JP2015208116A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、ＬＣ回路の共振の影響を受けずにキャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化する。
【解決手段】位相領域Ｔ０２において採用されるスイッチング用キャリアの周波数ｆｃを、位相領域Ｔ０１において採用されるスイッチング用キャリアの周波数ｆｃよりも小さくする。これにより、電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。位相領域Ｔ０１，Ｔ０２を、直流電圧Ｖｄｃではなく、電源電圧の電圧値に基づいて区分することにより、リアクトルに由来する共振が発生しても、スイッチング用キャリアの周波数の切り替えは、当該共振の影響を受けない。
【選択図】図３

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に交流電圧を整流して、一旦は直流電圧を得てから他の交流電圧に変換する技術に関する。

当該技術は例えば、交流回転機を加減速駆動する電力変換装置に適用することができる。直流電圧を保持するコンデンサが小さく、直流電圧が電源周波数に依存して脈動する場合に好適である。

従来、入力された交流電力を整流して、一旦は直流電力を得た後、更にスイッチングによって可変電圧、可変周波数の交流電力を得てこれを出力する技術が知られている。出力された交流電力は、例えば交流回転機の可変速制御に採用される。

このような技術に採用される電力変換装置の一例は、商用電源から供給を受けた交流電圧を全波整流して直流電圧に変換するダイオードブリッジと、その直流電圧をスイッチングして他の交流電圧に変換して負荷である交流回転機に供給する電力変換器とで構成される。電力変換器は、電力変換器を構成する各スイッチング素子を制御して、指定された周波数の交流電圧を交流回転機に出力する。

この電力変換装置において、ダイオードブリッジから出力される直流電圧を保持するコンデンサが採用される。交流回転機の駆動性能の向上を図るべく、当該コンデンサにおいて直流電圧を十分に平滑化させるには、その静電容量が大きなことが要求される。リップル電流耐量を高めるためである。

静電容量が大きなコンデンサとしては電解コンデンサが採用される。しかし、電解コンデンサは、他の種類のコンデンサと比較してサイズが大きく、また価格が高い。よって電力変換装置が大きくなることや製造コストを増大させる課題があった。

かかる課題の対策の一例として、電解コンデンサレスインバータ装置が開発された（例えば、下掲の特許文献１、非特許文献１）。例えば特許文献１の電解コンデンサレスインバータ装置では、三相交流電圧を電源とし、コンデンサとして小容量のフィルムコンデンサを使用する。

コンデンサの容量が小さいと、インバータの主回路に供給される直流電圧は脈動を含む。この脈動を考慮することなく直流電圧を、例えばその平均値を基にインバータでスイッチングすると、交流回転機には脈動を含む交流電圧が印加されることになる。脈動を含む交流電圧で駆動されることで、交流回転機は脈動するトルクを出力したり、交流回転機に流れる電流が脈動したりするなどの課題がある。

かかる課題に対し、脈動を含む直流電圧の電圧値を基にして、インバータ（電力変換器）を構成するスイッチング素子に与える、パルス幅変調のためのタイミング信号に補正を加える技術が提案されている（例えば特許文献２）。このような補正により、交流回転機に脈動の影響を与えない、振幅が一定の三相交流電圧が出力される。

なお、例えば特許文献３のように、ダイオードブリッジではなく、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式で動作するコンバータで交流電圧を整流する技術も提案される。このような技術ではダイオードブリッジで整流する技術とは異なり、そもそも直流電圧に脈動が生じないようにコンバータのスイッチングを行うことが検討される。

特開２００９−１７６７３号公報 特公昭６１−０４８３５６号公報 特開平９−５６１６２号公報 特開２０１３−１２６２５７号公報

高橋勲、伊東洋一、「コンデンサレスインバータの制御法」、昭和６３年電気学会全国大会、Ｎｏ．５２７、ｐｐ６２４−６２６

他方、ダイオードブリッジから得られる直流電圧は、コンバータから得られる直流電圧とは異なり、コンデンサの容量が小さいと脈動してしまう。かかる直流電圧をパルス幅変調に使用するためは、脈動成分を正確にサンプリングする必要がある。一般に直流電圧は、パルス幅変調に使用するキャリアのトップ及び／又はボトムでサンプリングされるので、直流電圧の脈動成分を正確にサンプリングするためにはキャリア周波数が高くなる。

また、直流電圧の脈動に対してシステムの安定性を確保することから制御応答を高く保つためにも、キャリア周波数を高くすることが望ましい。よって特許文献２に示された構成では、キャリア周波数を高く設定しなければならない課題があった。但し、特許文献２では直流電圧の脈動成分と、サンプリング周波数についての明確な検討はない。

このように、電解コンデンサレスインバータ装置では、直流電圧の脈動、当該脈動を補正するための直流電圧のサンプリング精度向上、当該精度向上のためのキャリア周波数の上昇、という課題が連鎖し、ひいてはキャリア周波数の上昇による電力変換装置の損失の増大、当該損失を低減するための冷却装置の大型化、という課題が連鎖して発生する。

かかる課題を解決する一つの手段が、特許文献４に紹介されている。特許文献４では直流電圧の脈動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する技術について記載されている。

ただし、特許文献４では、電力変換器の主回路の構成にリアクトルを含んだ場合についての考察が省略されている。特に空調機器に採用される電力変換器では、そのスイッチングが電源側に影響を及ぼさないように、スイッチングに由来する周波数成分を除去するようなキャリアフィルタが取り付けられていることが多い。

キャリアフィルタとして、リアクトルを含む回路が採用される場合がある。この場合、当該リアクトルと、ダイオードブリッジの整流によって得られる直流電圧を支えるコンデンサとで共振が発生することがある。

かかる共振は、コンデンサ両端の直流電圧が急激に上昇したり、下降したりする共振現象を招来することがある。特許文献４に記載の技術では、キャリア周波数を直流電圧に依拠して変更している。よって当該技術では、主回路の構成にリアクトルを含んだ場合にも、正常に動作しない可能性も考えられる。

この発明は上記の課題を解決するためになされたもので、主回路の構成にリアクトルが含まれる場合であっても、それに由来する共振の影響を受けずに、直流電圧の脈動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる電力変換装置は、交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）をダイオードブリッジで整流して直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（５）と、前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ（３）と、前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器（２）と、前記電力変換器を制御する制御部（４）とを備える。

前記制御部は、スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１３）と前記他の交流電圧の指令値（Ｖ＊）とに基づいて前記電力変換器のスイッチングを制御する信号（Ｇ）を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部（１３）を有する。

前記交流電圧の電圧値で区分される位相領域に応じて前記スイッチング用キャリアの周波数（Ｆｃ）が可変である。

ダイオードブリッジで交流電圧から整流された直流電圧は、当該交流電圧と同期して脈動する。交流電圧の電圧値に応じてスイッチング用キャリアの周波数を変更することにより、コンデンサと共に共振を発生させるリアクトルが存在してもその共振の影響を受けずに、直流電圧の大きさやこれに基づいて変動するトルクに応じた周波数に応じた信号で電力変換器がスイッチングする。これにより、直流電圧の脈動やトルクの変動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する。

第１の実施の形態及び第２の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。 位相領域を示すグラフである。 位相領域を示すグラフである。 本発明の第１の実施の形態の動作を説明するグラフである。 スイッチング用キャリアが切り替わる様子を示すグラフである。 電圧Ｖｇ生成手段の構成を例示するブロック図である。 切替手段１１の構成を例示するブロック図である。 スイッチングコントローラ１１３の動作を説明するグラフである。 離散化した直流電圧Ｖｄｃ１を示すグラフである。 偏差Ｅｒ１を示すグラフである。 離散化した直流電圧Ｖｄｃ２を示すグラフである。 偏差Ｅｒ２を示すグラフである。 離散化した直流電圧Ｖｄｃ３を示すグラフである。 偏差Ｅｒ３を示すグラフである。 離散化した直流電圧Ｖｄｃ４を示すグラフである。 偏差Ｅｒ４を示すグラフである。 離散化した直流電圧Ｖｄｃ０を示すグラフである。 偏差Ｅｒ０を示すグラフである。 本発明の第２の実施の形態の動作を説明するグラフである。 第２の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。 切替手段１６の構成を例示するブロック図である。 第１の実施の形態の変形にかかる制御部４Ａの構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態の変形における切替手段１１の構成を例示するブロック図である。 第２の実施の形態の変形にかかる制御部１４Ａの構成を例示する回路図である。 第２の実施の形態の変形における切替手段１１の構成を例示するブロック図である。 キャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。 キャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、整流回路５と、コンデンサ３と、電力変換器２と、制御部４とを備える。

整流回路５はダイオードブリッジで構成され、三相電源６から供給される三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを全波整流して直流電圧Ｖｄｃを出力する。

コンデンサ３は直流電圧Ｖｄｃをその両端に受けるものの、ここでは必ずしも平滑機能が要求されるものではない。第１の実施の形態によれば、平滑機能が小さくて直流電圧Ｖｄｃの脈動が大きくても、これに追従した制御を行うことができる。

電力変換器２は直流電圧Ｖｄｃをスイッチングすることによって、他の交流電圧に変換してこれを出力する。電力変換器２は、より具体的には当該スイッチングは、制御部４によって制御される。ここでは電力変換器２は、三相の交流回転機１を駆動させるための三相交流電圧を出力する場合が例示されている。もちろん、出力する交流電圧が単相であってもよい。

電力変換器２のスイッチングは通常、スイッチング用キャリアの一周期毎にスイッチングを制御する信号（以下「スイッチング制御信号」とも称す）が決定される。よってスイッチング損失はスイッチング用キャリアの周波数（キャリア周波数）に依存する。より具体的にはキャリア周波数が低いほどスイッチング損失が低減する。

他方、キャリア周波数が高いほど、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性やトルクに対する制御性能を高めることができる。

図２は第１の実施の形態における位相領域を示すグラフである。具体的には三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波形と、電圧Ｖｇの波形とを示している。電圧Ｖｇは三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの各々の絶対値｜Ｖｒ｜，｜Ｖｓ｜，｜Ｖｔ｜の中の最大値を採る。

電圧Ｖｇの波形は正弦波に基づいており、直流電圧Ｖｄｃの波形と概ね一致することになる。よって、電圧Ｖｇは、その電圧値が小さい領域ほど変化が大きい。具体的には電圧Ｖｇの電源位相θを、交流電圧Ｖｓの変化率が最も大きい位相を基準（０度）に採用すると、以下のように位相領域を把握することができる。但し、位相については３６０度と０度とは同様に扱う。

電圧Ｖｇの変化率の絶対値が最も大きい位相（θは３０度の偶数倍）を含む位相領域Ｔ０１：
電圧Ｖｇの変化率の絶対値が最も小さい位相（θは３０度の奇数倍）を含む位相領域Ｔ０２。

以上のように位相領域を区分すると、位相領域Ｔ０１における電圧Ｖｇの波形及び直流電圧Ｖｄｃの脈動は、位相領域Ｔ０２における電圧Ｖｇの波形及び直流電圧Ｖｄｃの脈動よりも顕著である、と言える。

よって位相領域Ｔ０２においては、位相領域Ｔ０１よりも、直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周期を長くしても、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する電力変換器２の制御の追従性を損ないにくいと言える。しかも、直流電圧Ｖｄｃの電圧値が大きいときには電力変換器２に供給される電圧も大きいのであるから、位相領域Ｔ０２における電力変換器２を制御する頻度を低減することは、スイッチング損失の低減をも招来する。

上述のように、直流電圧Ｖｄｃの波形は、パルス幅変調に使用するスイッチング用キャリアのトップ及び／又はボトムでサンプリングされる。よって直流電圧Ｖｄｃの波形のサンプリング周期を長くすることはキャリア周波数を低減することに相当する。

つまり、位相領域Ｔ０２におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ２と、位相領域Ｔ０１におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ１とを導入して、Ｆｃ１＞Ｆｃ２の関係を成立させることにより、スイッチング損失の低減を招来する。

主回路がリアクトルを含まなければ、上述のように、電圧Ｖｇの波形は直流電圧Ｖｄｃの波形と概ね一致する。換言すれば、リアクトルが主回路に含まれて、これがコンデンサ３と協動して共振が発生し、当該共振によって直流電圧Ｖｄｃに乱れが発生しても、電圧Ｖｇの波形はかかる乱れを排除した直流電圧Ｖｄｃの波形と概ね一致する。

よって、電圧Ｖｇの位相に応じてキャリア周波数を変えて直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する電力変換器２の制御の追従性を確保しつつ、共振の影響を除去して電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。

上述のように、電圧Ｖｇは三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの各々の絶対値｜Ｖｒ｜，｜Ｖｓ｜，｜Ｖｔ｜の中の最大値であるから、位相領域Ｔ０１，Ｔ０２は、電圧Ｖｇの電圧値から決定することができる。

図３は第１の実施の形態の動作を説明するグラフであり、電源位相θが０〜６０度を採るときの、理想的な直流電圧Ｖｄｃの波形（これは電圧Ｖｇの波形と一致する）と、キャリア周波数ｆｃの波形を示している。直流電圧Ｖｄｃの電源位相θに対する対称性から、電源位相θが３０×２ｋ〜３０×２（ｋ＋１）度（但しｋは整数）を採るときの直流電圧Ｖｄｃの波形は図２に示されるように図３と同様に現れる。

図３において位相領域Ｔ０１は電源位相θが０度から値θ１（図３においてほぼ１０度）の範囲及び値θ２（図３においてほぼ５０度）から６０度の範囲として把握される。上述のように、直流電圧Ｖｄｃの波形は６０°を周期として繰り返されるので、位相領域Ｔ０１を示す矢印について、電源位相θが０°、６０°の位置には矢頭を付記していない。

位相領域Ｔ０２は電源位相θが値θ１〜θ２の範囲として把握される。電源位相θが値θ１、値θ２のいずれかを採る場合、当該電源位相θは、位相領域Ｔ０１，Ｔ０２の境界にあるので、位相領域Ｔ０１，Ｔ０２のいずれにあると把握しても差し支えない。

図３においてキャリア周波数ｆｃは位相領域Ｔ０１，Ｔ０２においてそれぞれ６ｋＨｚ，３ｋＨｚを採っている。つまり図３ではＦｃ１＝６ｋＨｚ、Ｆｃ２＝３ｋＨｚの場合が例示されている。

図４は、本発明の第１の実施の形態の動作を説明するグラフである。図４は、（ａ）電圧Ｖｇと、（ｂ）キャリア周波数ｆｃとの関係を示している。電圧Ｖｇは上述の電圧値を採るので、電源周波数の６倍で脈動する。

期間Ｔ１，Ｔ２は、それぞれ上述の位相領域Ｔ０１，Ｔ０２に相当する。但し、上述のθ１，θ２とは異なる位相で区分され得ることを明確にすべく、異なる記号を用いた。

期間Ｔ１，Ｔ２同士の境界で、異なる周波数のスイッチング用キャリアが時間的に隣接する。それぞれのスイッチング用キャリアの波形の最大値（あるいはその近傍）同士が隣接するか、もしくは最小値（あるいはその近傍）同士が時間的に隣接することが望ましい。

このようにしてスイッチング用キャリアを切り替えることにより、それぞれのスイッチング用キャリアの最大値同士（あるいは最小値同士）の間の一周期は損なわれることがない。通常、スイッチング用キャリアと比較される指令値は、スイッチング用キャリアの最大値同士（あるいは最小値同士）の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって出力される交流電圧は、指令値に応じたものとなる。

もちろん、指令値はスイッチング用キャリアの振幅に対応して設定されるので、切り替えられる複数のスイッチング用キャリアは、いずれもその最大値同士が等しく、かつ最小値同士が等しいことが望ましい。

図５はスイッチング用キャリアが切り替わる様子を示すグラフである。ここでは期間Ｔ２から期間Ｔ１への切り替わりが例示されている。ここでは周波数Ｆｃ２を有するスイッチング用キャリアＣ２から、周波数Ｆｃ１を有するスイッチング用キャリアＣ１への切り替わりが例示されており、それぞれの最大値同士が一致する時点で切り替わっている。

周波数Ｆｃ２が周波数Ｆｃ１の整数分の一（当該整数は２以上）であれば、スイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させることができる。

但し、スイッチング用キャリアが切り替わるタイミングを、厳密に期間Ｔ１，Ｔ２の境界に一致させることは必ずしも容易ではない。例えば上述のように周波数Ｆｃ１で直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする場合、特に期間Ｔ２から期間Ｔ１に移行するときの両者の境界は、必ずしもスイッチング用キャリアＣ２の最小値、あるいは最大値と一致するとは限らないからである。この点に鑑みた、スイッチング用キャリアの切り替えについては後述する。

図１に戻り、制御部４は、電圧Ｖｇ生成手段８、第１のキャリア周波数生成手段９、第２のキャリア周波数生成手段１０、切替手段１１、出力電圧指令演算手段１２、ＰＷＭ手段１３を有している。

第１のキャリア周波数生成手段９、第２のキャリア周波数生成手段１０は、それぞれ周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２を出力する。ここでＦｃ１＝ｋ×Ｆｃ２（ｋ＝２、３、４…）の関係がある。

図６は、電圧Ｖｇ生成手段８の構成を例示するブロック図である。電圧Ｖｇ生成手段８は検出手段８３、絶対値取得手段８２、最大値取得手段８１を有している。

検出手段８３は周波数Ｆｃ１を入力し、当該周波数をサンプリング周波数として電圧Ｖｓ，Ｖｒ，Ｖｔをサンプリングする。これにより、周期（１／Ｆｃ１）で電圧Ｖｓ，Ｖｒ，Ｖｔを（時間上で）離散的にサンプリングした値が得られる。

当該サンプリングは、例えばキャリアＣ１の波形がトップを採るタイミング、あるいはボトムを採るタイミング、あるいはその両方のタイミングで行う。キャリアＣ１の波形がトップを採るタイミング及びボトムを採るタイミングの両方でサンプリングを行う場合には、サンプリング周波数は実質的に２・Ｆｃ１となる。

絶対値取得手段８２は、サンプリングされた電圧Ｖｓ，Ｖｒ，Ｖｔの、それぞれの絶対値を求める。換言すれば、絶対値取得手段８２は、絶対値｜Ｖｓ｜，｜Ｖｒ｜，｜Ｖｔ｜をキャリアＣ１に基づいてサンプリングした時間的な離散値を出力する、と把握することができる。

最大値取得手段８１は、サンプリングされた絶対値｜Ｖｓ｜，｜Ｖｒ｜，｜Ｖｔ｜のうちの最大値を、電圧Ｖｇ１として求める。電圧Ｖｇ１は電圧ＶｇをキャリアＣ１に基づいてサンプリングした時間的な離散値である、と把握することができる。

電圧Ｖｇ１は電圧Ｖｇとはサンプリングの有無で相違するが、簡単のため、電圧Ｖｇ１を求める構成要素の名称として、電圧Ｖｇ生成手段８と表現した。

図７は切替手段１１の構成を例示するブロック図である。切替手段１１は、選択部１１１、大小判断器１１２、スイッチングコントローラ１１３を有している。

大小判断器１１２は、電圧Ｖｇ１と閾値電圧Ｖｔｈとを入力し、比較結果信号Ｄを出力する。比較結果信号Ｄは、電圧Ｖｇ１が閾値電圧Ｖｔｈよりも大きければ活性化し、閾値電圧Ｖｔｈ以下であれば非活性となる。

選択部１１１は、第１のキャリア周波数Ｆｃ１（ここでは端子Ａに入力）と第２のキャリア周波数Ｆｃ２（ここでは端子Ｂに入力）のいずれかを選択して、スイッチング用キャリアの周波数Ｆｃとして選択して出力する（ここでは端子Ｃから出力）。

おおまかには、比較結果信号Ｄが活性であれば電圧Ｖｇ１の変動は緩やかであって、上述の共振の影響を排除した直流電圧Ｖｄｃの変動も緩やかであると想定される。よって端子Ｂを端子Ｃに接続して周波数Ｆｃとして周波数Ｆｃ１よりも低い周波数Ｆｃ２を採用する。比較結果信号Ｄが非活性であれば端子Ａを端子Ｃに接続する。しかしより具体的には、スイッチングコントローラ１１３が選択部１１１における選択動作を決定する。

上述の通り、スイッチング用キャリアの切替は、当該キャリアの最大値が一致するタイミングあるいは最小値が一致するタイミングで行うことが望ましい。そのため、期間Ｔ１，Ｔ２と対応する比較結果信号Ｄの活性／非活性のみで選択部１１１の動作を制御することは望ましくない。

そこで、スイッチングコントローラ１１３は、比較結果信号Ｄの活性／非活性が切り替わった後、キャリアＣ２に基づいて、選択部１１１に選択の切替を行わせる。後述するように、キャリアＣ２はＰＷＭ手段１３から得られる。

図８はスイッチングコントローラ１１３の動作を説明するグラフである。但しここではキャリアＣ２として三種のキャリアＣ２-1，Ｃ２-2，Ｃ２-3を例示した。

キャリアＣ２-1，Ｃ２-2はキャリアＣ１の周波数Ｆｃ１の偶数分の一の周波数Ｆｃ２を有しており、ここではＦｃ２＝Ｆｃ１／２の場合が例示されている。キャリアＣ２-1は、その最大値を採るタイミングが、キャリアＣ１が最大値を採るタイミングから選択されるように同期する。キャリアＣ２-2は、その最小値を採るタイミングが、キャリアＣ１が最小値を採るタイミングから選択されるように同期する。

キャリアＣ２-3はキャリアＣ１の周波数Ｆｃ１の奇数分の一（当該奇数は３以上）の周波数Ｆｃ２を有しており、ここではＦｃ２＝Ｆｃ１／３の場合が例示されている。キャリアＣ２-3が最大値を採るときにはキャリアＣ１も最大値を採り、キャリアＣ２-3が最小値を採るときにはキャリアＣ１も最小値を採る。

このように、周波数が低い方のキャリアＣ２の最大値／最小値を検出し、そのタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることが望ましい。

具体的には、キャリアＣ２としてキャリアＣ２-1が採用される場合には、Ｃ２-1が最大値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最大値を採る。

キャリアＣ２としてキャリアＣ２-2が採用される場合には、Ｃ２-2が最小値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最小値を採る。

キャリアＣ２としてキャリアＣ２-3が採用される場合には、Ｃ２-3が最大値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最大値を採る。またＣ２-3が最小値を採るタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてキャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最小値を採る。

かかる切替の観点からは、周波数Ｆｃ２が周波数Ｆｃ１の奇数分の一であることが望ましい。キャリアが最大値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、最小値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、適用できるからである。

図１に戻り、出力電圧指令演算手段１２は、電力変換器２から出力される（「他の」）交流電圧についての指令値たる電圧指令Ｖ＊を生成する。電圧指令Ｖ＊を求める方法については、一般的なＶ／ｆ制御や交流回転機の制御方式であるベクトル制御などを採用することができる。かかる技術は公知であるので、詳細な説明は省略する。

ＰＷＭ手段１３は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）に基づいてスイッチング制御信号Ｇを電力変換器２に与える変調信号生成部として機能する。具体的には、ＰＷＭ手段１３では、周波数Ｆｃ１を有するキャリアＣ１と、周波数Ｆｃ２を有するキャリアＣ２とを同期して生成している。そして切替手段１１から出力された周波数Ｆｃが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２のいずれであるかに対応して、それぞれキャリアＣ１、Ｃ２をスイッチング用キャリアとして採用して、スイッチング制御信号Ｇを生成する。

電力変換器２が有するスイッチング素子（図示省略）は、スイッチング制御信号Ｇに基づいてスイッチングし、交流回転機１に三相交流電圧を出力する。電力変換器２の構造自体は公知であるので、その詳細な説明は割愛する。

スイッチング制御信号Ｇは、スイッチング用キャリアと、出力電圧指令演算手段１２から得られる電圧指令Ｖ＊との比較により、また更に直流電圧Ｖｄｃを考慮して生成される。かかる生成自体は公知の技術であるので、詳細な説明は割愛する。

切替手段１１は、交流電圧Ｖｓ，Ｖｒ，Ｖｔの電圧値に基づいて、スイッチング用キャリアの周波数の値を設定する、周波数設定部であると把握できる。

直流電圧Ｖｄｃは、例えばコンデンサ３の両端電圧を測定する直流電圧検出手段７によって得られる。その他の公知の手法を用いて直流電圧Ｖｄｃを得ても良い。

但しＰＷＭ手段１３は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を考慮するために直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする。このサンプリングについては本実施の形態に特有であるので、以下に説明する。但し、簡単のため、以下では直流電圧Ｖｄｃの波形にはリアクトルに由来する共振の影響を省略した。本発明では直流電圧Ｖｄｃの、共振の影響による脈動それ自体を考慮したサンプリングを行うのではなく、直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする位相が共振の影響を受けないようにすることを目的の一つとするからである。

図９〜図１８は、電源周波数が５０Ｈｚ、電圧実効値２００Ｖの三相交流を全波整流した場合の、直流電圧Ｖｄｃのサンプリングについて示すグラフである。

図９は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を１０ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ１とを示すグラフである。図１０は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ１（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ１）を示すグラフである。（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ１は直流電圧Ｖｄｃによく追従しており、直流電圧Ｖｄｃの変動が大きいタイミングでも、偏差Ｅｒ１の絶対値は５Ｖ未満に収まっていることが分かる。よって検出手段８３において採用されるサンプリング周波数は１０ｋＨｚを採用することが望ましい。

図１１は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を５ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ２とを示すグラフである。図１２は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ２（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）を示すグラフである。直流電圧Ｖｄｃの変動が大きいタイミングでも、偏差Ｅｒ２の絶対値は１０Ｖ未満に収まっていることが分かる。

図１３は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を２．５ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ３とを示すグラフである。図１４は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ３（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ３）を示すグラフである。（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ３は、直流電圧Ｖｄｃが２７０Ｖから２４５Ｖに減少する時と２４５Ｖから２７０Ｖに上昇する脈動成分を十分に反映していない。

図１５は直流電圧Ｖｄｃと、サンプリング周波数を１ｋＨｚとして直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ４とを示すグラフである。図１６は上記サンプリングをした場合の偏差Ｅｒ４（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ４）を示すグラフである。（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ４は、直流電圧Ｖｄｃの変動が緩やかな２８３Ｖから２７０Ｖに減少する時や、２７０Ｖから２８３Ｖに上昇するタイミングですら、脈動成分を十分に反映していない。

以上のことから、直流電圧Ｖｄｃの最小電圧付近では、サンプリング周波数は１０ｋＨｚ程度必要であり、直流電圧Ｖｄｃの最大電圧付近では、サンプリング周波数は２．５ｋＨｚ程度あれば十分であると考えられる。よって電源周波数が５０Ｈｚかつ三相交流を全波整流する場合には、周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２として、それぞれ１０ｋＨｚ，２．５ｋＨｚを採用することができる。当然ながら、周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２として適切な値は、電源周波数に比例する。

図１７は、直流電圧Ｖｄｃと、（共振による影響を受けない場合の）直流電圧Ｖｄｃの平均値から最小電圧の間でサンプリング周波数を１０ｋＨｚとし、直流電圧Ｖｄｃの平均値から最大電圧の間でサンプリング周波数を２．５ｋＨｚとして、直流電圧Ｖｄｃをサンプリングして離散化した直流電圧Ｖｄｃ０とを示すグラフである。つまりここでは閾値電圧Ｖｔｈ（図７参照）として（共振による影響を受けない場合の）直流電圧Ｖｄｃの平均値を採用する。

図１７において黒三角はサンプリング周波数が周波数Ｆｃ２から周波数Ｆｃ１に切り替わるタイミングであり、白三角はサンプリング周波数が周波数Ｆｃ１から周波数Ｆｃ２に切り替わるタイミングである。

直流電圧Ｖｄｃのサンプリングは、スイッチング用キャリアがトップ及び／又はボトムを採るタイミングで行われる。よって、直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周波数の切り替わりは、スイッチング用キャリアの切り替わりと同期することが望ましい。そして上述のようにスイッチング用キャリアが切り替わる際にはその波形の最大値同士、あるいは最小値同士が一致することが望ましい。よって直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周波数の切り替わりは、スイッチング用キャリアの切り替わりと同様に、必ずしも直流電圧Ｖｄｃがその閾値電圧Ｖｔｈ（ここでは直流電圧Ｖｄｃの平均値）を採るタイミングでは発生しない。

（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ０は、直流電圧Ｖｄｃをスイッチング用キャリア（以下、「キャリアＣ０」とも称す）でサンプリングして得られた値であり、キャリアＣ０は周波数Ｆｃ１を有するキャリアＣ１と、周波数Ｆｃ２を有するキャリアＣ２とが、上記黒三角、白三角で切り替わって得られる、と把握することができる。

図１８は上記サンプリングを行った場合の偏差Ｅｒ０（＝Ｖｄｃ−Ｖｄｃ０）を示すグラフである。偏差Ｅｒ０の絶対値は１０Ｖ未満に収まっており、（離散化した）直流電圧Ｖｄｃ０は直流電圧Ｖｄｃの変化が大きいタイミングでも、変化が小さいタイミングでも、追従性が良好なことが分かる。

このように、直流電圧Ｖｄｃのサンプリングにも用いられるスイッチング用キャリアの周波数を切り替えてサンプリングすることにより、制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存した電力変換器２のスイッチング損失を抑制することができる。

しかもキャリア周波数の切り替えは、リアクトルに由来する共振の影響を受ける可能性がある直流電圧Ｖｄｃに基づかずに三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに由来する電圧Ｖｇに基づくので、当該共振の影響を受けない。整流回路５三相電源６から供給される三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを全波整流して直流電圧Ｖｄｃを出力する。

なお、ＰＷＭ手段１３はスイッチング用キャリアＣ１を生成し、図９及び図１０を用いて説明したように、検出手段８３において採用されるサンプリング周波数は１０ｋＨｚを採用することが望ましい。よって電圧Ｖｇ生成手段８は、第１のキャリア周波数生成手段９から周波数Ｆｃ１を受ける代わりに、ＰＷＭ手段１３からスイッチング用キャリアＣ１を受け取ってもよい。

第２の実施の形態．
ＰＷＭ手段１３において採用されるスイッチング用キャリアの周波数は、第１の実施の形態のように二者択一ではなく、更に三つ以上の周波数を切り替えて選択しても良い。

図１９は、本発明の第２の実施の形態の動作を説明するグラフである。第１の実施の形態と同様にして、電圧Ｖｇ及びサンプリング周波数Ｆｃは図１９（ａ）（ｂ）に、それぞれ示されている。

第１の実施の形態と類似して、電圧Ｖｇが電圧閾値Ｖｔｈ１以上（あるいは電圧閾値Ｖｔｈ１より大）の期間Ｔ２が設定される。また電圧Ｖｇが電圧閾値Ｖｔｈ１未満（あるいは電圧閾値Ｖｔｈ１以下）かつ電圧閾値Ｖｔｈ２以上（あるいは電圧閾値Ｖｔｈ２より大）の期間Ｔ３が設定される。そしてまた電圧Ｖｇが電圧閾値Ｖｔｈ２未満（あるいは電圧閾値Ｖｔｈ２以下）の期間Ｔ３が設定される。但し、Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ２である。

期間Ｔ２よりも期間Ｔ３の方が、そして期間Ｔ３よりも期間Ｔ１の方が、いずれも直流電圧Ｖｄｃの変化は大きい。よって期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３においてそれぞれスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３が採用され、Ｆｃ１＞Ｆｃ３＞Ｆｃ２の関係にある。

例えばＶｔｈ１＝Ｖｔｈとすれば、電圧Ｖｇが電圧閾値Ｖｔｈ１未満（あるいは電圧閾値Ｖｔｈ１以下）におけるキャリア周波数の平均値を第１の実施の形態で採用された周波数Ｆｃ１よりも小さくし、よって期間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３に亘るキャリア周波数の平均値を更に低下させることができる。

以下、最も高い周波数Ｆｃ１を有するキャリアＣ１をスイッチング用キャリアの主キャリアとも称し、それよりも低い周波数Ｆｃ２，Ｆｃ３を有するキャリアＣ２，Ｃ３をスイッチング用キャリアの副キャリアとも称する。

なお、副キャリアが一つの場合は、第１の実施の形態において主キャリアはキャリアＣ１が、副キャリアはキャリアＣ２が、それぞれ対応する。

副キャリアが一つの場合には、電圧Ｖｇの閾値は一つ（第１の実施の形態の例では電圧閾値Ｖｔｈ）で足りる。主キャリアと副キャリアと切り替えるための閾値を主閾値として把握すれば、副キャリアが複数の場合に副キャリアを切り替えるための閾値を副閾値として把握することができる。上述の例では副閾値は電圧閾値Ｖｔｈ２であり、副キャリアの周波数Ｆｃ２，Ｆｃ３が切り替わるための、電圧Ｖｇについての基準となる。

図２０は第２の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該構成は、第１の実施の形態で示された電力変換装置の制御部４を制御部１４に置換した構成を有している。但し、ＰＷＭ手段１３は周波数Ｆｃ３のスイッチング用キャリアＣ３も、スイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２と同期して生成する。

制御部１４は、制御部４に対して切替手段１１を切替手段１６と置換し、かつ第３のキャリア周波数生成手段１５を追加した構成を有している。第３のキャリア周波数生成手段１５は、周波数Ｆｃ３を出力する。ここでＦｃ３＝ｍ×Ｆｃ１，Ｆｃ２＝ｎ×Ｆｃ３（ｍ，ｎ＝２、３、４…）の関係がある。これは第１の実施の形態で図５や図８を用いて説明したのと同様に、スイッチング用キャリア同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させるためである。第１の実施の形態の動作と、第２の実施の形態の動作との相違は、係数ｍが１であるか２以上であるかの相違と把握することもできる。

図２１は切替手段１６の構成を例示するブロック図である。切替手段１６は、切替手段１１が有する選択部１１１、大小判断器１１２、スイッチングコントローラ１１３に加え、更に選択部１６１，大小判断器１６２を有している。

大小判断器１６２は、電圧Ｖｇ１と電圧閾値Ｖｔｈとを入力し、比較結果信号Ｅを出力する。比較結果信号Ｅは、電圧Ｖｇ１が電圧閾値Ｖｔｈ以上であれば活性化し、電圧閾値Ｖｔｈ未満であれば非活性する。

選択部１６１は、第１のキャリア周波数Ｆｃ１（ここでは端子Ａに入力）と第３のキャリア周波数Ｆｃ３（ここでは端子Ｂに入力）のいずれかを選択して、端子Ｃから出力する。

選択部１６１の端子Ａには、第１の実施の形態とは異なり、選択部１６１の端子Ｃが接続される。よって、おおまかには、比較結果信号Ｄが活性であれば（直流電圧Ｖｄｃの変動は緩やかであるので）端子Ｂを端子Ｃに接続して周波数Ｆｃとして周波数Ｆｃ２を採用する。比較結果信号Ｄが非活性であれば端子Ａを端子Ｃに接続する。比較結果信号Ｄが非活性であっても、つまり電圧Ｖｇ１が電圧閾値Ｖｔｈ２以下であっても、選択部１６１の機能によって、周波数Ｆｃとして周波数Ｆｃ１，Ｆｃ３のいずれかが周波数Ｆｃとして採用される。

第１の実施の形態において図６を用いて説明されたように、周波数Ｆｃを切り替えるタイミングは、周波数が低い方のスイッチング用キャリアと同期することが望ましい。よって第２の実施の形態でもスイッチングコントローラ１１３にはスイッチング用キャリアＣ２が入力する。

第１の実施の形態では、三相交流を全波整流した場合、周波数Ｆｃ１として電源周波数の２００倍（＝１０ｋＨｚ／５０Ｈｚ）を、周波数Ｆｃ２として電源周波数の５０倍（＝１０ｋＨｚ／５０Ｈｚ）を、それぞれ選定した。つまりＦｃ２＝Ｆｃ１／４となる場合を例示した。第２の実施の形態でも、Ｆｃ２＝Ｆｃ１／４としつつ、Ｆｃ３＝Ｆｃ１／２に設定することができる。これは上述の係数ｍ，ｎがいずれも値２を採ることに相当する。

ＰＷＭ手段１３では、切替手段１６から出力された周波数Ｆｃが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３のいずれであるかに対応して、それぞれキャリアＣ１、Ｃ２，Ｃ３をスイッチング用キャリアとして採用して、スイッチング制御信号Ｇを生成する。またスイッチング用キャリアを用いて直流電圧Ｖｄｃをサンプリングする。

図１９を用いて説明したように、スイッチング用キャリアの周波数を、電圧Ｖｇの波形の変化に応じて切り替えるので、リアクトルに由来する共振の影響を受けず、制御の追従性を確保しつつ、当該周波数の平均値を低減することができ、スイッチング損失を抑制することができる。

変形．
ＰＷＭ手段１３はスイッチング用キャリアＣ１を生成し、図９及び図１０を用いて説明したように、検出手段８３において採用されるサンプリング周波数は１０ｋＨｚを採用することが望ましい。よって第１の実施の形態や第２の実施の形態において、電圧Ｖｇ生成手段８は、第１のキャリア周波数生成手段９から周波数Ｆｃ１を受ける代わりに、ＰＷＭ手段１３からスイッチング用キャリアＣ１を受け取ってもよい。

図２２及び図２３は第１の実施の形態の変形を、図２４及び図２５は第２の実施の形態の変形を、それぞれ示すブロック図である。

図２２は制御部４の変形である制御部４Ａの構成を、図２４は制御部１４の変形である制御部１４Ａの構成を、それぞれ示している。これらの構成では、第１のキャリア周波数生成手段９，第２のキャリア周波数生成手段１０，第３のキャリア周波数生成手段１５が、それぞれキャリアＣ１を生成する第１のキャリア生成手段９Ａ，キャリアＣ２を生成する第２のキャリア生成手段１０Ａ，キャリアＣ３を生成する第３のキャリア生成手段１５Ａと置換されている。これらのキャリアを生成する手段９Ａ，１０Ａ，１５Ａは、キャリア同士で最大値や最小値を採るタイミングが一致するように同期して動作することが望ましい（図８参照）。

この場合、ＰＷＭ手段１３は周波数Ｆｃに替えてこれらのキャリアのいずれかをキャリアＣ０として受けるので、その内部でキャリアを生成する必要はない。よって図２２及び図２４ではキャリアを生成する必要がないＰＷＭ手段１３Ａで、制御部４，１４中のＰＷＭ手段１３（図１、図２０参照）を置換した。

この場合、図２３に示されるように切替手段１１には周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２に替えてキャリアＣ１，Ｃ２が、図２５に示されるように切替手段１６には周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３に替えてキャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３が、それぞれ与えられる。そして電圧Ｖｇ１に基づいて、キャリアＣ１，Ｃ２から選択されたいずれかがキャリアＣ０として、切替手段１１から出力される。あるいは、電圧Ｖｇ１に基づいて、キャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３から選択されたいずれかがキャリアＣ０として、切替手段１６から出力される。

切替手段１１，１６においてスイッチングコントローラ１１３はＰＷＭ手段１３からではなく、キャリアＣ２を第２のキャリア生成手段１０Ａから入力する。また、電圧Ｖｇ生成手段８には周波数Ｆｃ１の代わりにキャリアＣ１が入力される。電圧Ｖｇ生成手段８はキャリアＣ１に基づいてサンプリングを行ってもよいし、キャリアＣ１から周波数Ｆｃ１を検出して、当該周波数Ｆｃ１をサンプリング周波数としてサンプリングを行ってもよい。

第２の実施の形態ではスイッチング用キャリアの周波数として３種類が採用される場合を示したが、更に多くの種類を採用し、当該周波数の切替を細かく行ってもよい。

スイッチング用キャリアの切り替わりが、それぞれの最大値同士、若しくは最小値同士が一致するタイミングで行われるには、それぞれのキャリアの一周期が保たれるためには、下記の関係があることが望ましい。

(i)図５を参照して、主キャリアＣ１の最大値と全ての副キャリアＣ２，Ｃ３，…の最大値とは等しく、主キャリアＣ１の最小値と全ての副キャリアＣ２，Ｃ３，…の最小値とは等しい。

(ii)図８を参照して、全ての副キャリアの周波数Ｆｃ２，Ｆｃ３，…は、主キャリアの周波数Ｆｃ１の整数分の一（当該整数は２以上）である。

(iii-a)全ての副キャリアのうち最も周波数が低いもの（第２実施の形態に即していえば、キャリアＣ２）が最大値を採るタイミングでは、他の副キャリアの全て（第２実施の形態に即していえば、キャリアＣ３）及び主キャリアＣ１が最大値を採って同期する。この場合、スイッチング用キャリアの切替は、それらが最大値近傍を採るタイミングで行われる。

図２６は上記(i)(ii)(iii-a)の条件を満足するキャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。ここで副キャリアＣ３の周波数Ｆｃ３は主キャリアＣ１の１／２であり、副キャリアＣ２の周波数Ｆｃ２は副キャリアＣ３の１／２であって、即ち主キャリアＣ１の１／４である。上述の係数ｍ，ｎについてみれば、ｍ＝ｎ＝２の場合が例示されている。スイッチング用キャリアの切替は、図中、矢印で示されたタイミングで行われる。

上記条件(iii-a)に替えて下記条件(iii-b)が満足されても良い。

(iii-b)全ての副キャリアのうち最も周波数が低いものが最小値を採るタイミングでは、他の副キャリアの全て及び主キャリアＣ１が最小値を採って同期する。この場合、スイッチング用キャリアの切替は、それらが最小値近傍を採るタイミングで行われる。

図２７は上記(i)(ii)(iii-b)の条件を満足するキャリアＣ１，Ｃ２，Ｃ３を例示するグラフである。ここでも図２４に例示された場合と同様にして、Ｆｃ２＝Ｆｃ３／２＝Ｆｃ１／４（ｍ＝ｎ＝２）の場合が例示されている。スイッチング用キャリアの切替は、図中、矢印で示されたタイミングで行われる。

このように副キャリアが二つある場合には、一つ副キャリアＣ３の周波数Ｆｃ３は、他の副キャリアＣ２の周波数Ｆｃ２の整数倍であることが望ましい。勿論、副キャリアが３つ以上設定される場合でも、かかる条件を満足する副キャリアが存在することが望ましい。これにより、複数の副キャリア同士を切り替えてスイッチング用キャリアを採用する場合も、スイッチングによって電力変換器２から得られる交流電圧は、電圧指令Ｖ＊に応じたものとなる。

上記の実施の形態では、整流回路５が三相電源６から供給される三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを全波整流して直流電圧Ｖｄｃを出力する場合を説明した。しかし。整流回路５が単相交流電圧を全波整流して直流電圧Ｖｄｃを出力する場合にも、本発明を適用できる。

単相交流を全波整流する場合には直流電圧Ｖｄｃが電源周波数の二倍で変動する。よって、周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２として適切な値は、電源周波数が同じであれば、三相交流を全波整流する場合と比較して１／３となる。

勿論、第１の実施の形態で説明したのと同様に、単相交流を全波整流した場合には適切な周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２，Ｆｃ３は、三相交流を全波整流した場合の１／３の値となるし、電源周波数に比例もする。

２ 電力変換器
３ コンデンサ
４ 制御部
５ 整流回路
１１，１６ 切替手段
１３ ＰＷＭ手段（変調信号生成部）

Claims (3)

1. 交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）をダイオードブリッジで整流して直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（５）と、
   前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ（３）と、
   前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器（２）と、
   前記電力変換器を制御する制御部（４）
   とを備え、
   前記制御部は、
   スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２）と前記他の交流電圧の指令値（Ｖ＊）とに基づいて前記電力変換器のスイッチングを制御する信号（Ｇ）を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部（１３）
   を有し、
   前記交流電圧の電圧値で区分される位相領域に応じて前記スイッチング用キャリアの周波数（Ｆｃ）が可変であることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記交流電圧の電圧値に基づいて前記周波数の値を設定する周波数設定部（１１,１６）
   を更に備え、
   前記変調信号生成部において採用される前記スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）は、前記周波数設定部で設定された前記周波数を有する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記変調信号生成部において採用される前記スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）の複数を生成するキャリア生成手段（９Ａ，１０Ａ，１５Ａ）と、
   前記交流電圧の電圧値に基づいて、前記スイッチング用キャリアの複数から選択していずれかを出力する選択部（１１,１６）
   を更に備える、請求項１記載の電力変換装置。

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