JP5289567B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、複数のスイッチング手段、例えば、半導体スイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する電力変換装置に係り、特に、その電流検出技術に関するものである。

電力変換装置としての三相のインバータにおいて、三相の電流を検出するには、三相のうち二相に電流センサを設けてそれら二相の電流を検出し、三相電流の和がゼロであることを利用して残りの一相の電流を演算することにより、三相電流を検出する方法が一般的であった。
しかしながら、二つの電流センサを設けると、その分コストが高くなりと体積が増加するという問題がある。この問題を解消するため、インバータの直流母線に電流センサを一つ設けて、この直流母線電流とインバータの半導体スイッチング素子のスイッチング状態とから三相電流を再生する方法が開発された。
具体的には、異なる二つの相電流が直流母線電流に流れるスイッチングパターンにおいて電流を検出すれば、三相電流の和がゼロであることを利用して三相電流を検出することができる（例えば、特許文献１参照）。

しかしながら上記の方法においては、三相電圧指令が小さい場合や三相電圧指令のうち二相の電圧指令の差が小さい場合は、スイッチングパターンの継続時間が短くなり、電流検出が困難になるという課題があった。
そこで、ＰＷＭ（パルス幅変調）周期前半において三相電圧指令の差が電流を検出するのに十分な大きさになるよう補正し、ＰＷＭ周期後半において、前半と後半の電圧指令の平均が元の電圧指令と等しくなるように補正する方法が開発された。この方法によれば、毎ＰＷＭ周期において、異なる二相の電流を検出し、三相電流を演算することができる（例えば、特許文献２参照）。

特開平２−１９７２９５号公報 特開２００１−３２７１７３号公報

しかしながら従来の電力変換装置では、検出した直流母線電流から三相電流を演算する手法について何ら述べられていない。仮に、異なるタイミングで検出した二相分の電流を同じ時間軸で検出した電流とみなして負荷電流の制御に用いた場合は、負荷電流は検出タイミングの差に基づく誤差の分だけ歪んでしまう。また、異なるタイミングで検出した二相分の電流から、三相電流の和がゼロであることを利用して三相電流を演算した場合も同様である。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになされたもので、インバータの直流側に設けられた一つの電流センサを用いて交流側の各相電流を演算で求めるという簡便な電流検出方法を採用する場合に、各相電流検出タイミングが異なることにより発生する誤差を低減できる電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、直流電源、一端が直流電源の正側に接続されたｎ（ｎは３以上の整数）相分の上アームスイッチング素子と各相の上アームスイッチング素子と直列に接続され一端が直流電源の負側に接続されたｎ相分の下アームスイッチング素子とを有し各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との接続点に誘導性負荷を接続し上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とをオンオフ制御することにより誘導性負荷にｎ相交流電圧を供給するインバータ、直流電源とインバータとの間に流れる電流を検出する電流センサ、および上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とにオンオフ信号を出力するオンオフ信号作成部を備えた電力変換装置であって、
誘導性負荷に流れる各相電流を検出するタイミングを設定するタイミング信号を作成するオンオフ信号作成部のタイミング信号作成手段、当該タイミング信号で設定されたタイミングに電流センサに流れる電流の相種別を判定する相判定信号を作成するオンオフ信号作成部の相判定信号作成手段、およびタイミング信号および相判定信号に基づき当該タイミング信号で設定されたタイミングにおける電流センサからの電流検出値と当該電流検出値の相種別とを求め、所定の周期内において求められた各タイミングでの各相電流検出値を所定の基準タイミングにおける値に補正する検出電流補正部を備えたものである。

この発明は以上のように、特に、オンオフ信号作成部のタイミング信号作成手段、相判定信号作成手段および検出電流補正部を備え、電流センサにより互いに異なるタイミングで検出された各相電流検出値を互いに同一の基準タイミングにおける値に補正するので、検出タイミングの差に基づく誤差が低減された各相電流値を確実に得ることができる。

この発明の実施の形態１である電力変換装置の構成を示す図である。 実施の形態１における各部の動作波形を示す図である。 式（１）、式（２）の電圧Ｖ１、Ｖ２の算出根拠を説明するための図である。 この発明の実施の形態２の電力変換装置における各部の動作波形を示す図である。 オンオフ信号波形により、この発明の実施の形態３の電力変換装置における動作原理を示す図である。 この発明の実施の形態４における電力変換装置の動作を説明するための参考として、順次オンとする相順を固定した場合におけるオンオフ信号と交流電流の波形を示す図である。 実施の形態４におけるオンオフ信号と交流電流の波形を示す図である。 この発明の実施の形態５である電力変換装置の構成を示す図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す回路構成図である。この電力変換装置は、直流電源１とインバータ２と電流センサ３と制御部４とから構成され、その出力が誘導性負荷５に供給される。
インバータ２は、一端が直流電源１の正側に接続されたｎ（ｎは３以上の整数）相分の上アームスイッチング素子６と、各相の上アームスイッチング素子６と直列に接続され一端が直流電源１の負側に接続されたｎ相分の下アームスイッチング素子７とから構成される。
なお、直流電源１としては、バッテリーやダイオード整流回路、ＰＷＭコンバータなど様々なものが考えられる。
制御部４は、オンオフ信号作成部８と検出電流補正部９と電流制御部１１とインダクタンス記憶部１２とから構成される。

次に、動作を説明する。電流制御部１１では、検出電流補正部９からのｎ相補正電流ｉ１、ｉ２、・・・、ｉｎを入力し誘導性負荷５に所望の電力を供給するように、上アームスイッチング素子６の各相オン期間ｔ１、ｔ２、・・・、ｔｎを出力する。
オンオフ信号生成部８では、上アームスイッチング素子６のＱｐ１、Ｑｐ２、・・・、Ｑｐｎおよび下アームスイッチング素子７のＱｎ１、Ｑｎ２、・・・、Ｑｎｎをオンオフするオンオフ信号を作成する。

そのオンオフ信号の例を図２に示す。オンオフ信号がＨのときはスイッチング素子はオン、Ｌの時はオフであり、上アームスイッチング素子６のＱｐ１、Ｑｐ２、・・・、Ｑｐｎをオンオフする信号であるＧｐ１、Ｇｐ２、・・・、Ｇｐｎと下アームスイッチング素子７のＱｎ１、Ｑｎ２、・・・、Ｑｎｎをオンオフする信号であるＧｎ１、Ｇｎ２、・・・、Ｇｎｎは相補関係にあり、すなわち、例えば、Ｇｐ１がＨの時はＧｎ１がＬである。
また、この例では、オン期間ｔ１、・・・、ｔｎ−１は、電流センサ３から電流検出値を取得するに十分な長さを有しているが、オン期間ｔｎは短いため電流検出値の取得は不可能であるとしている。また、図２中のｉ１、・・・、ｉｎは、インバータ２から誘導性負荷５に出力される各相電流の波形で、オンオフ信号によってインバータ２が出力する電圧により、各相交流電流が変化する様子を示している。

オンオフ信号作成部８は、オンオフ信号に基づき、電流センサ３による電流検出値をサンプルホールドするタイミングを設定するタイミング信号ｔｓ１、ｔｓ２、・・・、ｔｓｎ−１を作成するタイミング信号作成手段と、当該タイミング信号で設定されたタイミングで電流センサ３が検出する電流がどの相の電流に相当するかを判定する相判定信号ｐｈ１、ｐｈ２、・・・、ｐｈｎ−１を作成する相判定信号作成手段を備えている。
図２の例では、タイミング信号ｔｓ１によって電流センサ３から検出できる電流は第１相電流ｉ１、タイミング信号ｔｓ２においては第２相電流ｉ２、・・・、タイミング信号ｔｓｎ−１においては第ｎ−１相電流ｉｎ−１である。
また、ｍ番目（ｍは１からｎの整数）のタイミング信号ｔｓｍは、ｍ番目にＨになるオン信号の立ち上がりタイミングからｔｄｅｌａｙｍだけ遅れているとする。

検出電流補正部９はサンプルホールド部と電流演算部を備える。
検出電流補正部９では、そのサンプルホールド部に、タイミング信号ｔｓ１、ｔｓ２、・・・、ｔｓｎ−１が入力されると、その時点の電流センサ３からの電流検出値をホールドして直流ホールド電流ｉｄｃ１、ｉｄｃ２、・・・、ｉｄｃｎ−１として出力する。
検出電流補正部９の電流演算部では、直流ホールド電流ｉｄｃ１、ｉｄｃ２、・・・、ｉｄｃｎ−１と相判定信号ｐｈ１、ｐｈ２、・・・、ｐｈｎ−１とインダクタンス記憶部１２で記憶している誘導性負荷５のインダクタンスＬとから、後述する要領により交流側の各相電流を補正演算する。
図２の例では、ｐｈ１＝１であるので直流ホールド電流ｉｄｃ１から第１相電流ｉ１を、ｉｄｃ２からｉ２を、・・・、ｉｄｃｎ−１からｉｎ−１を求め、ｎ相分の電流の和がゼロであることを利用してｉｎを求める。

しかし、ｎ相分の電流の和がゼロになるのはすべての相の電流が同じ時間での値であることが前提である。当然ながら、図２から判るように、各相の電流を検出するタイミングは相により異なっている。そこで、タイミング信号ｔｓ１、ｔｓ２、・・・、ｔｓｎ−１において検出した電流を、例えば、図２の時間ｔ０（基準タイミング）における電流値に補正する。

以下、その補正演算の要領について説明する。
この実施の形態１では、上アームスイッチング素子６あるいは下アームスイッチング素子７の各相のオン期間に互いに重なりが生じないようにオンオフ信号が作成されているので、例えば、第１相の電流を検出するタイミングｔｓ１を想定すると、このタイミングにおいては、上アームスイッチング素子６の内、第１相のＱｐ１はオン、他の素子は全てオフ、下アームスイッチング素子７の内、第１相のＱｎ１はオフ、他の全ての素子はオンとなっている。
この場合の等価回路は、直流電源１の電圧をＶｄｃ、誘導性負荷５の各相インピーダンスは等しくこれをＺとすると図３のように表される。
この図３から、第１相にかかる電圧Ｖ１は、誘導性負荷５の仮想中性点を基準として次式で与えられる。

また、このときその第１相以外の相にかかる電圧Ｖ２は、次式となる。

式（１）と（２）を各相のインダクタンスで除すれば、各相の電流変化率となるので、時刻ｔ０におけるｎ相電流は、図２の例の場合、次式で演算できる。

以上のように、本実施の形態１によれば、直流側に設けた電流センサ３から異なるタイミングで検出した（ｎ−１）相分の電流を同一の基準タイミング（ｔ０）における値に補正し、この補正された（ｎ−１）相分の電流値の総和に基づき第ｎ相の電流を演算で求めているので誤差を低減することができる。

また、本実施の形態では、交流側の各相の電流を基準タイミングとして、ＰＷＭ周期毎にその周期始期の時刻ｔ０における値に補正したが、この基準タイミングの選び方はこの限りではない。
また、本実施の形態では、各相のオン期間から、ｎ相分の電流の内、（ｎ−１）相分の電流が検出可能で１相分の電流が検出不可能とした場合について説明したが、各相のオン期間が十分確保でき、ｎ相分全ての電流が検出可能な場合にも、本発明のように電流の補正が可能である。

実施の形態２．
先に実施の形態１では、オンオフ信号が、上アームスイッチング素子６あるいは下アームスイッチング素子７の各相のオン期間に互いに重なりが生じないように作成されていたが、この実施の形態２では、各相のオン期間に一部重なりが生じる場合の電流補正の要領について説明する。
図４に、オンオフ信号作成部８により作成されるオンオフ信号を、タイミング信号と交流電流とあわせて示す。ここでは、相数ｎを３としている。
上アームスイッチング素子６をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、Ｇｐ３は、全てがＬの状態から、それぞれｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになる。ｔｍｉｎは、電流センサ３の検出出力から交流側の電流を検出するために必要な最小時間である。この最小時間は、インバータ主回路のサージ電圧やリンギング時間、また電流センサの性能などによって決まる。

図４では、上アームスイッチング素子６のうちＧｐ１だけがＨ、すなわちＱｐ１だけがオンの時間が最小時間ｔｍｉｎだけ確保され、続いてＧｐ１とＧｐ２がＨ、すなわちＱｐ１とＱｐ２がオンの期間が最小時間ｔｍｉｎだけ確保されているので、それぞれの期間で確実に交流側の電流を検出することができる。対応する交流側の電流はそれぞれ、前者がｉ１、後者がｉ１＋ｉ２＝−ｉ３である。

次に、最小時間を確保した期間に検出した２相分の電流から、３相分の電流の和がゼロであることを利用して３相演算電流を求める。ここで、３相電流の和がゼロになるのはすべての相の電流が同じ時間での値であることが前提であるので、タイミング信号ｔｓ１、ｔｓ２において検出した電流を、例えば、図４の基準タイミング（ｔ０）における電流値に補正する。補正の方法は実施の形態１と同様の要領で以下のようにすればよい。

ここで、実施の形態２は三相の場合であるので、タイミング信号ｔｓ２では、−ｉ３＝ｉ１＋ｉ２を検出することに等しいので、式（４）は以下のように簡略化できる。

式（４）と式（５）は変形すれば等しい。

以上のように、本実施の形態２によれば、直流側に設けた電流センサ３から異なるタイミングで検出した２相分の電流を同一の基準タイミング（ｔ０）における値に補正し、この補正された２相分の電流値の総和に基づき第３相の電流を演算で求めているので誤差を低減することができる。
なお、本実施の形態２では、ｎ＝３の場合について説明したが、ｎ＝４以上においても同様である。
また、上アームスイッチング素子をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、Ｇｐ３が、全てＬの状態からそれぞれｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになる順番は、任意である。

実施の形態３．
以下の実施の形態例では、先の実施の形態例で説明した電流補正演算を利用した電力変換装置の更なる適用例を紹介するものである。
先ず、この発明の実施の形態３では、上アームスイッチング素子６をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、・・・、Ｇｐｎが、全てＬの状態からそれぞれｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになる相の順番を、オンする時間であるオン期間ｔ１、ｔ２、・・・、ｔｎの長い順にしたものである。このようにすれば、先の実施の形態２において、インバータ２の出力電圧を最大にできる。

この原理を、図５を用いて説明する。図５は、ｎ＝３の場合で、上アームスイッチング素子６をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、Ｇｐ３は、全てがＬの状態から、それぞれ最小時間ｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになっている。Ｈになる順番は、Ｇｐ１、Ｇｐ２、Ｇｐ３と、オン期間が長い順である。
図５中の任意の期間ｔｃにおいて、上アームスイッチング素子６をオンにできる時間は、最初にオンになる第１相のＧｐ１がｔｃ、２番目にオンになる第２相のＧｐ２がｔｃ−ｔｍｉｎ、最後にオンになる第３相のＧｐ３がｔｃ−ｔｍｉｎ×２となる。つまり、各相が出力できる電圧は、オンになる順番に大きい。

以上より、上アームスイッチング素子６をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、・・・、Ｇｐｎが、全てＬの状態からそれぞれｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになる順番を、オン期間ｔ１、ｔ２、・・・、ｔｎの長い順にすれば、実施の形態２においてインバータ２の出力電圧を最大にできる。
なお、ここでは、ｎ＝３の場合について説明したが、ｎ＝４以上の場合でも同様である。

実施の形態４．
この発明の実施の形態４は、先の実施の形態２において、上アームスイッチング素子６をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、・・・、Ｇｐｎが、全てＬの状態からそれぞれｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになる相の順番を、周期的に変化させるものである。このようにすれば、Ｈになるタイミングをずらしたことにより発生するリプル電流の周波数を滑らかにでき、リプル電流による騒音や振動を小さくできる。

この原理を、図６と図７を用いて説明する。図６と図７は共にｎ＝３の場合で、上アームスイッチング素子６をオンする信号Ｇｐ１、Ｇｐ２、Ｇｐ３は、全てがＬの状態から、それぞれ最小時間ｔｍｉｎずつずれたタイミングでＨになっている。ただし、Ｈになる順番が、図６では固定すなわち変化させないのに対し、図７では周期的に変化させている。
図７では、表１の通りに順番を変化させている。表１は、何回目のオンオフ過程に、どの相を何番目にオンするかを示している。ただし、オンオフ過程とは、全ての上アームスイッチング素子６がオフの状態から、それぞれがオンとオフを１回ずつ行い、全ての上アームスイッチング素子６がオフの状態になる過程としている。また、表１では、３回目のオンオフ過程の次は１回目のオンオフ過程に戻る。例えば、第１相がＨになる順番は、１回目のオンオフ過程では１番目、２回目では３番目、３回目では２番目、次はまた１回目で１番目である。

Ｈになる順番が固定である図６の場合、交流電流ｉ１、ｉ２、ｉ３には、常に同じ相に同一方向のリップル電流が発生する。これに対して、Ｈになるタイミングを周期的に変化させた図７の場合、リップル電流は各相に均等に分散し、またリップル電流の方向も正と負を繰り返す滑らかな波形になる。従って、リップル電流により発生する騒音や振動を低減できる。

なお、ここでは、Ｈになる順番を周期的に変化させる周期を、オンオフ過程３回分としたがこの限りではない。例えば、表２のように、オンオフ過程６回分の周期とすることもできる。

また、ここでは、ｎ＝３の場合について説明したが、ｎ＝４以上の場合でも同様である。

実施の形態５．
この発明の実施の形態５における電力変換装置の構成を図８に示す。先の実施の形態１〜４と異なるところは、誘導性負荷が回転機１３であることと、回転子位置推定手段１４を備えていることと、電流制御部１１の動作である。このようにすれば、回転機１３に位置センサを取り付けることなく回転機１３の位置を推定して、回転機１３を所望の状態、例えば、トルク、速度、位置などを所望の状態とする制御動作が可能となる。

図８において、電流制御部１１は、検出電流補正部９からのｎ相補正電流と回転子位置推定手段１４から出力される回転機の推定位置θｅに基づいて、回転機１３を所望の状態に制御し且つ回転機１３の運転周波数と後述する異なる周波数成分ωｈの電圧を回転機１３に印加するように、上アームスイッチング素子６をオンする時間（オン期間）ｔ１、ｔ２、・・・、ｔｎを出力する。

次に、回転子位置推定手段１４により推定位置θｅを演算する要領について説明する。
回転機１３が埋込磁石型同期機の場合、固定直交座標（α−β軸）での電圧方程式は式（６）のように表せる。

回転機１３が停止時または低速運転と仮定し、ω＝０とすれば固定直交座標での電流ｉαｓ、ｉβｓは式（７）となる。

いま、周波数ωｈが十分に高いとしてその周波数ωｈの三相交流電圧を印加すると、Ｒ≪Ｌαωｈ、Ｒ≪ＬβωＨが成り立ち、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、式（７）は式（８）となる。

周波数ωｈの電圧を、固定直交座標で式（９）のように表す。これを式（８）の固定直交座標電圧［Ｖαｓ Ｖβｓ］Ｔに代入すると式（１０）となる。

式（１０）に示すように固定直交座標電流ｉαｓ、ｉβｓの振幅に位置情報θが含まれており、これより推定位置θｅを演算することができる。

次に、式（１０）から推定位置θｅを演算する手法を説明する。
先の実施の形態例で検出された電流値からフーリエ変換により、固定直交座標電流ｉαｓ、ｉβｓの振幅Ｉαｓ、Ｉβｓを抽出する。そして、抽出したＩαｓ、Ｉβｓより、式（１１）に示すような演算を施すことにより、位置情報θのみを含んだ項を抽出する。

式（１１）のΔＩαβを式（１２）式で除すことにより、ｃｏｓ２θのみを抽出する。そして、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算することにより２θ（位置情報θ）を演算して推定位置θｅとする。
なお、θの演算は逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、その記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて位置情報θを求めて推定位置θｅとしてもよい。

この回転子位置演算手法によれば、回転機回転子の位置を演算するために、先の実施の形態例を適用して検出した回転機電流のみを用いるだけでよいため、演算量を少なく出来るという効果が得られる。ただし、回転子位置の演算方法はこの限りではない。
以上のように、本実施の形態５によれば、直流側に設けた電流センサ３から誤差の少ない交流電流を演算し、回転センサを取り付けることなく回転機を所望の状態に制御できる部品点数の少ない電力変換装置を構成することができる。

なお、以上の各実施の形態例では、この発明を、上アームスイッチング素子６の動作を基準として説明したが、下アームスイッチング素子７の動作を基準としてもよい。
また、以上の各実施の形態例では、直流電源１の電圧の値と誘導性負荷５のインダクタンスの値とに基づいて交流電流の電流補正を行っているが、誘導性負荷５が回転機１３の場合は、直流電源１の電圧に回転機１３の誘起電圧も含めた電圧の値と誘導性負荷５のインダクタンスの値とに基づいて交流電流の電流補正を行うようにすればより正確な電流値が得られる。

また、以上の各実施の形態例では、検出電流補正部９からのｎ相補正電流を用いてインバータ２のオンオフ信号を作成しているが、ｎ相補正電流は観測するのみにして、あらかじめ決められたオンオフ信号を用いてインバータ２を動作させるようにしてもよい。

この発明は、各種のインバータを備えた電力変換装置に広く適用でき、簡便安価な
手段で、正確な交流各相電流の検出が可能となり、また、その電流検出値を利用した種々の制御動作が可能となる。

Claims (11)

1. 直流電源、一端が前記直流電源の正側に接続されたｎ（ｎは３以上の整数）相分の上アームスイッチング素子と前記各相の上アームスイッチング素子と直列に接続され一端が前記直流電源の負側に接続されたｎ相分の下アームスイッチング素子とを有し前記各相の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との接続点に誘導性負荷を接続し前記上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とをオンオフ制御することにより前記誘導性負荷にｎ相交流電圧を供給するインバータ、前記直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出する電流センサ、および前記上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とにオンオフ信号を出力するオンオフ信号作成部を備えた電力変換装置であって、
   前記誘導性負荷に流れる各相電流を検出するタイミングを設定するタイミング信号を作成する前記オンオフ信号作成部のタイミング信号作成手段、当該タイミング信号で設定されたタイミングに前記電流センサに流れる電流の相種別を判定する相判定信号を作成する前記オンオフ信号作成部の相判定信号作成手段、および前記タイミング信号および前記相判定信号に基づき当該タイミング信号で設定されたタイミングにおける前記電流センサからの電流検出値と当該電流検出値の相種別とを求め、所定の周期内において求められた前記各タイミングでの前記各相電流検出値を所定の基準タイミングにおける値に補正する検出電流補正部を備えた電力変換装置。
2. 前記検出電流補正部は、前記直流電源の電圧の値および前記誘導性負荷のインダクタンスの値に基づき、前記所定の周期内において求められた前記各タイミングでの前記各相電流検出値を前記所定の基準タイミングにおける値に補正する請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記誘導性負荷が回転機である場合、前記検出電流補正部は、前記直流電源の電圧の値、前記回転機の誘起電圧の値および前記誘導性負荷のインダクタンスの値に基づき、前記所定の周期内において求められた前記各タイミングでの前記各相電流検出値を前記所定の基準タイミングにおける値に補正する請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記インバータがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を採用する場合、前記検出電流補正部は、前記ＰＷＭ周期毎に当該ＰＷＭ周期内において求められた前記各タイミングでの前記各相電流検出値を所定の基準タイミングにおける値に補正する請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記オンオフ信号作成部は、前記上アームスイッチング素子あるいは前記下アームスイッチング素子のすべての相がオフの状態から各相が順次所定のタイミング間隔でオンとなるオンオフ信号を作成する請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記オンオフ信号作成部は、前記上アームスイッチング素子あるいは前記下アームスイッチング素子のすべての相がオフの状態からそのオン期間が長い相の順に所定のタイミング間隔でオンとなるオンオフ信号を作成する請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 前記オンオフ信号作成部は、前記上アームスイッチング素子あるいは前記下アームスイッチング素子のすべての相がオフの状態から各相が順次所定のタイミング間隔でオンとなり、かつ、前記順次オンする相の順序を所定の周期毎に変更するオンオフ信号を作成する請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記上アームスイッチング素子あるいは前記下アームスイッチング素子の各相のオン期間に互いに重なりが生じないようにした請求項５記載の電力変換装置。
9. 前記ｎ相分の電流の内（ｎ−１）相分の電流は、前記検出電流補正部で前記基準タイミングにおける値に補正した値を採用し、残りの１相分の電流は、（前記補正した（ｎ−１）相分の電流値の総和）×（−１）の値とした請求項５記載の電力変換装置。
10. 前記誘導性負荷に所望のｎ相交流電圧を供給するように、前記検出電流補正部で前記基準タイミングにおける値に補正された各相電流検出値に基づき前記上アームスイッチング素子および前記下アームスイッチング素子の各相オン期間を演算して前記オンオフ信号作成部に出力する電流制御部を備えた請求項１ないし９のいずれか１項に
    記載の電力変換装置。
11. 前記誘導性負荷が回転機である場合、前記オンオフ信号作成部は、前記回転機の運転周波数とは異なる周波数の電圧成分が前記インバータの出力電圧に重畳するように前記オンオフ信号を作成し、
    前記検出電流補正部で前記基準タイミングにおける値に補正された各相電流検出値から抽出した前記重畳電圧周波数成分に基づき前記回転機の回転位置を推定演算する回転子位置推定手段を備えた請求項１ないし１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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