JP5853641B2 - 線電流検出装置および電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、線電流検出装置および電力変換システムに関し、特に直流電流を線電流として検出する技術に関する。

特許文献１には三相インバータが記載されている。三相インバータは入力された直流電圧を交流電圧に変換する。この変換はインバータが有するスイッチング素子の導通／非導通を適宜に切り替えることで実現される。

また特許文献１では三相インバータの入力側を流れる直流電流を用いて、三相インバータの出力側を流れる電流、即ち３相の相電流を検出する。この検出は、インバータが採用する通電パターンに基づいて母線電流と相電流とを対応させることで行われる。例えば所定周期において、異なる２つの通電パターンが採用される期間の各々で母線電流を検出し、これらを当該２つの通電パターンに基づいて決定される２相の相電流として検出する。そして、３相の相電流の総和が零であるという関係に基づいて残りの１相の相電流を算出している。

本発明に関連する技術として特許文献２〜７が開示されている。

特許第４４２９３３８号公報 特許第４５７８５００号公報 特開２００４−４８８６８号公報 特開２０１１−６７０２３号公報 特開２００４−６４０９３号公報 特開２００７−３１２５１１号公報 特許第３６１１４９２号公報

特許文献１の技術では、互いに異なる２つの時点における母線電流を、互いに異なる相の相電流として検出している。そして、この２つの時点における相電流を同じ時点における線電流であると見なして、残りの１相の線電流を算出している。よって、得られる３相の線電流には誤差が生じる。

そこで、本発明は、誤差を低減して線電流を得ることができる線電流検出装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号(S)を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化するタイミング(t[k])よりも前又は後の第１時点(t1[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第１時点での前記スイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、前記タイミングに対して前記第１時点とは反対側であって前記第１時点との差が第１時間である第２時点(t2[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第２時点での前記スイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する二相線電流取得部(33)と、前記二相線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流のうち少なくとも前記第１相の線電流を補正して、第３時点における前記第１相の線電流と、前記第３時点との差が前記第１時間よりも短い第２時間である第４時点における前記第２相の線電流とを出力し、前記第１相の線電流のみを補正するときには前記第４時点として前記第２時点が採用される線電流補正部(34)と、同じ時点における前記３相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、前記第３時点における前記第１相の線電流及び前記第４時点における前記第２相の線電流に基づいて、前記第３時点との差及び前記第４時点との差のいずれもが前記第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出する一相線電流算出部(35)とを備え、前記線電流補正部(34)は、前記誘導性負荷(2)の等価回路の電圧方程式を用いて前記少なくとも前記第１相の線電流を補正する。

本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様は、第１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記誘導性負荷(2)はモータであって、前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧による第１電圧源(E1)と、前記モータの回転に伴って前記誘導成分に生じる誘起電圧による第２電圧源(E2)とに直列に接続される。

本発明にかかる線電流検出装置の第３の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号(S)を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化するタイミング(t[k])よりも前又は後の第１時点(t1[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第１時点での前記スイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、前記タイミングに対して前記第１時点とは反対側であって前記第１時点との差が第１時間である第２時点(t2[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第２時点での前記スイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する二相線電流取得部(33)と、前記二相線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流のうち少なくとも前記第１相の線電流を補正して、第３時点における前記第１相の線電流と、前記第３時点との差が前記第１時間よりも短い第２時間である第４時点における前記第２相の線電流とを出力し、前記第１相の線電流のみを補正するときには前記第４時点として前記第２時点が採用される線電流補正部(34)と、同じ時点における前記３相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、前記第３時点における前記第１相の線電流及び前記第４時点における前記第２相の線電流に基づいて、前記第３時点との差及び前記第４時点との差のいずれもが前記第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出する一相線電流算出部(35)とを備え、前記線電流補正部(34)は、前記第１相の線電流の基本波成分についての波形の式を用いて前記少なくとも前記第１相の線電流を補正する。

本発明にかかる線電流検出装置の第４の態様は、第３の態様にかかる線電流検出装置であって、前記スイッチング制御部(31)は前記スイッチングパターンを繰り返し変化させ、前記線電流補正部(34)は、前記３つの交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(344)と、前記タイミング(t[k])よりも前に前記スイッチングパターンが変化したときに前記二相線電流取得部(33)と前記線電流補正部(34)と前記一相線電流算出部(35)とによって算出された前記第１相から前記第３相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて、前記３相の線電流についての電流位相(θi)を算出する電流位相算出部(345)と、前記電流位相と前記電圧位相との間の位相差(Δθ)を算出し、前記位相差と前記第１時点(t1[k])における前記電圧位相とに基づいて前記第１時点における前記電流位相(θi)を算出し、前記第１時点における前記電流位相と前記第１時点における前記第１相の線電流とに基づいて、前記波形の式を用いて前記３相の線電流についての電流振幅(Im)を算出し、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記電流位相に加算して前記第３時点の電流位相を算出し、前記第３時点における電流位相と前記電流振幅とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第３時点における前記第１相の線電流を算出する演算部(346)とを備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第５の態様は、第３の態様にかかる線電流検出装置であって、前記スイッチング制御部(31)は前記スイッチングパターンを繰り返し変化させ、前記線電流補正部(34)は、前記タイミング(t[k])よりも前に前記スイッチングパターンが変化したときに、前記二相線電流取得部(33)と前記線電流補正部(34)と前記一相線電流算出部(35)とによって算出された前記第１相から前記第３相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて、前記３相の線電流についての電流位相を算出する電流位相算出部(345)と、前記電流位相算出部からの前記電流位相と前記第１時点における電流位相との間の前記電流位相の差を前記３相の線電流(iu,iv,iw)の角速度(ω)に基づいて算出し、前記電流位相の差を前記電流位相算出部からの前記電流位相に加算して、前記第１時点の電流位相を算出し、前記第１時点における前記電流位相と前記第１時点における前記第１相の線電流とに基づいて、前記波形の式を用いて前記３相の線電流についての電流振幅を算出し、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記電流位相に加算して前記第３時点の電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第３時点における電流位相とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第３時点における前記第１相の線電流を算出する演算部(346)とを備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第６の態様は、第３の態様にかかる線電流検出装置であって、前記スイッチング制御部(31)は前記スイッチングパターンを繰り返し変化させ、前記線電流補正部(34)は、前記タイミングより(t[k])も前に前記スイッチングパターンが変化したときに、前記二相線電流取得部(33)と前記線電流補正部(34)と前記一相線電流算出部(35)とによって算出された前記第１相から前記第３相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて、前記３相の線電流についての電流振幅(Im)を算出する電流振幅算出部(347)と、前記第１時点における前記第１の線電流と前記電流振幅とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第１時点における前記３相の線電流についての電流位相を算出し、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記電流位相に加算して前記第３時点の前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第３時点における前記電流位相とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第３時点における前記第１相の線電流を算出する演算部(346)とを備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第７の態様は、第４から第６の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記演算部は、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記３相の線電流についての角速度と前記第１時点から前記第３時点までの期間との積として算出する。

本発明にかかる線電流検出装置の第８の態様は、第４から第６の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記演算部は、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記相電圧についての電圧位相と前記第３時点における前記電圧位相との差として算出する。

本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様は、第１から第８の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置であって、前記線電流補正部(34)は前記第１相及び前記第２相の線電流の両方を補正し、前記第４時点は前記第３時点である。

本発明にかかる線電流検出装置の第１０の態様は、第９の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第５時点は前記第３時点である。

本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様は、誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号(S)を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、前記スイッチングパターンが変化するタイミング(t[k])よりも前又は後の第１時点(t1[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第１時点での前記スイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、前記タイミングに対して前記第１時点とは反対側であって前記第１時点との差が第１時間である第２時点(t2[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第２時点での前記スイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する二相線電流取得部(33)と、前記二相線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流のうち少なくとも前記第１相の線電流を補正して、第３時点における前記第１相の線電流と、前記第３時点との差が前記第１時間よりも短い第２時間である第４時点における前記第２相の線電流とを出力し、前記第１相の線電流のみを補正するときには前記第４時点として前記第２時点が採用される線電流補正部(34)と、同じ時点における前記３相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、前記第３時点における前記第１相の線電流及び前記第４時点における前記第２相の線電流に基づいて、前記第３時点との差及び前記第４時点との差のいずれもが前記第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出する一相線電流算出部(35)とを備え、前記線電流補正部(34)は前記第１相の線電流のみを補正し、前記第３時点(t2[k])は前記第２時点(t2[k])である。

本発明にかかる線電流検出装置の第１２の態様は、第１１の態様にかかる線電流検出装置であって、前記第５時点は前記第２時点である。

本発明にかかる電力変換システムの第１の態様は、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、誘導性負荷に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)と、第１から第１２の何れか一つの態様にかかる線電流検出装置(3)とを備える。

本発明にかかる線電流検出装置の第１の態様によれば、線電流補正部は、補正前の時間差たる第１時間よりも短い時間差を有する第３時点および第４時点における第１相及び第２相の線電流を出力する。よって、一相線電流算出部はより近い時点における第１相および第２相の線電流を用いて第３相の線電流を算出する。一相線電流算出部は、同じ時点における３相の線電流の総和が零であるという関係を用いているところ、より近い時点における第１相および第２相の線電流を用いる。しかも、これらに基づいて第３時点との差及び第４時点との差が補正前の時間差たる第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出している。以上のように、第１相から第３相の線電流のそれぞれに対する第３時点から第５時点の相互間の時間が、補正前の第１時間よりも短いので、第３相の線電流の算出精度を向上することができる。しかも、等価回路による式を用いているので、高い精度で第３時点における第１相の線電流を算出できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第２の態様によれば、誘導性負荷として簡易な等価回路を用いているので、比較的簡易な演算で第３時点における第１相の線電流を算出できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第３の態様によれば、第１の態様にかかる線電流検出装置に実現に資する。

本発明にかかる線電流検出装置の第４及び第５の態様によれば、第３の態様にかかる線電流検出装置の実現に資する。

本発明にかかる線電流検出装置の第６の態様によれば、第４，５の態様にかかる線電流検出装置に比して簡易な演算で第１時点における電流位相を算出することができる。ひいては簡易な演算で第３時点における線電流を算出することができる。

本発明にかかる線電流検出装置の第７及び第８の態様によれば、第４から第６の何れかの態様にかかる線電流検出装置の実現に資する。

本発明にかかる線電流検出装置の第９の態様によれば、同じ第３時点における第１相および第２相の線電流に基づいて第３相の線電流を算出しているので、第３相の線電流の算出精度をさらに向上できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第１１の態様によれば、同じ第２時点における第１相および第２相の線電流に基づいて第３相の線電流を算出しているので、第３相の線電流の算出精度をさらに向上できる。しかも、第１相の線電流のみに補正を行えばよいので、演算を簡略化できる。

本発明にかかる線電流検出装置の第１０，１２の態様によれば、第１相から第３相の線電流にそれぞれ対応する時点が、同じ時点であるので、さらに第３相の線電流の算出精度を向上できる。

本発明にかかる電力変換システムの第１の態様によれば、高い精度で３相の線電流を検出できる電力変換システムを提供することができる。

インバータの概念的な構成の一例を例示する図である。 相電圧の一例を模式的に示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 インバータを流れる電流を示す図である。 直流電流の検出タイミングおよび相電流の推定タイミングの一例を模式的に示す図である。 等価回路を示す図である。 位相差δを示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。

＜構成＞
図１に示すように、電力変換システムは電力変換装置１と制御部３と電流検出部４とを備えている。電力変換装置１は直流線ＬＨ，ＬＬ及び交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと接続される。電力変換装置１はインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間に印加される直流電圧を交流電圧に変換して、当該交流電圧を交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗへと出力する。ここでは直流線ＬＬに印加される電位は直流線ＬＨに印加される電位よりも低い。また図１の例示では平滑コンデンサＣ１が設けられている。平滑コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を平滑する。ただし平滑コンデンサＣ１が設けられていなくても構わない。

インバータ１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又は電界効果トランジスタなどである。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＨとの間に設けられる。以下では、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３を上側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ１〜Ｄ３はそれぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３と並列に接続され、ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードはそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。

各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６は交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流線ＬＬとの間に設けられている。以下では各スイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６を下側のスイッチング素子とも呼ぶ。ダイオードＤ４〜Ｄ６はそれぞれスイッチング素子Ｓ４〜Ｓ６と並列に接続され、ダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードは直流線ＬＬに接続される。なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がＭＯＳ電界効果トランジスタなどのように寄生ダイオードを有する場合には、ダイオードＤ１〜Ｄ６は当該寄生ダイオードであってもよい。

これらのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には制御部３からそれぞれスイッチング信号Ｓが与えられる。このスイッチング信号Ｓにより各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が導通する。制御部３が適切なタイミングでスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へとそれぞれスイッチング信号Ｓを与えることにより、インバータ１は直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ１の制御については後に詳述する。

インバータ１は誘導性負荷２を駆動することができる。誘導性負荷２は例えばモータであって交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される。そして、誘導性負荷２に交流電圧が印加されれば、誘導性負荷２に略正弦波状の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これによって誘導性負荷２が駆動される。ここでは、インバータ１から誘導性負荷２へと流れる線電流の方向を正、誘導性負荷２からインバータ１へと流れる線電流の方向を負とそれぞれ定義する。

直流線ＬＨ，ＬＬに流れる直流電流Ｉｄｃは電流検出部４によって検出され、制御部３へと出力される。図１の例示では電流検出部４は直流線ＬＬに設けられている。なお電流検出部４は直流線ＬＨに設けられても良い。

電流検出部４は例えばシャント抵抗Ｒ４１と検出部４１とを備えている。図１の例示ではシャント抵抗Ｒ４１は直流線ＬＬに設けられている。検出部４１は例えばシャント抵抗Ｒ４１に印加される電圧を検出して、シャント抵抗Ｒ４１の抵抗値と、検出した電圧とに基づいて直流電流Ｉｄｃを得る。検出部４１はかかる直流電流Ｉｄｃの値を制御部３に出力する。なお検出部４１がシャント抵抗Ｒ４１の電圧を検出して制御部３に出力し、制御部３が直流電流Ｉｄｃを算出しても良い。また電流検出部４はシャント抵抗を用いて検出する必要はなく、任意の直流電流検出センサーが採用され得る。例えばホールＣＴなどの電流センサーを用いても良い。

制御部３はスイッチング制御部３１と線電流取得部３２とを備えている。スイッチング制御部３１はスイッチング信号Ｓをスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６へと出力してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンを制御する。このスイッチング信号Ｓは例えば次のように生成される。即ち、例えば交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗについての相電圧指令値Ｖ*を線電流取得部３２からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて生成し、かかる相電圧指令値とキャリア波形との比較によってスイッチング信号Ｓを生成する。線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づく相電圧指令値の生成および相電圧指令値とキャリア波形との比較に基づくスイッチング信号Ｓの生成は公知技術であるので詳細な説明は省略する。

線電流取得部３２は二相線電流取得部３３と線電流補正部３４と一相線電流算出部３５とを備え、線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを取得する。これらの詳細な動作については後に説明する。

またここでは、制御部３はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部３はこれに限らず、制御部３によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

＜インバータ１の制御＞
インバータ１はスイッチング信号Ｓによって例えば以下で述べるように制御される。まず、同じ交流線に接続される上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子は相互に排他的に導通する。即ち、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５は相互に排他的に導通し、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６は相互に排他的に導通する。これは、直流線ＬＨ，ＬＬが短絡して各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に大電流が流れることを防止するためである。

一例として交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが図２に例示する波形を採るように、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御する。図２の例示では、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各々はその１周期当たりに１パルスを有している。また図２の例示では、各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが高電圧値を採る高電圧期間と低電圧値を採る低電圧期間とが互いにほぼ等しく、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの高電圧期間が電気角においてほぼ１２０度互いにずれている。

図２の例示では、相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの波形は理想的には矩形波であって、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通／非導通に対応した二値をとる。なぜなら、例えばスイッチング素子Ｓ１が導通すれば直流線ＬＨが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが高電圧値を採り、スイッチング素子Ｓ１が非導通すればスイッチング素子Ｓ４が導通するので、直流線ＬＬが交流線Ｐｕと接続されて相電圧Ｖｕが低電圧値を採るからである。図２では「Ｖｕ（Ｓ１）」と記載して、相電圧Ｖｕの高電圧値／低電圧値が、それぞれスイッチング素子Ｓ１の導通／非導通であることをも示している。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の各々において導通期間と非導通期間とを互いにほぼ等しくし、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の導通期間を互いに１２０度ずつずらすことで、インバータ１は図２の相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力することができる。

また、このような制御によれば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は次の６つのスイッチパターンのいずれかを採用する。ここで、上側および下側のスイッチング素子が導通することをそれぞれ「１」「０」で示し、各相のスイッチングパターンを並べて表すと、スイッチングパターンは、（００１）（０１０）（０１１）（１００）（１０１）（１１０）である。例えば下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通し、上側のスイッチング素子Ｓ３が導通するときにはスイッチングパターン（００１）が採用される（図２の電気角３００度から３６０度の期間を参照）。

また、これらのスイッチングパターンが採用されるときにインバータ１が出力する相電圧についてのベクトルを、上記数字の並びを２進数の数字と把握し、これを１０進数で表して、それぞれ電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と表す。例えばスイッチングパターン（００１）が採用されているときには電圧ベクトルＶ１が採用される。これらの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は図２にも付記されている。

なお、本実施の形態でのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の制御方法は上述の例に限らず任意の制御方法が採用され得る。例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングパターンとして、上述の６種類に次の２種類を加えて８種類のスイッチングパターンを採用しても良い。この２種類のスイッチングパターンとは、上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが非導通する（０００）と、上側のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ３の全てが導通する（１１１）とである。よって、この２種類のスイッチングパターンにおいて、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗのいずれもが直流線ＬＨと導通し、または直流線ＬＬと導通する。そしてインバータ１が出力する相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの近似が例えばより正弦波に近付くように、８種類のスイッチングパターンを適宜に採用してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を制御してもよい。このような制御は従来公知であるので詳細な説明は省略する。

＜線電流の取得方法＞
上述の各スイッチングパターンが採用されているときにインバータ１に流れる電流について考察する。なお上述の通りスイッチングパターンは電圧ベクトルと対応するので、以下では電圧ベクトルをも用いて説明する。図３〜図１０はそれぞれ電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が採用されたときにインバータ１に流れる電流を示している。図３，１０に示すように零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７が採用されている場合は、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが互いに短絡するので、直流線ＬＨ，ＬＬには直流電流Ｉｄｃが流れない。

図４に示すように非零電圧ベクトルＶ１が採用されるときには上側のスイッチング素子Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃはスイッチング素子Ｓ３を経由して線電流ｉｗとして交流線Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｗは誘導性負荷２において分岐する。分岐された２つの電流は線電流ｉｕ，ｉｖとしてそれぞれ交流線Ｐｕ，Ｐｖを負の方向に流れる。線電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれスイッチング素子Ｓ４，Ｓ５を経由して直流線ＬＬにおいて合流し、直流電流Ｉｄｃとして流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ１が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは線電流ｉｗと等しい。

また図６に示すように非零電圧ベクトルＶ３が採用されるときには、上側のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３と下側のスイッチング素子Ｓ４とが導通する。したがって直流線ＬＨを流れる直流電流Ｉｄｃは分岐してそれぞれスイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を経由して線電流ｉｖ，ｉｗとして交流線Ｐｖ，Ｐｗを正の方向に流れる。かかる線電流ｉｖ，ｉｗは誘導性負荷２において合流して線電流ｉｕとして交流線Ｐｕを負の方向に流れる。線電流ｉｕはスイッチング素子Ｓ４を経由して直流電流Ｉｄｃとして直流線ＬＬを流れる。したがって、非零電圧ベクトルＶ３が採用されているときには直流電流Ｉｄｃは、値が負である線電流ｉｕの絶対値−ｉｕと等しい。以下では、線電流の値が負であるときにその絶対値を表現すべく負号を付記することもある。

図５、図７〜図９に示すように、他の非零電圧ベクトルＶ２，Ｖ４〜Ｖ６が採用されるときにも直流電流Ｉｄｃと線電流とが対応付けられる。図２には各非零電圧ベクトルに対応して直流電流Ｉｄｃとして流れる線電流が付記されている。

図２の例示では、任意の時点において非零電圧ベクトルが採用されるので、任意の時点において直流電流Ｉｄｃは正負を無視すれば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれかと対応する。したがって、このときの直流電流Ｉｄｃを、スイッチングパターンに基づいて決定される１相の線電流として推定することができる。例えばスイッチングパターン（１００）が採用される期間（電気角６０度から１２０度）において直流電流Ｉｄｃを線電流ｉｕとして検出することができる（図７も参照）。

さて図２の例示では、スイッチングパターンは電気角６０度毎に切り替わる。図１１も参照して、このスイッチングパターンが切り替わるタイミング（以下、時点とも呼ぶ）ｔ［ｋ］（ｋは自然数）の前後の２つの時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］において検出される線電流の相は互いに相違する。例えば時点ｔ［１］の前後の時点ｔ１［１］，ｔ２［１］において検出される線電流の相はそれぞれｖ相とｕ相である。そこで、二相線電流取得部３３は、時点ｔ１［ｋ］において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを、時点ｔ１［ｋ］におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定し、時点ｔ２［ｋ］において電流検出部４によって検出された直流電流Ｉｄｃを、時点ｔ２［ｋ］におけるスイッチングパターンによって一つ決定される相の線電流として推定する。

例えば図１１を参照して、スイッチングパターンが変化する時点ｔ［１］の前の時点ｔ１［１］において、スイッチングパターン（１０１）（電圧ベクトルＶ５）が採用されている。よってこのとき、時点ｔ１［１］における直流電流Ｉｄｃを、負の値をとるｖ相の線電流ｉｖの絶対値−ｉｖとして推定する。線電流ｉｖの値は直流電流Ｉｄｃの符号を負にして得られる値である。また時点ｔ［１］の後の時点ｔ２［１］において、スイッチングパターン（１００）（電圧ベクトルＶ４）が採用される。したがって、時点ｔ２［１］における直流電流Ｉｄｃを、ｕ相の線電流ｉｕとして推定する。

以上のように、二相線電流取得部３３は、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ［ｋ］の前後の時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］において互いに異なる相の線電流を検出する。以下では、時点ｔ１［ｋ］における線電流をｘ相の線電流ｉｘと表し、時点ｔ２［ｋ］における線電流をｙ相の線電流ｉｙと表す。よってｘ相は時点ｔ１［ｋ］でのスイッチングパターンによって決定されるｕ相、ｖ相、ｗ相のいずれかである。ｙ相は時点ｔ２［ｋ］でのスイッチングパターンによって決定されるｕ相、ｖ相、ｗ相のいずれかであってｘ相とは異なる。

線電流補正部３４の具体例については後述し、ここでは概説する。線電流補正部３４は線電流ｉｘ，ｉｙの少なくとも何れか一方を補正して、第３時点における線電流ｉｘと、第３時点との差（間隔）が第１時点ｔ１［ｋ］と第２時点ｔ２［ｋ］の間の時間より短い第４時点における線電流ｉｙとを出力する。これにより、より時間間隔の短い線電流ｉｘ，ｉｙを出力する。なお、線電流ｉｘのみを補正するときには第４時点として第２時点を採用し、線電流ｉｙのみを補正するときには第３時点として第１時点を採用する。例えば線電流補正部３４は線電流ｉｘのみを補正して、時点ｔ２［ｋ］との差が時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の間の時間よりも短い時点における線電流ｉｘを算出して出力し、時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｙをそのまま出力する。若しくは線電流補正部３４は線電流ｉｙのみを補正して、時点ｔ１［ｋ］との差が時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の間の時間よりも短い時点における線電流ｉｙを算出して出力し、時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘをそのまま出力する。この算出の具体的な演算方法については後に詳述するものの、これによって互いにより近い時点における線電流ｉｘ，ｉｙを得ることができる。

一相線電流算出部３５は、同じ時点における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和が零であるという関係（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）を用いて、線電流補正部３４からの線電流ｉｘ，ｉｙに基づいて残りの１相の線電流を算出する。この１相の線電流は、第３時点との差および第４時点との差のいずれもが、時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の間の時間よりも短い時点における線電流である。以上のように、３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることができる。しかも、同じ時点における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和が零であるという関係を用いているところ、線電流補正部３４はより近い時点における線電流ｉｘ，ｉｙを算出するので、一相線電流算出部３５による当該残りの１相の線電流の算出精度を向上することができる。なお、線電流ｉｘ，ｉｙに対応する時点と残りの１相の線電流に対応する時点とが全て同じ時点であれば、最も算出精度を向上することができる。

＜線電流の補正方法の例１＞
次に、線電流補正部３４の具体的な演算方法の一例について説明する。線電流補正部３４は誘導性負荷２の等価回路の電圧方程式を用いて線電流ｉｘ，ｉｙの少なくとも何れか一方を補正する。以下では、誘導性負荷２としてモータを採用する。例えばここでいうモータとは永久磁石モータを含む同期モータである。この等価回路においては、図１２に例示するように、モータ２の誘導成分Ｌ２と抵抗成分Ｒ２とが、交流電圧源Ｅ１，Ｅ２に直列に接続されている。交流電圧源Ｅ１はｚ（ｚはｕ，ｖ，ｗのいずれか）相の相電圧Ｖｚを示し、交流電圧源Ｅ２はモータ２の回転によってｚ相の巻線（誘導成分Ｌ２）に生じる誘起電圧を示す。この等価回路によれば、モータ２として簡易的な等価回路が採用されるので、演算処理を比較的簡易にできる。

この等価回路において電圧方程式は次式となる。

ここで、ｉｚはｚ相の線電流を示し、Ｌは誘導成分Ｌ２のインダクタンスを示し、Ｒは抵抗成分Ｒ２の抵抗値を示し、ωは相電圧および線電流の角速度を示し、φｚはモータ２の永久磁石によるｚ相電機子鎖交磁束を示す。なお、式（１）において角速度ωと鎖交磁束φｚとの乗算はｚ相の巻線に生じる誘起電圧に相当する。

式（１）を変形すると式（２）が導かれる。

ここでは一例として、線電流補正部３４が時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘを算出する場合について説明する。式（２）においてｚ相としてｘ相を採用し、時点ｔ［ｋ］，ｔ１［ｋ］を用いた差分により式（２）を変形して時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘ（ｔ）を求めると、次式が導かれる。なお、差分としては任意の差分が用いられてもよいが、一例として前方差分を採用する。

式（３）において、Δｔは時点ｔ［ｋ］と時点ｔ１［ｋ］との間の時間である。時間Δｔは例えば予め決定され、既知である。線電流ｉｘ（ｔ１）は時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘであり、上述の通り二相線電流取得部３３によって取得される。また式（３）における相電圧Ｖｘは時点ｔ１［ｋ］における相電圧Ｖｘである。相電圧Ｖｘは例えば相電圧指令値Ｖ*を用いれば既知となり、或いは電圧検出部を設けて相電圧を検出することで既知となる。インダクタンスＬおよび抵抗値Ｒはモータ２に固有の値であって既知である。したがって、時点ｔ１［ｋ］における誘起電圧（角速度ωと鎖交磁束φｘとの乗算）が既知となれば、式（３）によって時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘを算出することができる。

さて各相の誘起電圧は次式で表される。

ここで、φａは鎖交磁束についての鎖交磁束ベクトルの大きさである。鎖交磁束ベクトルの大きさφａはモータ２に固有の値であり既知である。δは、誘起電圧ベクトルと、相電圧の基本波成分についての電圧ベクトルＶとの間の位相差である。誘起電圧ベクトルは、モータ２の回転子の磁極中心に相当するｄ軸と、ｄ軸と直交し回転子の極間に相当するｑ軸とを有する回転座標系において、ｑ軸に沿う。よって、図１３に例示するように、位相差δは回転座標系においてｑ軸と電圧ベクトルＶとの間の位相差である。

ｑ軸の回転位置（位相）は任意の公知の手法によって検出できる。例えばモータ２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出部を設けることで検出される。回転子位置検出部は、例えば回転子の回転位置を検出するホールセンサであってもよい。あるいは例えばモータ２の巻線に生じる誘起電圧またはモータ２に流れる線電流などに基づいて公知のセンサレス技術によって回転位置を算出しても良い。これによれば、ホールセンサを用いる必要がないので製造コストが抑制される。

また電圧ベクトルＶの電圧位相θｖも任意の公知の手法によって検出できる。例えば相電圧を検出する電圧検出部を設け、電圧検出部によって検出された相電圧から電圧位相θｖを算出しても良く、あるいは相電圧について相電圧指令値Ｖ*から電圧位相θｖを算出しても良い。

以上のとおり、ｑ軸の回転位置（位相）と電圧位相θｖとを検出できるので、位相差δを得ることができ、ひいては鎖交磁束φｘを算出することができる（式（４）〜式（６）参照）。

角速度ωも任意の公知の手法によって取得される。例えば任意の２つの時点における相電圧指令値Ｖ*（或いは検出した相電圧）から当該２つの時点における電圧位相θｖをそれぞれ算出し、当該２つの時点における電圧位相θｖ同士の差を、当該２つの時点の間の時間で除算することで、角速度ωを算出する。なお、これに限らず例えば次のようにして角速度ωを算出しても良い。例えば上述した回転位置検出部によって得られる回転子の回転位置から回転子の回転速度（機械角速度）を求め、当該回転速度から角速度ω（電気角速度）を求めてもよい。或いは、任意の２つの時点における電流位相差を、当該２つの時点間の時間で除算することで角速度ωを算出してもよい。また、異なるタイミング（例えばスイッチングパターンが変化するタイミング）で取得した角速度ωの平均値を角速度ωに採用してもよく、或いは角速度ωをローパスフィルタに入力し、その出力を角速度ωに用いても良い。

さて、式（１）〜式（６）を用いた時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘの算出は、例えば図１４に示す線電流補正部３４によって実行される。線電流補正部３４は角速度取得部３４１と鎖交磁束取得部３４２と演算部３４３とを備えている。

角速度取得部３４１は上述のようにして角速度ωを取得する。鎖交磁束取得部３４２は上述のようにして位相差δを算出し、式（４）〜式（６）のうちｘ相に対応した一つに基づいて鎖交磁束φｘを算出する。

演算部３４３は相電圧Ｖｘとして例えば相電圧指令値Ｖ*を受け取り、角速度取得部３４１，鎖交磁束取得部３４２からそれぞれ角速度ωと鎖交磁束φｘとを受け取る。そして式（３）に基づいて時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘを算出する。

これによって、線電流補正部３４は時点ｔ１［ｋ］よりも時点ｔ２［ｋ］に近い時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘを算出することができる。したがって、一相線電流算出部３５において算出される残りの１相の線電流の精度を向上することができる。

なお、算出された三相の線電流をどのように用いても良い。例えば三相の線電流と電流指令値との偏差に基づいてインバータを制御してもよい。このとき、三相の線電流をそれぞれ別の時点における線電流であると見なして扱っても良い。例えば線電流ｉｘを時点ｔ［ｋ］における線電流として扱い、線電流ｉｙを時点ｔ２［ｋ］における線電流として扱い、残りの１相の線電流を、第３時点（ここでは時点ｔ［ｋ］）との間の時間および第４時点（ここでは時点ｔ２［ｋ］）との時間のいずれもが時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の間の時間よりも短い第５時点における、線電流として扱っても良い。なお残りの１相の線電流を第５時点における線電流として扱うことは、一相線電流算出部３５が第５時点における残りの１相の線電流を算出することに相当する。また残りの１相の線電流を、第３時点及び第４時点（ここでは時点ｔ［ｋ］，ｔ２［ｋ］）の間の第６時点における線電流として扱っても良い。これは、一相線電流算出部３５が第６時点における残りの１相の線電流を算出することに相当する。またあるいは、三相の線電流を全て同じ時点（第５時点または第６時点）における線電流であると見なして扱っても良い。これらの点は後述する他の態様であっても同様であるので繰り返しの説明を省略する。

また線電流補正部３４は線電流ｉｘの補正に替えて、あるいは線電流ｉｘの補正と共に線電流ｉｙを補正しても良い。以下、一例として、時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の差よりも時点ｔ１［ｋ］との差が小さい時点として時点ｔ［ｋ］を採用し、時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｙを算出することを企図する。式（２）においてｚ相としてｙ相を採用し、時点ｔ［ｋ］，ｔ２［ｋ］を用いた差分により式（２）を変形すると、次式が導かれる。なお、差分としては任意の方法が採用され得るが、一例として後方差分を採用する。

式（７）における相電圧Ｖｙは時点ｔ２［ｋ］における相電圧Ｖｙであり、鎖交磁束φｙは時点ｔ２［ｋ］における鎖交磁束である。式（７）を変形して時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｙについて求めると、次式が導かれる。

演算部３４３は相電圧Ｖｙとして例えば相電圧指令値Ｖ*を受け取り、角速度取得部３４１，鎖交磁束取得部３４２からそれぞれ角速度ωと鎖交磁束φｙとを受け取る。そして式（８）に基づいて、時点ｔ２［ｋ］よりも時点ｔ１［ｋ］に近い時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｙを算出する。よって、一相線電流算出部３５において算出される残りの１相の線電流の精度を向上することができる。

しかも、線電流ｉｘ，ｉｙの両方を補正して同じ時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘ，ｉｙを算出すれば、一相線電流算出部３５において算出される残りの１相の線電流の精度を更に向上することができる。

なお、線電流補正部３４は時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘを補正して例えば時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出しても良い。これによれば、線電流ｉｙを補正することなく同じ時点における線電流ｉｘ，ｉｙを得ることができる。ただしこの場合、時間Δｔは時点ｔ１［ｋ］と時点ｔ２［ｋ］との間の時間であり、比較的大きくなる。よって一旦、時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘを算出し、この時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘを用いて上述と同様にして時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出しても良い。また時点ｔ１［ｋ］から時点ｔ２［ｋ］までの複数の時点における線電流ｉｘを順次に算出して時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出してもよい。時間Δｔを小さくすることで誤差を低減することができるので、線電流ｉｘの算出精度を向上できる。

同様に、線電流補正部３４は時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｙを補正して例えば時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｙを算出しても良い。

＜線電流の補正方法の他の例２−１＞
線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗはその振幅（以下、電流振幅と呼ぶ）Ｉｍとその位相（以下、電流位相と呼ぶ）θｉとを用いて理想的には次式で表される。

ｉｕ＝Ｉｍ・ｓｉｎθｉ ・・・（９）
ｉｖ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ−２π／３） ・・・（１０）
ｉｗ＝Ｉｍ・ｓｉｎ（θｉ＋２π／３） ・・・（１１）

式（９）〜式（１１）は線電流の波形の式であり、線電流補正部３４は当該波形の式を用いて線電流ｉｘ，ｉｙの少なくとも何れか一方を補正する。以下では、まず線電流ｉｘを補正する場合について説明する。ここでは一例として線電流ｉｘを補正して時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出する。

式（９）〜式（１１）から理解できるように、時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘは、電流振幅Ｉｍと時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉとに基づいて算出することができる。そこで、電流振幅Ｉｍと時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉとを算出することを企図する。

この算出の説明に先立って、まず線電流補正部３４の概念的な内部構成の一例について説明する。図１５の例示では、線電流補正部３４は、角速度取得部３４１と電圧位相取得部３４４と電流位相算出部３４５と演算部３４６とを備えている。

電圧位相取得部３４４は任意の公知の方法を用いて相電圧についての電圧位相θｖを取得する。例えば相電圧についての相電圧指令値Ｖ*から電圧位相θｖを算出する。或いは、交流線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加される相電圧を検出し、これから電圧位相θｖを算出しても良い。

電流位相算出部３４５は、一相線電流算出部３５からの３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗについての電流位相θｉを算出する。例えば公知の絶対変換を用いて３相の線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを変換して、固定座標系のα軸の線電流ｉαとβ軸の線電流ｉβとを算出し、線電流ｉαと線電流ｉβとの除算値（ｉα／ｉβ）についての逆正接値を算出して電流位相θｉを算出する。

演算部３４６は、後述する演算を行って、電流振幅Ｉｍと時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉとを算出し、これらと波形の式とに基づいて時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出する。

時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉを算出すべく、演算部３４６はまず電流位相θｉと電圧位相θｖとの間の位相差Δθを次式により算出する。

Δθ＝θｉ−θｖ ・・・（１２）

位相差Δθの算出に用いられる電流位相θｉは電流位相算出部３４５によって算出される。電流位相算出部３４５は上述のとおり一相線電流算出部３５から受け取った線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて電流位相θｉを算出する。即ち、電流位相算出部３４５は、時点ｔ［ｋ］よりも前の時点（例えば時点ｔ［ｋ−１］）にてスイッチングパターンが変化したときに検出された線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いる。ここでは線電流補正部３４は時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出するので、同様にして時点ｔ２［ｋ−１］における線電流ｉｘが算出されており、一相線電流算出部３５は時点ｔ２［ｋ−１］における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。よって、電流位相算出部３４５によって算出される電流位相θｉは時点ｔ２［ｋ−１］における値である。

また位相差Δθの算出に用いられる電圧位相θｖは電圧位相取得部３４４によって取得される。電圧位相取得部３４４は電流位相θｉと同じ時点ｔ２［ｋ−１］における電圧位相θｖを取得する。

なお、位相差Δθの算出に用いられる電流位相θｉ及び電圧位相θｖとしては実質的に同じ時点における値が採用されればよい。たとえば線電流補正部３４が互いに異なる第一時点及び第二時点における線電流ｉｘ，ｉｙを算出し、一相線電流算出部３５がこれらを用いて残りの１相の線電流を算出する場合について説明する。このときに得られた３相の線電流は第一時点と第二時点との間の任意の時点における値と見なして良い。つまり、電流位相算出部３４５によって算出された電流位相θｉを、第一時点と第二時点との間の任意の時点における値と見なして良い。したがって、演算部３４６は例えば第一時点から第二時点までの間の任意の時点における電圧位相θｖを用いればよい。また、スイッチングパターンが変化するたびに上述のようにして算出された位相差Δθの複数の平均値を位相差Δθとして算出しても良い。或いは算出された位相差Δθをローパスフィルタに入力し、その出力を位相差Δθとして用いても良い。

この位相差Δθは時点ｔ１［ｋ］における位相差Δθとほぼ等しい。これは、特にモータを安定した速度で回転させる定常状態において妥当である。よって、次に、電圧位相取得部３４４は時点ｔ１［ｋ］における電圧位相θｖを取得して演算部３４６に出力する。演算部３４６は、時点ｔ１［ｋ］における電圧位相θｖと、上述のようにして算出した位相差Δθとに基づいて、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉを算出する。より詳細には、式（１２）を変形した次式を用いて電流位相θｉを算出する。

θｉ＝θｖ＋Δθ ・・・（１３）

次に、演算部３４６は、角速度取得部３４１からの角速度ωに基づく時点ｔ１［ｋ］の電流位相θｉと時点ｔ２［ｋ］の電流位相θｉとの差を、時点ｔ１［ｋ］の電流位相θｉに加算して時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉを算出する。端的に説明すれば、次式に基づいて時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉを算出する。

θｉ（ｔ２）＝θｉ（ｔ１）＋ω・Δｔ２ ・・・（１４）

ここで、Δｔ２は時点ｔ１［ｋ］から時点ｔ２［ｋ］までの時点を示し、角速度ωと時間Δｔ２との乗算が、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉと時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉとの差を示す。なお、時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］における電流位相θｉの差は時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］における電圧位相θｖの差と等しい。よって、角速度ωと時間Δｔ２との乗算として、時点ｔ１［ｋ］における電圧位相θｖ（ｔ１）と時点ｔ２［ｋ］における電圧位相θｖ（ｔ２）の差を採用してもよい。即ち、θｉ（ｔ２）＝θｉ（ｔ１）＋θｖ（ｔ２）−θｖ（ｔ１）との式を採用してもよい。この場合、角速度取得部３４１は不要である。なお、この内容は、角速度ωに基づく時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の間の電流位相θｉの差ω・Δｔ２として、時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の電圧位相θｖの差を採用する、とも把握できる。またこの内容は以下で述べる他の態様であっても同様であるので、繰り返しの説明を省略する。

また時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉ（ｔ２）を、式（１３）に基づいて算出しても良い。即ち、時点ｔ２［ｋ］における電圧位相θｖと、算出した位相差Δθとを用いて、式（１３）に基づいて電流位相θｉ（ｔ２）を算出しても良い。なおこの内容も以下で述べる他の態様にも適用可能であるので、繰り返しの説明を省略する。

続いて、電流振幅Ｉｍの算出について説明する。演算部３４６は、二相線電流取得部３３からの時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘと、上述のようにして算出した時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉとに基づいて、ｘ相に応じた式（９）から式（１１）の一つを用いて、電流振幅Ｉｍを算出する。例えば演算部３４６は、時点ｔ１［２］における線電流ｉｕと、時点ｔ１［２］における電流位相θｉとに基づいて、式（９）から電流振幅Ｉｍを算出する。

この電流振幅Ｉｍは時点ｔ２［ｋ］における電流振幅Ｉｍとほぼ等しい。これは、特にモータを安定した速度で回転させる定常状態において妥当である。よって次に、演算部３４３は上述のようにして算出した電流振幅Ｉｍおよび時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉに基づいて、ｘ相に応じた式（９）から式（１１）の一つを用いて、時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出する。例えば演算部３４６は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ２［２］における電流位相θｉとに基づいて、式（９）から時点ｔ２［２］における線電流ｉｕを算出する。

これによって、時点ｔ１［ｋ］よりも時点ｔ２［ｋ］に近い時点における線電流ｉｘを算出することができる。しかも時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出しているので、線電流ｉｙを補正することなく、同じ時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘ，ｉｙを得ることができる。

また線電流補正部３４は線電流ｉｘの補正に替えて線電流ｉｙを補正しても良い。より詳細には、線電流補正部３４は時点ｔ２［ｋ］よりも時点ｔ１［ｋ］に近い時点（ここでは例えば時点ｔ１［ｋ］）における線電流ｉｙを算出してもよい。この場合、演算部３４６は上述と同様にして位相差Δθを算出する。ただし、ここでは一相線電流算出部３５が時点ｔ１［ｋ−１］における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出するので、時点ｔ［ｋ−１］における電流位相θｉ及び電圧位相θｖを用いて位相差Δθを算出する。

そして、算出した位相差Δθと、電圧位相取得部３４４から受け取った時点ｔ２［ｋ］における電圧位相θｖとに基づいて、時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉを算出する（式（１３）参照）。

次に、演算部３４６は、時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉ（ｔ２）と、角速度取得部３４１から受け取った角速度ωと、時間Δｔ２とに基づいて、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉ（ｔ１）を算出する。より詳細には、式（１４）を変形した次式に基づいて時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉ（ｔ１）を算出する。

θｉ（ｔ１）＝θｉ（ｔ２）−ω・Δｔ２ ・・・（１５）

また演算部３４６は、算出した時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉと、二相線電流取得部３３から受け取った時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｙとに基づいて、ｙ相に応じた式（９）から式（１１）の一つを用いて電流振幅Ｉｍを算出する。

次に、演算部３４６は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉとに基づいて時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｙを算出する（式（９）〜式（１１）参照）。これによって、時点ｔ２［ｋ］よりも時点ｔ１［ｋ］に近い時点における線電流ｉｙを得ることができる。しかも時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｙを算出しているので、線電流ｉｘを補正することなく、同じ時点における線電流ｉｘ，ｉｙを得ることができる。

また線電流補正部３４は線電流ｉｘ，ｉｙの両方を補正して、それぞれより近い時点における線電流ｉｘ，ｉｙを算出しても良い。例えば時点ｔ［ｋ］における線電流ｉｘ，ｉｙを算出してもよい。この場合、位相差Δθは、時点ｔ［ｋ−１］における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから算出される電流位相θｉと、時点ｔ［ｋ−１］における電圧位相θｖとの差によって算出されるとよい。

＜線電流の補正方法の他の例２−２＞
ここでは例２−１との相違点について述べる。また、線電流補正部３４が時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘを補正して時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出する場合について説明する。

例２−１と比較して、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉの算出方法が相違する。演算部３４６は、電流位相算出部３４５からの電流位相θｉと時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉとの差を角速度ωに基づいて算出し、当該差を電流位相算出部３４５からの電流位相θｉに加算して時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉを算出する。端的に説明すれば次式に基づいて時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉを算出する。

θｉ（ｔ１）＝θｉ（ｔ２［ｋ−１］）＋ω・Δｔ３ ・・・（１６）

ここで、θｉ（ｔ２［ｋ−１］）は電流位相算出部３４５によって算出される電流位相θｉである。ここでは線電流補正部３４は時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出するので、同様にして時点ｔ２［ｋ−１］における線電流ｉｘが算出されており、一相線電流算出部３５は時点ｔ２［ｋ−１］における線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを出力する。よって、電流位相算出部３４５によって算出される電流位相θｉは時点ｔ２［ｋ−１］における値である。Δｔ３は時点ｔ２［ｋ−１］から時点ｔ１［ｋ］までの時間を示している。

これによれば、演算部３４６は電流位相θｉの算出のために電圧位相θｖを用いる必要がない。よって図１４の例示において演算部３４６は電圧位相θｖを受け取る必要はなく、また角速度取得部３４１が電圧位相θｖを用いなければ電圧位相取得部３４４自体が不要となる。

なお線電流ｉｙの補正についても同様であるので、繰り返しの説明を避ける。

＜線電流の補正方法の他の例２−３＞
ここでも例２−１との相違点について述べる。また、線電流補正部３４が時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘを補正して時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘを算出する場合について説明する。

例２−１においては、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉを算出し、これと時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘとに基づいて電流振幅Ｉｍを算出した（式（９）〜式（１１）参照）。ここでは、まず電流振幅Ｉｍを算出する。以下、詳細に説明する。

図１６の例示では、線電流補正部３４は、角速度取得部３４１と電流振幅算出部３４７と演算部３４６とを備えている。電流振幅算出部３４７は、一相線電流算出部３５からの線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。例えば線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを公知の絶対変換を用いて変換して線電流ｉα，ｉβを生成し、次式に基づいて電流振幅Ｉｍを算出する。

Ｉｍ＝ｓｑｒｔ（２／３）×ｓｑｒｔ（ｉα＾２＋ｉβ＾２）・・・（１７）

ここで、ｓｑｒｔ（）は括弧内の値の平方根を示し、Ａ＾ＢはＡのＢ乗を示す。なお、電流振幅Ｉｍは、スイッチングパターンが変化する度に算出された複数の電流振幅Ｉｍの平均値であってもよく、或いは算出された電流振幅Ｉｍをローパスフィルタに入力し、その出力を電流振幅Ｉｍとして用いても良い。

演算部３４６は、電流振幅Ｉｍと、二相線電流取得部３３からの時点ｔ１［ｋ］における線電流ｉｘとに基づいて、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉを算出する（式（９）〜式（１１）参照）。例えば演算部３４６は、電流振幅Ｉｍと時点ｔ１［２］における線電流ｉｕとに基づいて、式（９）を用いて時点ｔ１［２］における電流位相θｉを算出する。

時点ｔ２［ｋ］における電流位相θｉの算出（式（１４）参照）と、時点ｔ２［ｋ］における線電流ｉｘの算出（式（９）〜式（１１）参照）とは上述の例２−１と同様であるので繰り返しの説明を避ける。

このような補正方法によれば、例２−１，２−２に比較して、時点ｔ１［ｋ］における電流位相θｉを簡易に算出することができる。なお線電流ｉｙの補正についても同様であるので繰り返しの説明を避ける。

なお、例２−１〜例２−３にかかる補正方法では、線電流の波形の式（式（９）〜式（１１））を用いて線電流を算出している。しかしながら、実際には線電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは基本波成分のみならず高調波成分を含んでおり、この高調波成分は式（９）〜式（１１）を満足しない。一方、例１にかかる補正方法では等価回路の電圧方程式（式（１））を用いて線電流を算出している。線電流の基本波成分のみならず高調波成分もこの電圧方程式を満足する。したがって、線電流の算出精度という点では、例１にかかる補正方法が例２−１〜例２−３による補正方法に比べて好ましい。

＜時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の各々と時点ｔ［ｋ］との間の時間＞
次に、時点ｔ１［ｋ］，ｔ２［ｋ］の各々と、スイッチングパターンが変化するタイミングｔ［ｋ］との間の期間をどの程度の期間にするのか、について考慮する。スイッチングパターンが変化した直後では、直流電流Ｉｄｃは当該変化に伴って過渡的に変動する。このような過渡的な変動が収まる、即ち直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まった状態で、直流電流Ｉｄｃを検出することが望ましい。よって、スイッチングパターンが変化してから時点ｔ２［ｋ］までの時間Δｔ１は、直流電流Ｉｄｃの過渡変動が所定の範囲内に収まるのに要する過渡期間よりも長いことが望ましい。この過渡期間は電力変換装置１及び誘導性負荷２、さらに平滑コンデンサＣ１の静電容量及び平滑コンデンサＣ１に直流電圧を供給する電源の電力容量等の回路条件によって決定されるので、予め設計或いは実験によって決定することができる。

また例えば電流検出部４が、検出した直流電流Ｉｄｃのアナログ値をデジタル値に変換する必要がある場合、当該変換に要する期間が経過するまでスイッチングパターンが変化しないことが望ましい。よって時点ｔ１［ｋ］からスイッチングパターンが変化するまでの時間Δｔは、電流検出部４がこの変換に要する期間よりも長いことが望ましい。

１ インバータ
４ 電流検出部
３１ スイッチング制御部
３２ 線電流取得部
３３ 二相線電流取得部
３４ 線電流補正部
３５ 一相線電流算出部
３４１ 角速度取得部
３４２ 鎖交磁束取得部
３４３，３４６ 演算部
３４４ 電圧位相取得部
３４５ 電流位相算出部
ＬＨ，ＬＬ 入力線
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 交流線
Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング素子

Claims (13)

1. 誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、
   前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号(S)を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、
   前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
   前記スイッチングパターンが変化するタイミング(t[k])よりも前又は後の第１時点(t1[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第１時点での前記スイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、前記タイミングに対して前記第１時点とは反対側であって前記第１時点との差が第１時間である第２時点(t2[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第２時点での前記スイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する二相線電流取得部(33)と、
   前記二相線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流のうち少なくとも前記第１相の線電流を補正して、第３時点における前記第１相の線電流と、前記第３時点との差が前記第１時間よりも短い第２時間である第４時点における前記第２相の線電流とを出力し、前記第１相の線電流のみを補正するときには前記第４時点として前記第２時点が採用される線電流補正部(34)と、
   同じ時点における前記３相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、前記第３時点における前記第１相の線電流及び前記第４時点における前記第２相の線電流に基づいて、前記第３時点との差及び前記第４時点との差のいずれもが前記第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出する一相線電流算出部(35)と
   を備え、
   前記線電流補正部(34)は、前記誘導性負荷(2)の等価回路の電圧方程式を用いて前記少なくとも前記第１相の線電流を補正する、線電流検出装置。
2. 前記誘導性負荷(2)はモータであって、
   前記等価回路において、前記誘導性負荷(2)の抵抗成分(R2)及び誘導成分(L2)が、前記交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧による第１電圧源(E1)と、前記モータの回転に伴って前記誘導成分に生じる誘起電圧による第２電圧源(E2)とに直列に接続される、請求項１に記載の線電流検出装置。
3. 誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、
   前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号(S)を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、
   前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
   前記スイッチングパターンが変化するタイミング(t[k])よりも前又は後の第１時点(t1[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第１時点での前記スイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、前記タイミングに対して前記第１時点とは反対側であって前記第１時点との差が第１時間である第２時点(t2[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第２時点での前記スイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する二相線電流取得部(33)と、
   前記二相線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流のうち少なくとも前記第１相の線電流を補正して、第３時点における前記第１相の線電流と、前記第３時点との差が前記第１時間よりも短い第２時間である第４時点における前記第２相の線電流とを出力し、前記第１相の線電流のみを補正するときには前記第４時点として前記第２時点が採用される線電流補正部(34)と、
   同じ時点における前記３相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、前記第３時点における前記第１相の線電流及び前記第４時点における前記第２相の線電流に基づいて、前記第３時点との差及び前記第４時点との差のいずれもが前記第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出する一相線電流算出部(35)と
   を備え、
   前記線電流補正部(34)は、前記第１相の線電流の基本波成分についての波形の式を用いて前記少なくとも前記第１相の線電流を補正する、線電流検出装置。
4. 前記スイッチング制御部(31)は前記スイッチングパターンを繰り返し変化させ、
   前記線電流補正部(34)は、
   前記３つの交流線(Pu,Pv,Pw)に印加される相電圧についての電圧位相(θv)を取得する電圧位相取得部(344)と、
   前記タイミング(t[k])よりも前に前記スイッチングパターンが変化したときに前記二相線電流取得部(33)と前記線電流補正部(34)と前記一相線電流算出部(35)とによって算出された前記第１相から前記第３相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて、前記３相の線電流についての電流位相(θi)を算出する電流位相算出部(345)と、
   前記電流位相と前記電圧位相との間の位相差(Δθ)を算出し、前記第１時点(t1[k])における前記電圧位相に前記位相差を加算して前記第１時点における前記電流位相(θi)を算出し、前記第１時点における前記電流位相と前記第１時点における前記第１相の線電流とに基づいて、前記波形の式を用いて前記３相の線電流についての電流振幅(Im)を算出し、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記電流位相に加算して前記第３時点の電流位相を算出し、前記第３時点における電流位相と前記電流振幅とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第３時点における前記第１相の線電流を算出する演算部(346)と
   を備える、請求項３に記載の線電流検出装置。
5. 前記スイッチング制御部(31)は前記スイッチングパターンを繰り返し変化させ、
   前記線電流補正部(34)は、
   前記タイミング(t[k])よりも前に前記スイッチングパターンが変化したときに、前記二相線電流取得部(33)と前記線電流補正部(34)と前記一相線電流算出部(35)とによって算出された前記第１相から前記第３相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて、前記３相の線電流についての電流位相を算出する電流位相算出部(345)と、
   前記電流位相算出部からの前記電流位相と前記第１時点における電流位相との差を、前記３相の線電流の角速度(ω)に基づいて算出し、前記差を前記電流位相算出部からの前記電流位相に加算して、前記第１時点の電流位相を算出し、前記第１時点における前記電流位相と前記第１時点における前記第１相の線電流とに基づいて、前記波形の式を用いて前記３相の線電流についての電流振幅を算出し、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記電流位相に加算して前記第３時点の電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第３時点における電流位相とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第３時点における前記第１相の線電流を算出する演算部(346)と
   を備える、請求項３に記載の線電流検出装置。
6. 前記スイッチング制御部(31)は前記スイッチングパターンを繰り返し変化させ、
   前記線電流補正部(34)は、
   前記タイミング(t[k])よりも前に前記スイッチングパターンが変化したときに、前記二相線電流取得部(33)と前記線電流補正部(34)と前記一相線電流算出部(35)とによって算出された前記第１相から前記第３相の線電流(iu,iv,iw)に基づいて、前記３相の線電流についての電流振幅(Im)を算出する電流振幅算出部(347)と、
   前記第１時点における前記第１の線電流と前記電流振幅とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第１時点における前記３相の線電流についての電流位相を算出し、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記電流位相に加算して前記第３時点の前記電流位相を算出し、前記電流振幅と前記第３時点における前記電流位相とに基づいて、前記波形の式を用いて前記第３時点における前記第１相の線電流を算出する演算部(346)と
   を備える、請求項３に記載の線電流検出装置。
7. 前記演算部は、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記３相の線電流についての角速度と前記第１時点から前記第３時点までの期間との積として算出する、請求項４から６の何れか一つに記載の線電流検出装置。
8. 前記演算部は、前記第１時点から前記第３時点までの前記電流位相の差を、前記第１時点における前記相電圧についての電圧位相と前記第３時点における前記電圧位相との差として算出する、請求項４から６の何れか一つに記載の線電流検出装置。
9. 前記線電流補正部(34)は前記第１相及び前記第２相の線電流の両方を補正し、前記第４時点は前記第３時点である、請求項１から８の何れか一つに記載の線電流検出装置。
10. 前記第５時点は前記第３時点である、請求項９に記載の線電流検出装置。
11. 誘導性負荷(2)に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)とを備える電力変換装置において、前記３つの交流線を流れる３相の線電流(iu,iv,iw)を検出する線電流検出装置であって、
    前記第１及び前記第２のスイッチング素子へスイッチング信号(S)を出力して前記第１及び前記第２のスイッチング素子のスイッチングパターンを制御するスイッチング制御部(31)と、
    前記第１又は前記第２の直流線を流れる直流電流(Idc)を検出する電流検出部(4)と、
    前記スイッチングパターンが変化するタイミング(t[k])よりも前又は後の第１時点(t1[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第１時点での前記スイッチングパターンによって決定される第１相の線電流として推定し、前記タイミングに対して前記第１時点とは反対側であって前記第１時点との差が第１時間である第２時点(t2[k])において前記電流検出部によって検出された前記直流電流を、前記第２時点での前記スイッチングパターンによって決定される第２相の線電流として推定する二相線電流取得部(33)と、
    前記二相線電流取得部によって取得された前記第１相及び前記第２相の線電流のうち少なくとも前記第１相の線電流を補正して、第３時点における前記第１相の線電流と、前記第３時点との差が前記第１時間よりも短い第２時間である第４時点における前記第２相の線電流とを出力し、前記第１相の線電流のみを補正するときには前記第４時点として前記第２時点が採用される線電流補正部(34)と、
    同じ時点における前記３相の線電流の総和が零であるという関係を用いて、前記第３時点における前記第１相の線電流及び前記第４時点における前記第２相の線電流に基づいて、前記第３時点との差及び前記第４時点との差のいずれもが前記第１時間よりも短い第５時点における第３相の線電流を算出する一相線電流算出部(35)と
    を備え、
    前記線電流補正部(34)は前記第１相の線電流のみを補正し、前記第３時点(t2[k])は前記第２時点(t2[k])である、線電流検出装置。
12. 前記第５時点は前記第２時点である、請求項１１に記載の線電流検出装置。
13. 相互間に直流電圧が印加される第１及び第２の直流線(LH,LL)と、
    誘導性負荷に接続される３つの交流線(Pu,Pv,Pw)と、
    前記３つの交流線の各々と前記第１の直流線との間に設けられる第１のスイッチング素子(S1〜S3)と、
    前記３つの交流線の各々と前記第２の直流線との間に設けられる第２のスイッチング素子(S4〜S6)と、
    請求項１から１２の何れか一つに記載の線電流検出装置(3)と
    を備える、電力変換システム。

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