがよりも大きくなる条件では、フルＰＡＭ制御を行う。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合（ステップＳ２：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択する（ステップＳ４）。このように、制御部１０は、入力電力Ｐｉｎ、すなわち物理量または物理量から得られる値に応じて、力率改善制御の制御内容を決定する。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１以下の場合（ステップＳ１：Ｎｏ）、力率改善制御を停止する（ステップＳ５）。前述の通り、制御部１０は、簡易スイッチング制御及びフルＰＡＭ制御では整流回路３において電源短絡動作を行うため、スイッチング回数が増加し、スイッチング素子によるスイッチング損失が増加する。入力電力Ｐｉｎが小さい条件では、ブレーカ容量などで力率改善制御が必要ではない。入力電力Ｐｉｎが小さい領域で力率改善制御を行うことは、不必要な損失を発生させることとなる。そのため、制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１以下の領域では、力率改善制御を行わない。閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１及び閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２については、電力変換装置１００のユーザまたは生産者が、予め電力変換装置１００に接続される負荷５０の動作などを想定して事前に設定しておく。
　なお、図７では、制御部１０が、２つの閾値を用いて、力率改善制御として簡易スイッチング制御またはフルＰＡＭ制御を選択する場合について説明したが、一例であり、これに限定されない。制御部１０は、１つの閾値を用いて、力率改善制御として、簡易スイッチング制御のみ、またはフルＰＡＭ制御のみを選択してもよい。以降のフローチャートの説明においても同様とする。
　次に、電力変換装置１００における、電源短絡モード及び負荷電力供給モードと、同期整流制御との関係性について説明する。図４で示した電源短絡モード及び負荷電力供給モードの例では、前述のように、点線の丸印で示したスイッチング素子は、電源短絡経路を生成するためにオンしているスイッチング素子であり、実線の丸印で示したスイッチング素子は、同期整流制御を行うためにオンしているスイッチング素子である。図４の例では、電力変換装置１００において、電源短絡モードまたは負荷電力供給モードとともに、同期整流制御を同時に行うことを前提としている。しかしながら、電力変換装置１００では、図８に示すように、ダイオード整流制御を併用して制御を行うことも可能である。
　図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路の他の例を示す図である。図８では、図４で示した各スイッチング素子のうち、実線の丸印で示したスイッチング素子を全てオフ状態としている。これは、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いた通流経路が存在するためである。制御部１０は、図８に示すように、電源短絡用スイッチングを行うスイッチング素子以外のスイッチング素子を全てオフ状態としても、電源短絡モード及び負荷電力供給モードを実現可能である。このように、制御部１０は、図１に示すような回路構成において、必ずしも同期整流制御を行わなくても、電力変換装置１００に所望の動作をさせることが可能である。なお、図８は同期整流制御を完全に停止した条件の各スイッチング素子のスイッチングパターンを示しているが、制御部１０は、図４に示す同期整流制御及び図８に示すダイオード整流制御を併用して制御してもよい。
　図６で示した通り、電力変換装置１００では、力率改善制御を行うためには、少なくとも１回以上の電源短絡動作が必要となる。一般的に、半導体素子の損失は、導通損失及びスイッチング損失に切り分けられる。導通損失は、半導体素子に導通する電流の大きさに比例または電流の大きさの二乗に比例して増加する傾向である。スイッチング損失は、図９に示すスイッチング波形の模式図における重なり区間での電流及び電圧の積で決まる。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００などで使用される一般的なスイッチング素子で発生するスイッチング損失を説明するための図である。スイッチング素子にかかる電流ｉＤ及び電圧ｖＤＳは、理想的には垂直に立ち上がりまたは立ち下がるが、実際には図９に示すように、値が変わり切るまでに時間がかかり、この間でスイッチング損失が発生する。
　図５で示した動作波形から、パッシブ制御における同期整流制御を行う場合、制御部１０は、電源１周期中にスイッチング素子の１素子あたり２回のスイッチング、すなわちターンオンを１回、ターンオフを１回行う。この場合、共に導通電流が小さい区間でのスイッチングのため、スイッチング損失が非常に小さく、導通損失が支配的といえる。一方、図６に示す簡易スイッチング制御及びフルＰＡＭ制御を行う場合、制御部１０は、電源電流Ｉｓ及び電源電圧Ｖｓが高い領域でスイッチングを行うため、スイッチング損失が大きく、スイッチング素子の特性次第ではスイッチング損失が支配的となる。特に、フルＰＡＭ制御の場合は、スイッチング回数が多いため顕著といえる。従って、仮に、導通電流、すなわち電源電流Ｉｓを同一条件とした場合、スイッチング素子の損失は「パッシブ制御＜簡易スイッチング制御＜フルＰＡＭ制御」となり、スイッチング素子の発熱は増加することとなる。
　前述のように、一般的に、ダイオード及びＭＯＳＦＥＴは、温度によって電圧降下が変化する温度特性を持っている。これは、整流回路３が備える、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ、及びＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にも当てはまる。図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の整流回路３で使用されるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴの温度特性を示す図である。図１０において、横軸は電流を示し、縦軸はオン抵抗を示している。図１０は、温度によるＭＯＳＦＥＴのオン抵抗の違いを示しており、温度が高いほどオン抵抗が大きくなる、すなわちドレイン－ソース間電圧が大きくなることを示している。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の整流回路３で使用される寄生ダイオードなどの一般的なダイオードの温度特性を示す図である。図１１において、横軸は順方向電圧を示し、縦軸は電流を示している。図１１は、温度によるダイオードの順方向電圧降下の違いを示しており、温度が高いほど順方向電圧降下が小さくなることを示している。
　図１０及び図１１に示す内容から、電力変換装置１００は、半導体デバイスの温度が高くなる条件、例えば、スイッチング素子の損失が大きくなる力率改善制御を行う場合においては、ダイオード整流制御を選択する方が高効率に運転することが可能である。すなわち、電力変換装置１００の制御部１０は、力率改善制御を行う場合、図８に示すようなスイッチングを行う。これにより、電力変換装置１００は、高効率かつ高信頼性で運転できる効果が得られる。
　一方で、制御部１０は、力率改善制御を行わない場合、図４に示す同期整流制御を選択する。これは、整流回路３において、ダイオードよりＭＯＳＦＥＴを導通させた方が、損失が小さいためである。また、同期整流制御は、電源短絡動作を行わないことからスイッチング損失が発生しないため、電源短絡動作を行う力率改善制御と比較して、損失を小さくすることができる。
　図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０における制御モードの切り替え動作を示す第２のフローチャートである。図１２に示すフローチャートは、図７に示すフローチャートに対して、ダイオード整流制御及び同期整流制御の選択を追記したものである。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１とを比較する（ステップＳ１１）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合（ステップＳ１１：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２とを比較する（ステップＳ１２）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２よりも大きい場合（ステップＳ１２：Ｙｅｓ）、力率改善制御としてフルＰＡＭ制御を選択するとともに、ダイオード整流制御を選択する（ステップＳ１３）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合（ステップＳ１２：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択するとともに、ダイオード整流制御を選択する（ステップＳ１４）。このように、制御部１０は、力率改善制御を行う場合、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合、ダイオード整流制御を選択する。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１以下の場合（ステップＳ１１：Ｎｏ）、力率改善制御を停止するとともに、同期整流制御を選択する（ステップＳ１５）。これは、前述の通り、力率改善制御を停止している場合はスイッチング損失が非常に小さいため、力率改善制御中と比較して、半導体素子の温度上昇は小さくなるからである。電力変換装置１００は、力率改善制御を停止し、ＭＯＳＦＥＴを導通させる同期整流制御の方が高効率に運転可能である。
　このように、制御部１０は、力率改善制御を行う場合、入力電力Ｐｉｎ、すなわち物理量または物理量から得られる値に応じて、整流回路３において、交流電源１からの電流をダイオードに通流させるかスイッチング素子に通流させるかを切り替える。本実施の形態において、具体的には、制御部１０は、入力電力Ｐｉｎ、すなわち物理量または物理量から得られる値に応じて、整流回路３においてダイオードまたはスイッチング素子のいずれかに交流電源１からの電流を通流させることが可能な区間のうち１つ以上の区間でダイオードに通流させる。
　整流回路３においてダイオードまたはスイッチング素子のいずれかに交流電源１からの電流を通流させることが可能な区間とは、例えば、図４に示す電力変換装置１００に流れる電流の経路において、図４（ｂ）の場合のスイッチング素子３１１とスイッチング素子３１１の寄生ダイオード３１１ａとを含む区間、及び図４（ｂ）の場合のスイッチング素子３２２とスイッチング素子３２２の寄生ダイオード３２２ａを含む区間である。同様に、整流回路３においてダイオードまたはスイッチング素子のいずれかに交流電源１からの電流を通流させることが可能な区間とは、例えば、図４に示す電力変換装置１００に流れる電流の経路において、図４（ｄ）の場合のスイッチング素子３２１とスイッチング素子３２１の寄生ダイオード３２１ａとを含む区間、及び図４（ｄ）の場合のスイッチング素子３１２とスイッチング素子３１２の寄生ダイオード３１２ａを含む区間である。
　つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図１３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
　プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、整流回路３を構成するダイオード及びＭＯＳＦＥＴの温度特性を考慮して、力率改善制御を行う場合はダイオード整流制御を選択し、力率改善制御を行わない場合は同期整流制御を選択することとした。これにより、制御部１０は、専用の温度センサなどを追加する必要がないことから装置の大型化を抑制し、更に熱暴走の発生を抑制しつつ、簡易な制御で高効率な運転を実現できる、という効果を奏する。
実施の形態２．
　実施の形態１において、電力変換装置１００は、力率改善制御中はダイオード整流制御とし、同期整流制御を行わないスイッチングパターンで制御を行っていた。実施の形態２では、他のスイッチングパターンの例について説明する。
　図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す図である。図１４は、制御部１０が、スイッチング素子３１１，３１２では同期整流制御を行い、スイッチング素子３２１，３２２では同期整流制御を行わないスイッチングパターンである。図１４に示す制御部１０の動作は、電源短絡を行うためのスイッチングを行うスイッチング素子３２１，３２２では同期整流制御を行わず、電源短絡のためのスイッチングを行わないスイッチング素子３１１，３１２では同期整流制御を行う動作である。電源短絡を行うためのスイッチングを行うスイッチング素子３２１，３２２は、前述の通り、力率改善制御中のスイッチング損失が大きいため、発熱が大きい。一方で、電源短絡を行うためのスイッチングを行わないスイッチング素子３１１，３１２は、前述の同期整流制御の説明から、スイッチング損失は非常に小さいため、発熱は小さい。図１４は、発熱が大きいスイッチング素子３２１，３２２はダイオード整流制御とし、比較的発熱が小さいスイッチング素子３１１，３１２は同期整流制御とするスイッチングパターンを示すものである。以降の説明では、制御部１０による図１４に示すような各スイッチング素子に対するスイッチングパターンの制御を、部分同期整流制御とする。
　図１５は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御部１０における制御モードの切り替え動作を示す第１のフローチャートである。図１５に示すフローチャートは、図７に示すフローチャートに対して、部分同期整流制御及び同期整流制御の選択を追記したものである。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１とを比較する（ステップＳ２１）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合（ステップＳ２１：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２とを比較する（ステップＳ２２）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２よりも大きい場合（ステップＳ２２：Ｙｅｓ）、力率改善制御としてフルＰＡＭ制御を選択するとともに、部分同期整流制御を選択する（ステップＳ２３）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合（ステップＳ２２：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択するとともに、部分同期整流制御を選択する（ステップＳ２４）。このように、制御部１０は、力率改善制御を行う場合、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合、部分同期整流制御を選択する。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１以下の場合（ステップＳ２１：Ｎｏ）、力率改善制御を停止するとともに、同期整流制御を選択する（ステップＳ２５）。
　なお、制御部１０は、同期整流制御の選択についての新たな閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３を追加してもよい。図１６は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御部１０における制御モードの切り替え動作を示す第２のフローチャートである。図１６に示すフローチャートは、制御部１０が、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３よりも大きい場合は部分同期整流制御を選択し、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３以下の場合は同期整流制御を選択することを示している。閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３については、電力変換装置１００のユーザまたは生産者が、予め図１０及び図１１に示す温度特性などを用いて事前に設定しておく。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１とを比較する（ステップＳ３１）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合（ステップＳ３１：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３とを比較する（ステップＳ３２）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３よりも大きい場合（ステップＳ３２：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２とを比較する（ステップＳ３３）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２よりも大きい場合（ステップＳ３３：Ｙｅｓ）、力率改善制御としてフルＰＡＭ制御を選択するとともに、部分同期整流制御を選択する（ステップＳ３４）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合（ステップＳ３３：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択するとともに、部分同期整流制御を選択する（ステップＳ３５）。このように、制御部１０は、力率改善制御を行う場合、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３よりも大きい場合、部分同期整流制御を選択する。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３以下の場合（ステップＳ３２：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択するとともに、同期整流制御を選択する（ステップＳ３６）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１以下の場合（ステップＳ３１：Ｎｏ）、力率改善制御を停止するとともに、同期整流制御を選択する（ステップＳ３７）。
　図１７は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の整流回路３で使用されるスイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ、及びダイオードの損失を模式的に表す図である。図１７では、常温のときの損失と高温のときの損失の違いを示している。常温は、一般的に２５℃とし、高温は２５℃よりも高い温度である。ＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース間電圧はオン抵抗と表現され、損失は導通電流の２乗に比例する特性である。一方で、ダイオードの順方向電圧降下は電流が流れ始めるとほぼ一定であり、損失は導通電流に比例する特性となる。ここで、ＭＯＳＦＥＴ及びダイオードの各損失は、導通電流に対してクロスポイントを持つ。図１７の例では、常温のときのクロスポイントの電流をＩ３とし、高温時のクロスポイントの電流をＩ２としている。図１７において、電流Ｉ３及び電流Ｉ２の大小関係は、図１０及び図１１示す温度特性に関係してＩ３＞Ｉ２である。従って、電力変換装置１００は、高温のとき電流Ｉ２以上ではダイオードに電流を流した方が、高効率で運転可能である。そのため、電力変換装置１００では、図１６に示すフローチャートの動作を行う場合、図１７における電流Ｉ２相当の入力電力である閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３を予め設定しておく。
　ここで、制御部１０は、図１６に示すフローチャートでは、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３以上の場合、部分同期整流制御を選択している。これは、前述の通り、電源短絡を行うためのスイッチングを行うスイッチング素子３２１，３２２は、スイッチング回数が多いため、電源短絡のためのスイッチングを行わないスイッチング素子３１１，３１２と比較して損失が大きく、損失に合わせて温度上昇も高くなるからである。この状態を模式的に表したものが図１８である。図１８は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の整流回路３で使用される各スイッチング素子及び寄生ダイオードの損失を模式的に表す図である。図１８において、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２の損失、及び寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａの損失の各クロスポイントを比較する。図１８に示すように、スイッチング素子３２１，３２２の損失及び寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａの損失のクロスポイントである電流Ｉ２２ｘに対して、スイッチング素子３１１，３１２の損失及び寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａの損失のクロスポイントである電流Ｉ２１ｘは大きくなる。これは、前述の通り、スイッチング損失に伴う発熱が、スイッチング素子３１１，３１２に対してスイッチング素子３２１，３２２の方が大きくなるためである。すなわち、ダイオード整流制御を行うかまたは同期整流制御を行うかは、電源短絡を行うためのスイッチングを行うか否かで最適点が変わってくる。従って、電力変換装置１００は、図１４に示すような部分同期整流制御を行うことで、より高度な高効率運転を実現することが可能となる。
　制御部１０は、図１６に示すフローチャートの動作では、同期整流制御と部分同期整流制御との選択に限定して閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３を追加設定したが、ダイオード整流制御も含めて選択することも可能である。図１９は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御部１０における制御モードの切り替え動作を示す第３のフローチャートである。図１９に示すフローチャートは、制御部１０が、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４よりも大きい場合はダイオード整流制御を選択することを示している。閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４については、電力変換装置１００のユーザまたは生産者が、予め図１０及び図１１に示す温度特性などを用いて、図１８における電流Ｉ２１ｘに相当する入力電力を閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４として事前に設定しておく。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１とを比較する（ステップＳ４１）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きい場合（ステップＳ４１：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３とを比較する（ステップＳ４２）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３よりも大きい場合（ステップＳ４２：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２とを比較する（ステップＳ４３）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２よりも大きい場合（ステップＳ４３：Ｙｅｓ）、入力電力Ｐｉｎと閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４とを比較する（ステップＳ４４）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４よりも大きい場合（ステップＳ４４：Ｙｅｓ）、力率改善制御としてフルＰＡＭ制御を選択するとともに、ダイオード整流制御を選択する（ステップＳ４５）。
　制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４以下の場合（ステップＳ４４：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ４以下の場合、力率改善制御としてフルＰＡＭ制御を選択するとともに、部分同期整流制御を選択する（ステップＳ４６）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合（ステップＳ４３：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ２以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択するとともに、部分同期整流制御を選択する（ステップＳ４７）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３以下の場合（ステップＳ４２：Ｎｏ）、すなわち入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１よりも大きく閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ３以下の場合、力率改善制御として簡易スイッチング制御を選択するとともに、同期整流制御を選択する（ステップＳ４８）。制御部１０は、入力電力Ｐｉｎが閾値Ｐｉｎ＿ｔｈ１以下の場合（ステップＳ４１：Ｎｏ）、力率改善制御を停止するとともに、同期整流制御を選択する（ステップＳ４９）。
　なお、図１５、図１６、及び図１９に示すフローチャートは一例であり、力率改善制御、同期整流制御、部分同期整流制御、及びダイオード整流制御の組み合わせについては、電力変換装置１００のユーザまたは生産者が、自由に設定することは可能である。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、力率改善制御を行う場合、整流回路３を構成するダイオード及びＭＯＳＦＥＴの個々の温度特性を考慮して、ダイオードに通流させるか、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子に通流させるかを決定することとした。具体的には、制御部１０は、入力電力Ｐｉｎ、すなわち物理量または物理量から得られる値と閾値とを比較した結果に基づいて、整流回路３においてダイオードまたはスイッチング素子のいずれかに交流電源１からの電流を通流させることが可能な区間のうちダイオードに通流させる区間を決定する。また、制御部１０は、入力電力Ｐｉｎ、すなわち物理量または物理量から得られる値と閾値とを比較した結果に基づいて、整流回路３においてダイオードまたはスイッチング素子のいずれかに交流電源１からの電流を通流させることが可能な区間では、ダイオードに通流させる。これにより、制御部１０は、実施の形態1と比較してさらに高効率な運転を実現できる、という効果を奏する。
実施の形態３．
　実施の形態３では、電力変換装置１００におけるスイッチング素子の配置位置を考慮した制御部１０の制御について説明する。
　前述のように、電力変換装置１００は、家庭用の空気調和機に搭載される。一般的に、空気調和機は、発熱部品を放熱するためのヒートシンクを備える。空気調和機では、材料費、加工費、設置制約などが考慮され、１つのヒートシンクで発熱部品である複数の半導体素子を冷却する構造を採用することが多い。従って、半導体素子から発生する損失の熱移動の経路として、空気中に放熱する経路以外にも、ヒートシンクを介したスイッチング素子間での経路も考えられる。
　図２０は、実施の形態３に係る電力変換装置１００が空気調和機に搭載された場合のスイッチング素子の放熱の例を示す図である。図２０では、１つのヒートシンク７０１に４つのスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２が取り付けられている例を示している。前述のように、電源短絡を行うためのスイッチングを行うスイッチング素子３２１，３２２はスイッチング損失が大きい。そのため、電源短絡を行うためのスイッチングを行わないスイッチング素子３１１，３１２は、自己損失の他、スイッチング素子３２１，３２２の熱量によって温度が上昇しやすい。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、図２０に示すように各スイッチング素子が共通のヒートシンク７０１に設置される場合、力率改善制御の条件において、全てのスイッチング素子をダイオード整流制御とする。すなわち、制御部１０は、スイッチング素子が共通のヒートシンク７０１に設置されている場合、整流回路３においてダイオードまたはスイッチング素子のいずれかに交流電源１からの電流を通流させることが可能な区間ではダイオードに通流させる。これにより、制御部１０は、電力変換装置１００の運転において信頼性を確保することが可能となる。
実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態１から実施の形態３で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
　図２１は、実施の形態４に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１から実施の形態３の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。
　インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated　Gate　Commutated　Thyristor）、ＦＥＴ（Field　Effect　Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。
　モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。
　電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、整流回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
　このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
　また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。
実施の形態５．
　実施の形態５では、実施の形態４で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。
　図２２は、実施の形態５に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態４のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。
　圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。
　また、本実施の形態では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。
　また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
　また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。
　また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクタ、３　整流回路、４　平滑コンデンサ、５　電源電圧検出部、６　電源電流検出部、７　母線電圧検出部、１０　制御部、３１　第１のアーム、３２　第２のアーム、４１　インバータ、４２　モータ、４３　インバータ制御部、４４　モータ電流検出部、５０　負荷、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００　電力変換装置、１０１　モータ駆動装置、２０１　プロセッサ、２０２　メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２　スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ　寄生ダイオード、３２１ｂ，３２２ｂ　ダイオード、５０１　第１の配線、５０２　第２の配線、５０３　第３の配線、５０４　第４の配線、５０６　第１の接続点、５０８　第２の接続点、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル、７００　空気調和機、７０１　ヒートシンク。

Claims (9)

  1. 　第１端部と第２端部を有し、前記第１端部が交流電源に接続されるリアクタと、
    　前記リアクタの前記第２端部に接続され、ダイオード及び少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、前記交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
    　前記整流回路の動作状態を示す物理量を検出する検出部と、
    　を備え、
    　力率改善制御を行う場合、前記物理量または前記物理量から得られる値に応じて、前記整流回路において、前記交流電源からの電流を前記ダイオードに通流するか前記スイッチング素子に通流するかが切り替わる電力変換装置。
  2. 　前記物理量または前記物理量から得られる値に応じて、前記整流回路において前記ダイオードまたは前記スイッチング素子のいずれかに前記交流電源からの電流を通流させることが可能な区間のうち１つ以上の区間で前記ダイオードに通流させる請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記物理量または前記物理量から得られる値と閾値とを比較した結果に基づいて、前記整流回路において前記ダイオードまたは前記スイッチング素子のいずれかに前記交流電源からの電流を通流させることが可能な区間のうち前記ダイオードに通流させる区間を決定する請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記物理量または前記物理量から得られる値と閾値とを比較した結果に基づいて、前記整流回路において前記ダイオードまたは前記スイッチング素子のいずれかに前記交流電源からの電流を通流させることが可能な区間では前記ダイオードに通流させる請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記スイッチング素子が共通のヒートシンクに設置されている場合、前記整流回路において前記ダイオードまたは前記スイッチング素子のいずれかに前記交流電源からの電流を通流させることが可能な区間では前記ダイオードに通流させる請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 　前記物理量は、前記交流電源から前記電力変換装置への入力電圧または入力電流、または、前記電力変換装置からの出力電圧であり、前記物理量から得られる値は、前記交流電源から前記電力変換装置への入力電力である請求項１から５の何れか一項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記物理量または前記物理量から得られる値に応じて、前記力率改善制御の制御内容を決定する請求項１から６の何れか一項に記載の電力変換装置。
  8. 　モータを駆動するモータ駆動装置であって、
    　請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置と、
    　前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
    　を備えるモータ駆動装置。
  9. 　モータと、
    　請求項８に記載のモータ駆動装置と、
    　を備える空気調和機。
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