CN114258631A - 空气调节机 - Google Patents

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Abstract

一种空气调节机(700)，具备电力变换装置(100)，该电力变换装置(100)具备：电抗器(2)，具有第1端部和第2端部，第1端部连接于交流电源；整流电路(3)，连接于电抗器(2)的第2端部，具备二极管以及至少一个以上的开关元件，将从交流电源(1)输出的交流电压变换为直流电压；以及检测部，检测表示整流电路(3)的动作状态的物理量，其中，根据空气调节机(700)的运转模式，切换使来自交流电源(1)的电流流通到二极管或者流通到开关元件。

Description

空气调节机
技术领域
本发明涉及具备将交流电力变换为直流电力的电力变换装置的空气调节机。
背景技术
以往，有使用包括二极管的桥电路将所供给的交流电力变换为直流电力而输出的电力变换装置。近年来，有使用了将开关元件与二极管并联连接的所谓的无桥电路的电力变换装置。使用了无桥电路的电力变换装置通过使开关元件导通截止，能够进行使交流电力的电压升压的控制、功率因数改善控制、对交流电力进行整流的同步整流控制等。
在专利文献1中公开了电力变换装置使用无桥电路来进行同步整流控制、升压控制、功率因数改善控制等的技术。专利文献1所记载的电力变换装置根据负载的大小来控制开关元件的导通截止，切换控制模式，具体而言切换二极管整流控制、同步整流控制、部分开关控制以及高速开关控制，从而进行各种动作。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2018-7326号公报
发明内容
在无桥电路中，一般使用MOSFET(Metal－Oxide－Semiconductor Field－EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)作为开关元件。无桥电路所使用的二极管以及MOSFET因温度变化而特性发生变化。具体而言，二极管随着温度变高而正向电压下降变小。MOSFET随着温度变高而导通电阻变大。
在专利文献1所记载的电力变换装置中，当根据高负载的条件进行高速开关控制以及同步整流控制时，MOSFET的发热量增加。因此，在专利文献1所记载的电力变换装置中，存在如下问题：发生周围的温度因MOSFET的发热而上升、导通电阻变大进而发热量增加的恶循环，效率恶化，并且有可能会导致热失控。针对这样的问题，考虑根据温度来选择二极管整流控制或者同步整流控制的手法，但需要专用的温度传感器，发生导致部件件数增多、装置的大型化、高成本化这样的新的问题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够抑制装置的大型化以及热失控的发生，并实现高效的运转的空气调节机。
为了解决上述课题，达到目的，本发明的空气调节机具备电力变换装置，该电力变换装置具备：电抗器，具有第1端部和第2端部，第1端部连接于交流电源；整流电路，连接于电抗器的第2端部，具备二极管以及至少一个以上的开关元件，该整流电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；以及检测部，检测表示整流电路的动作状态的物理量。空气调节机根据空气调节机的运转模式，切换使来自交流电源的电流流通到二极管或者流通到开关元件。
本发明的空气调节机起到能够抑制装置的大型化以及热失控的发生，并实现高效的运转这样的效果。
附图说明
图1是示出具备实施方式1的电力变换装置的空气调节机的结构例的图。
图2是示出实施方式1的电力变换装置所具备的整流电路的另一例子的图。
图3是示出构成实施方式1的开关元件的MOSFET的概略构造的示意剖视图。
图4是示出在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的图。
图5是示出在实施方式1的电力变换装置中控制部使开关元件导通的定时的图。
图6是示出使用了实施方式1的电力变换装置的电源短路模式以及负载电力供给模式的交流电流控制手法的例子的图。
图7是示出在实施方式1的电力变换装置中流过的电流的路径的另一例子的图。
图8是示出作为在实施方式1的电力变换装置的整流电路中使用的开关元件的MOSFET的温度特性的图。
图9是示出在实施方式1的电力变换装置的整流电路中使用的寄生二极管等普通的二极管的温度特性的图。
图10是示出搭载于实施方式1的空气调节机的室外机的安装有电力变换装置的基板的配置位置的例子的图。
图11是示出由实施方式1的电力变换装置的控制部进行的控制动作的流程图。
图12是示出实现实施方式1的电力变换装置所具备的控制部的硬件结构的一个例子的图。
图13是示出由实施方式2的电力变换装置的控制部进行的控制动作的流程图。
图14是示出实施方式3的马达驱动装置的结构例的图。
图15是示出实施方式4的空气调节机的结构例的图。
(符号说明)
1：交流电源；2：电抗器；3：整流电路；4：平滑电容器；5：电源电压检测部；6：电源电流检测部；7：母线电压检测部；10：控制部；31：第1支路；32：第2支路；41：逆变器；42：马达；43：逆变器控制部；44：马达电流检测部；50：负载；81：压缩机；82：四通阀；83：室外热交换器；84：膨胀阀；85：室内热交换器；86：制冷剂配管；87：压缩机构；100：电力变换装置；101：马达驱动装置；201：处理器；202：存储器；311、312、321、322：开关元件；311a、312a、321a、322a：寄生二极管；321b、322b：二极管；501：第1布线；502：第2布线；503：第3布线；504：第4布线；506：第1连接点；508：第2连接点；600：半导体基板；601、603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道；700：空气调节机；701：基板；702：机器室；703：室外机。
具体实施方式
以下，根据附图，详细地说明本发明的实施方式的空气调节机。此外，本发明并不限于该实施方式。
实施方式1.
图1是示出具备本发明的实施方式1的电力变换装置100的空气调节机700的结构例的图。空气调节机700具备电力变换装置100。电力变换装置100是具有交流直流变换功能的电源装置，该交流直流变换功能使用整流电路3将从交流电源1供给的交流电力变换为直流电力而施加到负载50。如图1所示，电力变换装置100具备电抗器2、整流电路3、平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7以及控制部10。电抗器2具备第1端部和第2端部，第1端部连接于交流电源1。
整流电路3是具备两个将并联连接有二极管的两个开关元件串联连接而成的支路并将两个支路并联连接而成的电路。具体而言，整流电路3具备作为第1电路的第1支路31和作为第2电路的第2支路32。第1支路31具备串联连接的开关元件311以及开关元件312。在开关元件311中形成有寄生二极管311a。寄生二极管311a并联连接于开关元件311的漏极与源极之间。在开关元件312中形成有寄生二极管312a。寄生二极管312a并联连接于开关元件312的漏极与源极之间。寄生二极管311a、312a分别是被用作续流二极管的二极管。
第2支路32具备串联连接的开关元件321以及开关元件322。第2支路32并联连接于第1支路31。在开关元件321中形成有寄生二极管321a。寄生二极管321a并联连接于开关元件321的漏极与源极之间。在开关元件322中形成有寄生二极管322a。寄生二极管322a并联连接于开关元件322的漏极与源极之间。寄生二极管321a、322a分别是被用作续流二极管的二极管。
详细而言，电力变换装置100具备分别与交流电源1连接的第1布线501以及第2布线502和配置于第1布线501的电抗器2。另外，第1支路31具备作为第1开关元件的开关元件311、作为第2开关元件的开关元件312以及具有第1连接点506的第3布线503。开关元件311以及开关元件312利用第3布线503串联地连接。第1布线501连接于第1连接点506。第1连接点506经由第1布线501以及电抗器2连接于交流电源1。第1连接点506连接于电抗器2的第2端部。
第2支路32具备作为第3开关元件的开关元件321、作为第4开关元件的开关元件322、具备第2连接点508的第4布线504，开关元件321以及开关元件322利用第4布线504串联地连接。第2布线502连接于第2连接点508。第2连接点508经由第2布线502连接于交流电源1。此外，整流电路3具备至少一个以上的开关元件，能够将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压即可。
平滑电容器4是与整流电路3详细而言第2支路32并联连接的电容器。在整流电路3中，开关元件311的一端连接于平滑电容器4的正侧，开关元件311的另一端与开关元件312的一端连接，开关元件312的另一端连接于平滑电容器4的负侧。
开关元件311、312、321、322包括MOSFET。作为开关元件311、312、321、322，能够使用包括氮化镓(Gallium Nitride：GaN)、碳化硅(Silicon Carbide：SiC)、金刚石或者氮化铝这样的宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体的MOSFET。通过对开关元件311、312、321、322使用WBG半导体，耐电压性变高，容许电流密度也变高，所以能够实现模块的小型化。WBG半导体的耐热性也高，所以还能够实现散热部的散热片的小型化。
控制部10根据从电源电压检测部5、电源电流检测部6以及母线电压检测部7分别输出的信号，生成使整流电路3的开关元件311、312、321、322进行动作的驱动信号。电源电压检测部5是检测作为交流电源1的输出电压的电压值的电源电压Vs并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电压检测部。电源电流检测部6是检测作为从交流电源1输出的电流的电流值的电源电流Is并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电流检测部。电源电流Is是在交流电源1与整流电路3之间流过的电流的电流值。此外，电源电流检测部6能够检测在整流电路3中流过的电流即可，所以设置位置不限定于图1的例子，既可以是整流电路3与平滑电容器4之间，也可以是平滑电容器4与负载50之间。母线电压检测部7是检测母线电压Vdc并将表示检测结果的电信号输出到控制部10的电压检测部。母线电压Vdc是用平滑电容器4对整流电路3的输出电压进行平滑后的电压。在以后的说明中，有时将电源电压检测部5、电源电流检测部6以及母线电压检测部7简称为检测部。另外，有时将由电源电压检测部5检测到的电源电压Vs、由电源电流检测部6检测到的电源电流Is以及由母线电压检测部7检测的母线电压Vdc称为表示整流电路3的动作状态的物理量。控制部10根据电源电压Vs、电源电流Is以及母线电压Vdc，控制开关元件311、312、321、322的导通截止。此外，控制部10也可以使用电源电压Vs、电源电流Is以及母线电压Vdc中的至少一个来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。
接下来，说明实施方式1的电力变换装置100的基本的动作。以下，有时将与交流电源1的正侧即交流电源1的正极端子连接的开关元件311、321称为上侧开关元件。另外，有时将与交流电源1的负侧即交流电源1的负极端子连接的开关元件312、322称为下侧开关元件。
在第1支路31中，上侧开关元件和下侧开关元件互补地进行动作。即，在上侧开关元件以及下侧开关元件中的一方为导通的情况下，另一方为截止。构成第1支路31的开关元件311、312如后所述利用由控制部10生成的驱动信号即PWM信号来驱动。以下，将遵循PWM信号的开关元件311、312的导通或者截止的动作还称为开关动作。为了防止平滑电容器4经由交流电源1以及电抗器2被短路，在从交流电源1输出的电源电流Is的绝对值为电流阈值以下的情况下，开关元件311以及开关元件312都成为截止。以下，将平滑电容器4的短路称为电容器短路。电容器短路是积蓄于平滑电容器4的能量被释放而在交流电源1中再生电流的状态。
构成第2支路32的开关元件321、322根据由控制部10生成的驱动信号成为导通或者截止。开关元件321、322基本上根据作为从交流电源1输出的电压的极性的电源电压极性，成为导通或者截止的状态。具体而言，在电源电压极性为正的情况下，开关元件322为导通且开关元件321为截止，在电源电压极性为负的情况下，开关元件321为导通且开关元件322为截止。此外，在图1中，用从控制部10朝向整流电路3的箭头表示控制开关元件321、322的导通截止的驱动信号以及控制开关元件311、312的导通截止的前述的PWM信号。
在图1所示的电力变换装置100中，针对开关元件311、312、321、322仅记载有寄生二极管311a、312a、321a、322a，但是是一个例子，也可以针对开关元件311、312、321、322另行并联地连接整流二极管、肖特基势垒二极管等二极管。另外，在图1所示的电力变换装置100中，设为整流电路3具备4个开关元件311、312、321、322的结构，但也可以设为关于一个支路而删除两个开关元件而包括两个二极管的结构。图2是示出实施方式1的电力变换装置100所具备的整流电路3的另一例子的图。在图2中示出了由两个二极管321b、322b构成第2支路32的例子。这样，整流电路3也可以是如并用开关元件311、312以及二极管321b、322b那样的电路结构。即使是如图2所示的电路结构，也能够得到本实施方式的效果。但是，在是图2所示的整流电路3的结构的情况下，电力变换装置100控制开关元件311、312的导通截止。以后，以图1所示的电力变换装置100为例进行说明。
接下来，说明实施方式1中的开关元件311、312、321、322的状态与在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的关系。此外，在本说明之前，参照图3说明MOSFET的构造。
图3是示出构成实施方式1的开关元件311、312、321、322的MOSFET的概略构造的示意剖视图。在图3中例示n型MOSFET。在是n型MOSFET的情况下，如图3所示，使用p型的半导体基板600。半导体基板600形成有源极电极S，漏极电极D以及栅极电极G。高浓度的杂质被离子注入到与源极电极S以及漏极电极D相接的部位而形成n型的区域601。另外，在半导体基板600，在不形成n型的区域601的部位与栅极电极G之间形成有氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602介于栅极电极G与半导体基板600的p型的区域603之间。
当正电压被施加到栅极电极G时，电子被吸引到半导体基板600的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，该边界面带负电。电子集中的部位的电子的密度比空穴密度高而n型化。该n型化的部分成为电流的通道，被称为沟道604。在图3的例子中，沟道604是n型沟道。MOSFET被控制成导通，从而流通到沟道604的电流比流通到与形成于p型的区域603的寄生二极管多。
图4是示出在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的图。在图4中，为了使记载变简洁，所以仅对开关元件311、312、321、322赋予附图标记。另外，在图4中用实线的圆圈记号表示为了同步整流控制而导通的开关元件，用于虚线的圆圈记号表示为了电源短路而导通的开关元件。
图4(a)是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的图。在图4(a)中，电源电压极性为正，开关元件311以及开关元件321为导通，开关元件312以及开关元件322为截止。开关元件311为了同步整流控制而被导通，开关元件321为了电源短路而被导通。图4(a)示出电源电压极性为正时的电源短路模式的状态。在该状态下，按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、开关元件321、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管311a以及寄生二极管321a中流过电流，而在开关元件311以及开关元件321各自的沟道中流过电流，从而形成电源短路路径。
图4(b)是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为正时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的图。在图4(b)中，电源电压极性为正，开关元件311以及开关元件322为导通，开关元件312以及开关元件321为截止。开关元件311以及开关元件322为了同步整流控制而被导通。图4(b)示出电源电压极性为正时的负载电力供给模式的状态。在该状态下，按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管311a以及寄生二极管322a中流过电流，而在开关元件311以及开关元件322各自的沟道中流过电流，从而进行同步整流控制。
图4(c)是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的图。在图4(c)中，电源电压极性为负，开关元件312以及开关元件322为导通，开关元件311以及开关元件321为截止。开关元件312为了同步整流控制而被导通，开关元件322为了电源短路而被导通。图4(c)示出电源电压极性为负时的电源短路模式的状态。在该状态下，按照交流电源1、开关元件322、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管322a以及寄生二极管312a中流过电流，而在开关元件322以及开关元件312各自的沟道中流过电流，从而形成电源短路路径。
图4(d)是示出在电源电流Is的绝对值比电流阈值大且电源电压极性为负时在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的图。在图4(d)中，电源电压极性为负，开关元件312以及开关元件321为导通，开关元件311以及开关元件322为截止。开关元件312以及开关元件321为了同步整流控制而被导通。图4(d)示出电源电压极性为负时的负载电力供给模式的状态。在该状态下，按照交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过电流。这样，在实施方式1中，不在寄生二极管321a以及寄生二极管312a中流过电流，而在开关元件321以及开关元件312各自的沟道中流过电流，从而进行同步整流控制。
控制部10通过控制以上叙述的电流路径的切换，能够控制电源电流Is以及母线电压Vdc的值。具体而言，控制部10以生成经由电抗器2而进行电源短路的电流路径的方式控制开关元件311、312、321、322的导通截止，从而进行功率因数改善控制以及升压控制。电力变换装置100在电源电压极性为正时连续地切换图4(b)所示的负载电力供给模式和图4(a)所示的电源短路模式，在电源电压极性为负时连续地切换图4(d)所示的负载电力供给模式和图4(c)所示的电源短路模式，从而实现母线电压Vdc的上升、电源电流Is的同步整流控制等动作。具体而言，控制部10使进行基于PWM的开关动作的开关元件311、312的开关频率比进行与电源电压Vs的极性相应的开关动作的开关元件321、322的开关频率高，来控制开关元件311、312、321、322的导通截止。在以后的说明中，在不区分开关元件311、312、321、322的情况下，有时简称为开关元件。同样地，在不区分寄生二极管311a、312a、321a、322a的情况下，有时简称为寄生二极管。
此外，图4所示的各开关元件的开关模式是一个例子，电力变换装置100还能够设为图4所示的各开关元件的开关模式以外的电流路径。电力变换装置100在任意的开关模式中都能够得到本实施方式的效果。
接下来，说明控制部10使开关元件导通截止的定时。图5是示出在实施方式1的电力变换装置100中控制部10使开关元件导通的定时的图。在图5中，横轴是时间。在图5中，Vs是由电源电压检测部5检测到的电源电压Vs，Is是由电源电流检测部6检测到的电源电流Is。在图5中示出开关元件311、312是根据电源电流Is的极性被控制导通截止的电流同步的开关元件，示出开关元件321、322是根据电源电压Vs的极性被控制导通截止的电压同步的开关元件。另外，在图5中，Ith表示电流阈值。此外，在图5中示出了从交流电源1输出的交流电力的1周期，但控制部10在其它周期中也进行与图5所示的控制同样的控制。
控制部10在电源电压极性为正的情况下，使开关元件322导通，使开关元件321截止。另外，控制部10在电源电压极性为负的情况下，使开关元件321导通，使开关元件322截止。此外，在图5中，开关元件322从导通成为截止的定时与开关元件321从截止成为导通的定时是相同的定时，但不限定于此。控制部10也可以在开关元件322从导通成为截止的定时与开关元件321从截止成为导通的定时之间设置开关元件321、322都成为截止的死区时间。同样地，控制部10也可以在开关元件321从导通成为截止的定时与开关元件322从截止成为导通的定时之间设置开关元件321、322都成为截止的死区时间。
在电源电压极性为正的情况下，当电源电流Is的绝对值为电流阈值Ith以上时，控制部10使开关元件311导通。之后，当电源电流Is的绝对值变小，电源电流Is的绝对值比电流阈值Ith小时，控制部10使开关元件311截止。另外，在电源电压极性为负的情况下，当电源电流Is的绝对值为电流阈值Ith以上时，控制部10使开关元件312导通。之后，当电源电流Is的绝对值变小，电源电流Is的绝对值比电流阈值Ith小时，控制部10使开关元件312截止。
在电源电流Is的绝对值为电流阈值Ith以下的情况下，控制部10以使上侧开关元件的开关元件311以及开关元件321不同时导通的方式进行控制，另外以使下侧开关元件的开关元件312以及开关元件322不同时导通的方式进行控制。由此，控制部10能够在电力变换装置100中防止电容器短路。控制部10通过使各开关元件如图5所示导通截止，能够实现电力变换装置100的高效化。
图6是示出使用了实施方式1的电力变换装置100的电源短路模式以及负载电力供给模式的交流电流控制手法的例子的图。在图6中，关于无源控制、简易开关控制以及持续进行PAM(Pulse Amplitude Modulation，脉冲振幅调制)控制的全PAM控制的各交流电流控制手法，示出了电源电压Vs的波形、电源电流Is的波形、针对开关元件321的PWM信号以及特征。
无源控制是与前述的图5的例子相同的控制状态。控制部10在无源控制下针对各开关元件不按照PWM信号进行导通截止的控制。无源控制相对于其它交流电流控制手法存在开关元件的导通截止所致的损耗少但高次谐波的抑制能力差的特征。
简易开关控制是控制部10在电源半周期中实施1次或者几次电源短路模式的控制模式。简易开关控制作为特征而开关次数少，所以具有开关损耗小的优点。但是，简易开关控制与开关次数少相应地，难以将交流电流波形完全控制成正弦波状，所以功率因数的改善率小。
全PAM控制是控制部10连续地切换电源短路模式以及负载电力供给模式并将切换频率设为几kHz以上的控制模式。全PAM控制连续地切换电源短路模式以及负载电力供给模式作为特征，所以具有功率因数的改善率高的优点。但是，全PAM控制的开关次数多，所以开关损耗大。简易开关控制以及全PAM控制的共同点在于能够对无源控制改善功率因数这点。
在如图1所示将电力变换装置100搭载于空气调节机700的情况下，空气调节机700需要考虑了断路器(breaker)限制的转换器动作。空气调节机700随着负载变大而在交流电流中流过的电流也变大。空气调节机700当功率因数差时，交流电流变大，所以无法在大的负载条件下进行动作。因此，电力变换装置100在搭载于空气调节机700的情况下，进行如前所述的简易开关控制、全PAM控制等。
接下来，说明电力变换装置100中的电源短路模式以及负载电力供给模式与同步整流控制的关系性。在图4所示的电源短路模式以及负载电力供给模式的例子中，如前述那样，虚线的圆圈记号所示的开关元件是为了生成电源短路路径而导通的开关元件，实线的圆圈记号所示的开关元件是为了进行同步整流控制而导通的开关元件。在图4的例子中，以在电力变换装置100中与电源短路模式或者负载电力供给模式一起同时进行同步整流控制为前提。然而，在电力变换装置100中，还能够如图7所示并用二极管整流控制来进行控制。
图7是示出在实施方式1的电力变换装置100中流过的电流的路径的另一例子的图。在图7中，将图4所示的各开关元件中的用实线的圆圈记号表示的开关元件全部设为截止状态。这是因为在开关元件是MOSFET的情况下，存在使用了MOSFET的寄生二极管的电流路径。控制部10即使如图7所示将进行电源短路用开关的开关元件以外的开关元件全部设为截止状态，也能够实现电源短路模式以及负载电力供给模式。这样，控制部10即使在图1所示的电路结构中不进行同步整流控制，也能够使电力变换装置100进行所期望的动作。此外，图7示出了使同步整流控制完全停止的条件的各开关元件的开关模式，但控制部10也可以并用图4所示的同步整流控制以及图7所示的二极管整流控制来进行控制。
如前述那样，一般而言，二极管以及MOSFET具有电压下降因温度而发生变化的温度特性。这也相当于整流电路3所具备的寄生二极管311a、312a、321a、322a以及作为MOSFET的开关元件311、312、321、322。图8是示出作为在实施方式1的电力变换装置100的整流电路3中使用的开关元件的MOSFET的温度特性的图。在图8中，横轴表示电流，纵轴表示导通电阻。图8示出了温度所致的MOSFET的导通电阻的不同，示出了温度越高则导通电阻越大，即漏极－源极间电压越大。图9是示出在实施方式1的电力变换装置100的整流电路3中使用的寄生二极管等普通的二极管的温度特性的图。在图9中，横轴表示正向电压，纵轴表示电流。图9示出了温度所致的二极管的正向电压下降的不同，示出了温度越高则正向电压下降越小。
根据图8以及图9所示的内容，电力变换装置100在半导体器件的温度变高的条件下，在选择二极管整流控制时能够高效地运转。
在此，考虑将电力变换装置100搭载于空气调节机700特别是在图1中未图示的室外机的情况。空气调节机700是进行制冷运转以及制热运转的设备。在制冷运转时，室外机的周围温度预计通常比平均气温高。因而，搭载于室外机的安装有电力变换装置100的基板701的周围温度也高。特别是，在安装有电力变换装置100的基板701搭载于室外机的情况下，基板701如图10所示设置于压缩机的上侧、室外机的热交换器附近等的情形较多，容易受到从压缩机、室外机的热交换器等泄漏的热的影响。图10是示出搭载于实施方式1的空气调节机700的室外机703的安装有电力变换装置100的基板701的配置位置的例子的图。图10示出了安装有电力变换装置100的基板701在室外机703中设置于包括压缩机、热交换器等的机器室702的上侧的例子。相对于制热运转时，在外部气温高的制冷运转时压缩机的排出温度容易变高，成为比设置室外机703的空气温度更高的温度。另外，在周围温度非常高的条件下，关于半导体元件的温度，与元件损耗所致的温度上升相比，周围温度占支配地位。
考虑这样的MOSFET以及二极管的温度特性，控制部10进行同步整流控制或者二极管整流控制的选择。在此，当为了考虑温度特性而新设置温度传感器时，部件件数增加，导致成本上升。因此，控制部10在空气调节机700进行制冷运转的情况下，设为处于电力变换装置100的周围温度高的状态，选择在整流电路3中进行使用了寄生二极管311a、312a、321a、322a的二极管整流控制。由此，控制部10与使用作为MOSFET的开关元件311、312、321、322来进行同步整流控制的情况相比，能够进行高效的运转。在外部气温高的制冷运转时，在电力变换装置100中，作为MOSFET的开关元件311、312、321、322的导通电阻大，MOSFET的发热变大。在电力变换装置100中，当MOSFET的发热变大时，导通电阻进一步变大，发热也进一步变大。相对于此，二极管具有与MOSFET相反的温度特性。因此，电力变换装置100在外部气温高的制冷运转时，选择在整流电路3中进行使用了寄生二极管311a、312a、321a、322a的二极管整流控制。由此，控制部10能够避免如MOSFET的发热变大那样的恶循环，还能够实现高可靠性。
接下来，说明制热运转时的控制部10的动作。在制热运转时，与制冷运转时相反，空气调节机700的室外机703的周围温度是低的状态。因此，考虑控制部10根据图8以及图9所示的温度特性而作为MOSFET的开关元件311、312、321、322的导通电阻因温度而进一步变小这点，选择进行使用了开关元件311、312、321、322的同步整流控制。由此，控制部10能够进行高效的运转。因而，控制部10在空气调节机700是制热运转时选择使用了开关元件311、312、321、322的同步整流控制。
图11是示出由实施方式1的电力变换装置100的控制部10进行的控制动作的流程图。控制部10判定空气调节机700的运转模式是否是制冷运转(步骤S1)。控制部10例如通过从空气调节机700获取从用户受理的运转模式的信息，能够掌握空气调节机700的运转模式，但获取运转模式的信息的方法不限定于此。控制部10在空气调节机700的运转模式是制冷运转的情况下(步骤S1：是)，选择在整流电路3中进行使用了寄生二极管311a、312a、321a、322a的二极管整流控制(步骤S2)。二极管整流控制如前述那样成为如图7所示的电流路径。控制部10在空气调节机700的运转模式是制热运转的情况下(步骤S1：否)，选择在整流电路3中进行使用了开关元件311、312、321、322的同步整流控制(步骤S3)。同步整流控制如前述那样成为如图4所示的电流路径。
控制部10根据空气调节机700的运转模式，切换使来自交流电源1的电流流通到整流电路3的寄生二极管311a、312a、321a、322a或者流通到整流电路3的开关元件311、312、321、322。具体而言，控制部10在空气调节机700的运转模式是制冷运转的情况下使来自交流电源1的电流流通到整流电路3的寄生二极管311a、312a、321a、322a。另外，控制部10在空气调节机700的运转模式是制热运转的情况下使来自交流电源1的电流流通到整流电路3的开关元件311、312、321、322。由此，控制部10在制冷运转时选择二极管整流控制，从而能够得到高效率动作以及高可靠性的效果，在制热运转时选择同步整流控制，从而能够实现高效率运转。此外，在图11所示的流程图中，以空气调节机700的功能仅是制冷运转或者制热运转这两个功能为前提进行记载。在近年的空气调节机700中有除湿、送风运转等多种功能，搭载怎样的功能因产品而不同。因此，用于得到本实施方式的效果的控制部10的控制方法不限定于图11所示的例子。
接着，说明电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构。图12是示出实现实施方式1的电力变换装置100所具备的控制部10的硬件结构的一个例子的图。控制部10通过处理器201以及存储器202来实现。
处理器201是CPU(还称为Central Processing Unit，中央处理装置、处理装置、运算装置、微型处理器、微型计算机、处理器、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器))或者系统LSI(Large Scale Integration，大规模集成)。关于存储器202，能够例示RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically Erasable Programmable Read－Only Memory，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。另外存储器202不限定于这些，也可以是磁盘、光盘、压缩光盘、迷你光盘或者DVD(Digital Versatile Disc，数字多功能光盘)。
如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10在外部气温高的制冷运转时，选择在整流电路3中使电流流到寄生二极管311a、312a、321a、322a而进行整流的二极管整流控制，在外部气温低的制热运转时，选择在整流电路3中使电流流到作为MOSFET的开关元件311、312、321、322而进行整流的同步整流控制。由此，控制部10无需追加专用的温度传感器等，所以起到能够抑制装置的大型化，进而抑制热失控的发生，并通过简易的控制来实现高效的运转这样的效果。
实施方式2.
在实施方式2中，说明电力变换装置100的控制部10利用空气调节机700预先具备的温度传感器的检测结果的情况。
在实施方式2中，电力变换装置100以及空气调节机700的结构与图1所示的实施方式1时的结构相同。一般而言，空气调节机700是有效利用热力学的设备，所以为了实现空调控制，对室外机703以及未图示的室内机分别配备至少一个以上的温度传感器。例如，在是室外机703的情况下，对压缩机的排出管设置有用于检测排出温度的温度传感器的情形较多。如前述那样，设置于室外机703的基板701对周围温度的依赖性高，特别是在考虑了图10所示的设置位置的情况下，受到压缩机的热泄漏、来自室外机703的热交换器的冲击等，周围温度进一步上升。另外，室外机703如名称那样设定于室外，所以基板701用金属板等覆盖的情形较多，设置于密闭空间。进而，室外机703自身也具有密闭性，所以基板701上的开关元件等半导体元件的周围温度除了与通常的室外气温以外，还与压缩机、室外热交换器等的温度具有联动性。因此，控制部10有效利用空气调节机700所具备的温度传感器，进行同步整流控制或者二极管整流控制的选择控制。
图13是示出由实施方式2的电力变换装置100的控制部10进行的控制动作的流程图。在此，控制部10使用检测压缩机的排出温度的温度传感器的测量结果，根据压缩机的排出温度进行二极管整流控制或者同步整流控制的选择。控制部10比较由温度传感器测量出的压缩机的排出温度Td和所规定的温度阈值Td_th(步骤S11)。例如当在室外机703中设置有安装有电力变换装置100的基板701并且基板701的温度与压缩机的排出温度联动地变化的情况下，根据图8以及图9所示的温度特性，温度阈值Td_th是相当于与使电流流到开关元件相比使电流流到整流电路3的寄生二极管的效率更高的基板701的温度的压缩机的排出温度。关于温度阈值Td_th，空气调节机700的制造者等预先通过实测等求出，存储于控制部10或者未图示的存储部。控制部10在由温度传感器测量出的压缩机的排出温度Td比温度阈值Td_th大的情况下(步骤S11：是)，选择在整流电路3中进行使用了寄生二极管311a、312a、321a、322a的二极管整流控制(步骤S12)。控制部10在由温度传感器测量出的压缩机的排出温度Td小于温度阈值Td_th的情况下(步骤S11：否)，选择在整流电路3中进行使用了开关元件311、312、321、322的同步整流控制(步骤S13)。
控制部10根据测量空气调节机700的制冷环路内的温度的温度传感器的测量结果，切换使来自交流电源1的电流流通到整流电路3的寄生二极管311a、312a、321a、322a或者流通到整流电路3的开关元件311、312、321、322。由此，控制部10无需追加专用的温度传感器，就能够高精度地进行二极管整流控制或者同步整流控制的选择。此外，在此，说明了控制部10利用测量压缩机的排出温度的温度传感器的情况，但是是一个例子，不限定于此。控制部10也可以利用设置于空气调节机700的其它温度传感器，例如安装于室外的热交换器的温度传感器等。
另外，控制部10也可以并用进行图13所示的实施方式2的流程图的控制和图11所示的实施方式1的流程图的控制。控制部10例如也可以当在图11所示的流程图中为步骤S1：“是”或者步骤S1：“否”中的任意情况下，进行图13所示的实施方式2的流程图的控制。
如以上说明，根据本实施方式，在电力变换装置100中，控制部10使用预先设置于空气调节机700的温度传感器的测量结果，选择在整流电路3中使电流流到寄生二极管311a、312a、321a、322a的二极管整流控制或者在整流电路3中使电流流到作为MOSFET的开关元件311、312、321、322的同步整流控制。由此，控制部10无需追加专用的温度传感器等，所以起到能够抑制装置的大型化，进而抑制热失控的发生，并通过简易的控制高精度地实现高效的运转这样的效果。
实施方式3.
在实施方式3中，说明具备在实施方式1以及实施方式2中说明的电力变换装置100的马达驱动装置。
图14是示出实施方式3的马达驱动装置101的结构例的图。马达驱动装置101驱动作为负载的马达42。马达驱动装置101具备实施方式1、2的电力变换装置100、逆变器41、马达电流检测部44以及逆变器控制部43。逆变器41将从电力变换装置100供给的直流电力变换为交流电力，输出到马达42，从而驱动马达42。此外，说明了马达驱动装置101的负载是马达42的情况下的例子，但是是一个例子，与逆变器41连接的设备是输入交流电力的设备即可，也可以是马达42以外的设备。
逆变器41是将以IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)为首的开关元件设为3相桥结构或者2相桥结构的电路。逆变器41所使用的开关元件不限定于IGBT，也可以是包括WBG半导体的开关元件、IGCT(Integrated Gate CommutatedThyristor，集成栅极型换流晶闸管)、FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)或者MOSFET。
马达电流检测部44检测在逆变器41与马达42之间流过的电流。逆变器控制部43使用由马达电流检测部44检测到的电流，以使马达42按照所期望的转速旋转的方式生成用于驱动逆变器41内的开关元件的PWM信号并施加到逆变器41。逆变器控制部43与控制部10同样地通过处理器以及存储器来实现。此外，马达驱动装置101的逆变器控制部43和电力变换装置100的控制部10也可以通过1个电路来实现。
在电力变换装置100用于马达驱动装置101的情况下，整流电路3的控制所需的母线电压Vdc根据马达42的运转状态而变化。一般而言，马达42的转速越高，则需要使逆变器41的输出电压越高。该逆变器41的输出电压的上限受到向逆变器41的输入电压即作为电力变换装置100的输出的母线电压Vdc限制。将来自逆变器41的输出电压超过受到母线电压Vdc限制的上限而饱和的区域称为过调制区域。
在这样的马达驱动装置101中，在马达42为低转速的范围即未达到过调制区域的范围，无需使母线电压Vdc升压。另一方面，在马达42成为高转速的情况下，使母线电压Vdc升压，从而能够将过调制区域设为更高转速侧。由此，能够使马达42的运转范围扩大到高转速侧。
另外，如果无需使马达42的运转范围扩大，则能够与其相应地增加向马达42所具备的定子的绕组的匝数。通过增加绕组的匝数，在低转速的区域在绕组的两端产生的马达电压变高，在绕组中流过的电流与其相应地下降，所以能够降低在逆变器41内的开关元件的开关动作中产生的损耗。在得到马达42的运转范围的扩大和低转速的区域的损耗改善这双方的效果的情况下，马达42的绕组的匝数被设定为适当的值。
如以上说明，根据本实施方式，通过使用电力变换装置100，支路间的发热的不均衡被降低，能够实现可靠性高且输出高的马达驱动装置101。
实施方式4.
在实施方式4中，说明具备在实施方式3中说明的马达驱动装置101的空气调节机。
图15是示出实施方式4的空气调节机700的结构例的图。空气调节机700是制冷环路装置的一个例子，具备实施方式3的马达驱动装置101以及马达42。空气调节机700具备内置有压缩机构87以及马达42的压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86。空气调节机700不限定于室外机703从室内机分离的分离型空气调节机，也可以是压缩机81、室内热交换器85以及室外热交换器83设置于1个框体内的一体型空气调节机。马达42由马达驱动装置101驱动。
在压缩机81的内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构87和使压缩机构87进行动作的马达42。制冷剂在压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86中循环，从而构成制冷环路。此外，空气调节机700所具备的构成要素还能够应用于具备制冷环路的冰箱或者冰柜这样的设备。
另外，在本实施方式中，说明了利用马达42作为压缩机81的驱动源，由马达驱动装置101驱动马达42的结构例。然而，也可以将马达42应用于驱动空气调节机700所具备的未图示的室内机送风机以及室外机送风机的驱动源，用马达驱动装置101驱动该马达42。另外，也可以将马达42应用于室内机送风机、室外机送风机以及压缩机81的驱动源，用马达驱动装置101驱动该马达42。
另外，在空气调节机700中，输出为额定输出的一半以下的中间条件、即低输出条件下的运转在整年占支配地位，所以中间条件下对整年消耗电力的贡献度变高。另外，在空气调节机700中倾向于马达42的转速低，马达42的驱动所需的母线电压Vdc低。因此，从系统效率方面来看，有效的是空气调节机700所使用的开关元件在无源的状态下进行动作。因而，能够在从无源的状态至高频开关状态为止的宽范围的运转模式下实现损耗的降低的电力变换装置100对于空气调节机700而言是有用。如上述那样，在交织方式中，能够使电抗器2小型化，但在空气调节机700中中间条件下的运转多，所以无需使电抗器2小型化，电力变换装置100的结构以及动作在高次谐波的抑制、电源功率因数方面是更有效的。
另外，电力变换装置100能够抑制开关损耗，所以电力变换装置100的温度上升被抑制，即使使未图示的室外机送风机的尺寸小型化，也能够确保搭载于电力变换装置100的基板701的冷却能力。因而，电力变换装置100适于高效率且4.0kW以上的高输出的空气调节机700。
另外，根据本实施方式，通过使用电力变换装置100，支路间的发热的不均衡被降低，所以能够实现基于开关元件的高频驱动的电抗器2的小型化，能够抑制空气调节机700的重量的增加。另外，根据本实施方式，通过开关元件的高频驱动，开关损耗被降低，能够实现能耗率低、高效率的空气调节机700。
以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (5)

1.一种空气调节机，具备电力变换装置，该电力变换装置具备：
电抗器，具有第1端部和第2端部，所述第1端部连接于交流电源；
整流电路，连接于所述电抗器的所述第2端部，具备二极管以及至少一个以上的开关元件，该整流电路将从所述交流电源输出的交流电压变换为直流电压；以及
检测部，检测表示所述整流电路的动作状态的物理量，
所述空气调节机根据所述空气调节机的运转模式，切换使来自所述交流电源的电流流通到所述二极管或者流通到所述开关元件。
2.根据权利要求1所述的空气调节机，其中，
在所述空气调节机的运转模式是制冷运转的情况下使来自所述交流电源的电流流通到所述二极管。
3.根据权利要求1所述的空气调节机，其中，
在所述空气调节机的运转模式是制热运转的情况下使来自所述交流电源的电流流通到所述开关元件。
4.根据权利要求1所述的空气调节机，其中，
根据测量所述空气调节机的制冷环路内的温度的温度传感器的测量结果，切换使来自所述交流电源的电流流通到所述二极管或者流通到所述开关元件。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的空气调节机，其中，
所述电力变换装置搭载于所述空气调节机的室外机。
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