JP4675902B2 - ３相ｐｗｍ信号発生装置 - Google Patents

Description

この発明は、半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置においてその半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ（パルス幅変調）信号を発生する３相ＰＷＭ信号発生装置に関するものである。

例えば冷凍空調装置の電動機を駆動制御するインバータ装置には、３相電圧型インバータ装置が用いられている。以下に、この発明の理解を容易にするため、図３６〜図４２を参照して、従来のインバータ装置の構成と動作について説明する。

図３６は、従来のインバータ装置の構成例を示すブロック図である。図３６に示す従来のインバータ装置は、インバータ主回路１と、インバータ主回路１が備える半導体スイッチング素子の駆動信号である３相ＰＷＭ信号を発生するインバータ制御部２とを備えている。つまり、この発明は、インバータ制御部２の改良に関するものである。

インバータ主回路１は、母線電圧Ｖｄｃを与える直流電源３と、直流電源３の正極端に接続される直流母線４ａと負極端に接続される直流母線４ｂとの間に直列に接続される３組の半導体スイッチング素子（５ａ，５ｂ）（５ｃ，５ｄ）（５ｅ，５ｆ）および各半導体スイッチング素子に並列に接続されるフライホイールダイオード６ａ〜６ｆとを備え、３組の半導体スイッチング素子（５ａ，５ｂ）（５ｃ，５ｄ）（５ｅ，５ｆ）の各直列接続端に電動機７が接続される周知の回路である。

そして、例えば直流母線４ｂには、インバータ制御部２で用いる直流母線電流Ｉｄｃを検出する直流電流検出手段９が設けられる。この直流電流検出手段９は、直流母線４ｂに挿入された検出素子（抵抗器やカレントトランスなど）と、その検出素子（抵抗器）の両端電圧、あるいはその検出素子（カレントトランス）の出力電圧を増幅する増幅器とを備え、この増幅器の出力電圧を電流換算することで直流母線電流Ｉｄｃを得るようになっている。

インバータ制御部２は、直流電流検出手段９から入力する直流母線電流Ｉｄｃから相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを判別する相電流判別手段１１と、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから励磁電流Ｉγ（γ軸電流）及びトルク電流Ｉδ（δ軸電流）を算出する励磁電流及びトルク電流を求める手段１２と、励磁電流Ｉγ及びトルク電流Ｉδから次の制御で使用する電圧指令ベクトルＶ^*を演算する電圧指令ベクトル演算手段１３と、電圧指令ベクトルＶ^*から１キャリア周期中での３相ＰＷＭ信号である通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成するＰＷＭ信号作成手段１４と、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎから半導体スイッチング素子５ａ〜５ｆに印加する３相ＰＷＭ信号である駆動信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを発生するＰＷＭ信号発生手段１５とを備えている。なお、添え字の「ｐ」は正極側であることを意味し、「ｎ」は負極側であることを意味している。

次に、インバータ制御部２の動作について説明する。インバータ主回路１の半導体スイッチング素子５ａ〜５ｆは、正極側の直流母線４ａに接続されている半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅがオン動作するか負極側の直流母線４ｂに接続されている半導体スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆがオン動作するかのどちらかであり、３相分あるので、全部で８種類（２³＝８）のスイッチングパターンないしはスイッチングモードが存在する。これが、電動機７への出力状態である。

そこで、半導体スイッチング素子の状態表記として、半導体スイッチング素子のオン動作状態を論理値１と表記し、オフ動作状態を論理値０と表記し、電動機７への８種類の出力状態を次のようにしてＶ０〜Ｖ７の８種類の電圧ベクトル（基本電圧ベクトル）に対応付ける。この８種類の電圧ベクトルのうち、Ｖ１〜Ｖ６はベクトル長を持つ６つのスイッチングモードに対応した電圧ベクトルであり、残りのＶ０，Ｖ７はベクトル長を持たない２つのスイッチングモードに対応した電圧ベクトルである。ここで、電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は特別に「ゼロベクトル」と称されている。電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は「基本電圧ベクトル」と称して「ゼロベクトル」と区別する場合が多い。

すなわち、電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の対応関係では、直流母線４ａに接続される（Ｗ相正極側スイッチング素子の論理状態、Ｖ相正極側スイッチング素子の論理状態、Ｕ相正極側スイッチング素子の論理状態）が、（０，０，１）の場合を電圧ベクトルＶ１とし、（０，１，０）の場合を電圧ベクトルＶ２とし、（０，１，１）の場合を電圧ベクトルＶ３とし、（１，０，０）の場合を電圧ベクトルＶ４とし、（１，０，１）の場合を電圧ベクトルＶ５とし、（１，１，０）の場合を電圧ベクトルＶ６とする。

また、２つのゼロベクトルＶ０，Ｖ７の対応関係では、直流母線４ａに接続される（Ｗ相正極側スイッチング素子の論理状態、Ｖ相正極側スイッチング素子の論理状態、Ｕ相正極側スイッチング素子の論理状態）が、（０，０，０）の場合をゼロベクトルＶ０とし、（１，１，１）の場合をゼロベクトルＶ７とする。

６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の発生中においては、電動機７の巻線に流れる電流は、直流母線４ａ，４ｂに流れるので、直流電流検出手段９にて検出することができ、直流母線電流Ｉｄｃとして観測することができる。一方、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７については、直流母線電流Ｉｄｃとして観測することはできない。

図３７は、以上説明した８種類の電圧ベクトル（基本電圧ベクトル）、対応するスイッチングモード及び直流母線電流Ｉｄｃとして観測できる相電流の関係をまとめて示したものである。図３７に示すように、相電流は、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７では、観測不可であるが、電圧ベクトルＶ１では「Ｉｕ（Ｕ相電流）」として観測され、電圧ベクトルＶ２では「Ｉｖ（Ｖ相電流）」として観測され、電圧ベクトルＶ３では「−Ｉｗ（Ｗ相電流）」として観測され、電圧ベクトルＶ４では「Ｉｗ」として観測され、電圧ベクトルＶ５では「−Ｉｖ」として観測され、電圧ベクトルＶ６では「−Ｉｕ」として観測される。

さて、電動機７を円滑に回転させるためには、所望の電圧・周波数に対応した磁束を得る必要がある。これは、上記した８種類の電圧ベクトルを適当に組み合わせることで実現することができる。図３８は、以上説明した８種類の電圧ベクトル（基本電圧ベクトル）の位相関係、インバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を説明する図である。図３８では、インバータ回転方向が時計回り方向である場合に６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、位相平面上に、時計回り方向にＶ１，Ｖ３，Ｖ２，Ｖ６，Ｖ４，Ｖ５の順序で６０度の位相差を持って配置され、原点位置に２つのゼロベクトルＶ０，Ｖ７が示されている。

また、図３８では、電圧ベクトルＶ１（Ｕ相）の方向を初期位相としたインバータ回転角θが電圧指令ベクトルＶ^*の位相を与えることが示されている。そして、インバータ回転方向において生ずる上記した６つの電圧ベクトルの中の１つと電圧指令ベクトルＶ^*との間の位相角は空間ベクトル回転角θ^*と称されている。なお、空間ベクトル回転角θ^*の角度範囲は、０度≦θ^*＜６０度である。

各電圧ベクトルの発生割合は、母線電圧に対する出力電圧の割合である変調率によって定まる。また、各電圧ベクトルの発生時間は、電圧指令ベクトルＶ^*と空間ベクトル回転角θ^*とによって決定される。そこで、相電流判別手段１１では、各電圧ベクトルの発生中に図３７に示す一覧テーブルに従って直流母線電流Ｉｄｃから相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを求める。

次いで、励磁電流及びトルク電流を求める手段１２では、例えば、式（１）に示すような３相２相変換行列［Ｃ₁］および式（２）に示すような回転行列［Ｃ₂］を用いて、相電流判別手段１１が求めた相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを励磁電流Ｉγ（γ軸電流）及びトルク電流Ｉδ（δ軸電流）に変換する。なお、式（２）において、θはインバータ回転角であり、回転方向が時計回りの場合を示す。

ここで、励磁電流及びトルク電流を求める手段１２が準拠する座標系が、ｄ−ｑ軸ではなく、γ−δ軸となっている点について説明する。すなわち、電動機７の回転子上でＮ極側をｄ軸とし、回転方向に９０度（電気角）進んだ位相をｑ軸とする。しかし、同期電動機の駆動にパルスエンコーダ等の回転子位置を検出するセンサを用いない場合には、インバータ制御部２では回転子のｄ−ｑ軸座標を正確に捉えることができず、実際にはｄ−ｑ軸座標系と位相差Δθだけずれて制御している。この位相差Δθだけずれた座標系は、一般にγ−δ軸座標と称され、これを用いるのが慣例となっている。この明細書では、これに準じている。

次に、電圧指令ベクトル演算手段１３では、励磁電流及びトルク電流を求める手段１２が求めた励磁電流Ｉγ（γ軸電流）及びトルク電流Ｉδ（δ軸電流）に基づき速度制御を含む各種ベクトル制御演算を行い、次の制御に用いる電圧指令ベクトルＶ^*の大きさと位相を求める。この位相角は、上記のようにインバータ回転角θである。

ＰＷＭ信号作成手段１４では、後述する各種類の方式によって、電圧指令ベクトルＶ^*に基づき通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成する。これによって、ＰＷＭ信号発生手段１５が、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎから半導体スイッチング素子５ａ〜５ｆに印加する駆動信号である３相ＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを発生して半導体スイッチング素子５ａ〜５ｆを制御し、電動機７が駆動される。

さて、ＰＷＭ信号作成手段１４においてＰＷＭ信号を発生する方式として、従来では、６０度の位相差がある２種類の基本電圧ベクトルと、その２種類の基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチングして得られる大きさを持たない２種類のゼロベクトルの合計４種類の基本電圧ベクトルを用いて発生する方式（以降「３相変調方式」という）と、６０度の位相差がある２種類の基本電圧ベクトルと、上記の大きさを持たない２種類のゼロベクトルのうちの一つとの合計３種類の基本電圧ベクトルを用いて発生する方式（以降「２相変調方式」という）の２方式が主に用いられてきた。

これは、具体的には、電圧指令ベクトル演算手段１３からの電圧指令ベクトルＶ^*を対応する２つの基本電圧ベクトルの方向に分解することで、各基本電圧ベクトルの発生時間比率を作成し、１キャリア周期中での各半導体スイッチング素子の通電時間（あるいは非通電時間）を演算する方法である。この方式には次のような難点がある。

すなわち、直流母線電圧に対する出力電圧の割合を変調率と称すれば、上記の３相変調方式や２相変調方式では、変調率が低い場合には大きさと６０度の位相差とを持つ２種類の基本電圧ベクトルの発生時間比率が両ベクトル共に少なくなり、スイッチングモードの保時時間幅が狭くなる。また、変調率がある程度高い場合でも電圧指令ベクトルＶ^*が一方の基本電圧ベクトルに近い場合は、電圧指令ベクトルＶ^*から遠い他方の基本電圧ベクトルの発生時間比率が少なくなり、スイッチングモードの保時時間幅が狭くなる。

この２つのケースにおいては、スイッチングモードの保時時間幅が短い基本電圧ベクトルの発生区間では、十分な直流電流検出時間が確保できず、電流検出が正しく行えないので、制御性が著しく劣化するという問題があった。

そこで、近年、上記のようなケースにおいてスイッチングモードの保時時間幅を確保するために、３相変調方式や２相変調方式とは異なるスイッチングパターンによってＰＷＭ信号を発生する方式（以下「拡張ＰＷＭ方式」という）が提案されてきている（例えば特許文献１）。

すなわち、特許文献１では、１２０度の位相差がある２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチンングして得られる大きさを持たないゼロベクトルの合計３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧信号を発生する３相ＰＷＭ電圧発生回路が開示され、また、各々６０度ずつ位相差がある３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ電圧信号を発生する３相ＰＷＭ電圧発生回路が開示されている。

この拡張ＰＷＭ方式では、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを次の２つの方法で作成する。

すなわち、（１）１キャリア周期中のスイッチングモードとして、互いに１２０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと、それら２種類の基本電圧ベクトルのどちらかのスイッチング状態から１相のみのスイッチングだけで得られるゼロベクトルの合計３種類のベクトル（これを「第１の組み合わせ」という）の時間比制御によって通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成する。

（２）また、１キャリア周期中のスイッチングモードとして、各々６０度ずつ位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル（これを「第２の組み合わせ」という）の時間比制御によって通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成する。以下、図３９〜図４２を参照して説明する。

図３９は、第１の組み合わせに用いる３種類の基本電圧ベクトルの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図４０は、第１の組み合わせによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

第１の組み合わせの場合には、例えばインバータ回転角を３０度〜９０度の領域について限定して考えると、図３９（ａ）に示すように、１２０度の位相差を持つ基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１），Ｖ２（０，１，０）と、ゼロベクトルＶ０（０，０，０）とを用い、図３９（ｂ）に示すように、Ｖ０→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。この場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの論理状態（スイッチングパターン）は、図４０に示すようになる。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図３９（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。

図４１は、第２の組み合わせに用いる３種類の基本電圧ベクトルの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図４２は、第２の組み合わせによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

第２の組み合わせの場合には、例えばインバータ回転角を３０度〜９０度の領域について限定して考えると、図４１（ａ）に示すように、６０度の位相差を持つ基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１），Ｖ３（０，１，１），Ｖ２（０，１，０）を用い、図４１（ｂ）に示すように、Ｖ３→Ｖ１→Ｖ３→Ｖ２→Ｖ３の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。この場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの論理状態（スイッチングパターン）は、図４２に示すようになる。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図４１（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。

なお、例えば、特許文献２では、直流母線電圧が検出し難い場合に、パルス幅変調を工夫することで、十分なパルス幅を得る３相ＰＷＭ電圧発生回路が開示されている。また、特許文献３では、直流母線電圧検出が必要な場合に、搬送波を１周期挿入することで、電流検出を可能にするインバータ装置等が開示されている。また、特許文献４では、変換テーブルを事前に用意しておき、直流母線電流のパルス幅を所定値以上とすることで、電流検出を可能にするＰＷＭインバータ装置等が開示されている。また、特許文献５では、直流母線電流の検出タイミングを工夫することにより、安価なマイコンにおいても直流母線電流のサンプリングを可能にするインバータ装置等が開示されている。

特開平７−２９８６３１号公報 特許第３４４７３６６号公報 特開２００３−２２４９８２号公報 特開２００３−２０９９７６号公報 特開２００２−９５２６３号公報

しかしながら、従来の拡張ＰＷＭ方式では、次のような問題があった。すなわち、１２０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと、それらの基本電圧ベクトルのスイッチング状態の１相のみをスイッチングして得られる大きさを持たないゼロベクトルの合計３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を作成する方式では、作成する通電時間信号の大きさに制約がある。つまり、作成できる次回の制御に用いる電圧指令ベクトルの大きさに制約があり、変調率の低い範囲のみにしか適用できず、使用上の制約が大きかった。

また、この方式では、６０度の位相差を持つ基本電圧ベクトルを使用しないので、必要以上に有効電流を流すことからインバータ効率が悪くなり、さらにモータ電流に高調波が増加し、騒音や振動が増える傾向があった。加えて、この方式では、ゼロベクトルの保持時間幅が狭くなってくると、２相同時スイッチングに近い領域が発生し、スイッチング自体が不安定になるという問題もあった。

一方、各々６０度ずつ位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を作成する方式では、ゼロベクトルを用いないので、効率の悪化が大きかった。また、この方式では、１つの基本電圧ベクトルの幅が狭くなってくると、２相同時スイッチングに近い領域が発生し、スイッチング自体が不安定になるので、使用範囲における制約が大きかった。加えて、この方式では、実使用上、変調率あるいは空間ベクトル回転角の制約が多いため、ソフトウェアでの負荷が大きくなり、結果として高いパフォーマンスのハードウェアが必要であるという問題があった。

この発明は、上記に鑑みてなされたものであり、３相電圧型インバータ装置において、新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なく、簡易な方法でスイッチングモードの保持時間幅を広くでき、直流母線の電流検出制約範囲を縮小することのできる３相ＰＷＭ信号発生装置を得ることを目的とする。

上述した目的を達成するために、この発明は、半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを作成する分配手段とを備えていることを特徴とする。

この発明によれば、特別の装置を付加せずに、３種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルを用いるという簡単な方法で、変調率の自由度が高く、且つ効率の極度な悪化を防いだＰＷＭ信号の生成が可能となる。

この発明によれば、新たな装置を付加せずに、出力電圧範囲の制約が少なく、簡易な方法でスイッチングモードの保持時間幅を広くでき、直流母線の電流検出制約範囲を縮小する形で３相ＰＷＭ信号を発生することできるという効果を奏する。

図１は、この発明の実施の形態１による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置の構成を示すブロック図である。 図２は、図１に示すＰＷＭ信号作成手段において３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する動作を説明する図である。 図３は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が６０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図４は、図３に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである（パターン＃１）。 図５は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が１２０度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図６は、図３に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである（パターン＃２）。 図７は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が１８０度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図８は、図７に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである（パターン＃３）。 図９は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が２４０度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図１０は、図９に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである（パターン＃４）。 図１１は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が３００度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図１２は、図１１に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである（パターン＃５）。 図１３は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図１４は、図１３に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである（パターン＃６）。 図１５−１は、インバータ回転角とパターン＃１〜＃６との関係をまとめて示す一覧図である。 図１５−２は、図１５−１に示すインバータ回転角とパターン＃１〜＃６との関係を位相平面上で示す図である。 図１６は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が６０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図１７は、図１６（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃２１）。 図１８は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が１２０度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図１９は、図１８（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃２２）。 図２０は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が１８０度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図２１は、図２０（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃２３）。 図２２は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が２４０度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図２３は、図２２（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃２４）。 図２４は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が３００度付近にあるときの位相平面上での関係および３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図２５は、図２４（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃２５）。 図２６は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図２７は、図２６（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃２６）。 図２８は、この発明の実施の形態３による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置においてその３相ＰＷＭ信号発生装置におけるＰＷＭ信号作成手段の動作を説明する図である。 図２９−１は、従来の３相変調方式や２相変調方式での２種類の基本電圧ベクトルとゼロベクトルの発生時間比率を示す図である。 図２９−２は、実施の形態３による３種類の基本電圧ベクトルとゼロベクトルの発生時間比率を示す図である。 図３０は、この発明の実施の形態４による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置においてその３相ＰＷＭ信号発生装置におけるＰＷＭ信号作成手段の動作を説明する図である。 図３１は、１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が６０度付近にあるときの位相平面上での関係及び１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図３２は、図３１（ｂ）に示す１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとによる２通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃３１）。 図３３は、１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が１２０度付近にあるときの位相平面上での関係及び１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図３４は、図３３（ｂ）に示す１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとによる２通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである（パターン＃３２）。 図３５−１は、この発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４によるＰＷＭ信号を発生する方法と従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生する方法とを併用する場合の構成方法を説明する図である（その１）。 図３５−２は、この発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４によるＰＷＭ信号を発生する方法と従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生する方法とを併用する場合の構成方法を説明する図である（その２）。 図３５−３は、この発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４によるＰＷＭ信号を発生する方法と従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生する方法とを併用する場合の構成方法を説明する図である（その３）。 図３６は、従来のインバータ装置の構成例を示すブロック図である。 図３７は、８種類の基本電圧ベクトル、対応するスイッチングモード及び直流母線電流として観測できる相電流の関係を示す図である。 図３８は、８種類の基本電圧ベクトルの位相関係、インバータ回転角と電圧指令ベクトルとの関係を説明する図である。 図３９は、図３６に示すＰＷＭ信号作成手段での第１の組み合わせに用いる３種類の基本電圧ベクトルの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図４０は、第１の組み合わせによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。 図４１は、図３６に示すＰＷＭ信号作成手段での第２の組み合わせに用いる３種類の基本電圧ベクトルの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。 図４２は、第２の組み合わせによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

符号の説明

１ インバータ主回路
３ 直流電源
４ａ，４ｂ 直流母線
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ 半導体スイッチング素子
６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ，６ｅ，６ｆ フライホイールダイオード
７ 電動機
９ 直流電流検出手段
１１ 相電流判別手段
１２ 励磁電流及びトルク電流を求める手段
１３ 電圧指令ベクトル演算手段
１５ ＰＷＭ信号発生手段
２０ インバータ制御部
２１ ＰＷＭ信号作成手段
２２ ＰＷＭ信号デューティ作成手段
２３ ＰＷＭ信号デューティ再分配手段
２５，２６，２７ 仮想電圧ベクトル
３１，３２，３３ 仮想電圧ベクトル
３５，３６，３７ 仮想電圧ベクトル
４１，４２ 切替ポイント

以下に図面を参照して、この発明にかかる３相ＰＷＭ信号発生装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置の構成を示すブロック図である。なお、図１では、図３６（従来例）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、実施の形態１に関わる部分を中心に説明する。

図１に示すように、実施の形態１では、図３６（従来例）に示した構成において、インバータ制御部２に代えて、インバータ制御部２０が設けられている。インバータ制御部２０では、図３６（従来例）に示したＰＷＭ信号作成手段１４に代えて、ＰＷＭ信号作成手段２１が設けられている。

ＰＷＭ信号作成手段２１は、電圧指令ベクトル作成手段１３から電圧指令ベクトルＶ^*を受けるＰＷＭ信号デューティ作成手段２２と、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２の出力を受けて通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，ＴｗｎをＰＷＭ信号発生手段１５に出力するＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３とで構成されている。

ここでは、この実施の形態１によるＰＷＭ信号作成手段２１の動作について説明する。図２は、ＰＷＭ信号作成手段２１の動作を説明する図である。図２（ａ）は、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２の動作を説明する図である。図２（ｂ）は、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３で用いる仮想電圧ベクトルを説明する図である。図２（ｃ）は、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３の動作を説明する図である。

ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２では、電圧指令ベクトル演算手段１３からの電圧指令ベクトルＶ^*を、その電圧指令ベクトルＶ^*を挟む２つの基本電圧ベクトルの方向に分解することで、各基本電圧ベクトルの発生時間比率を作成する。つまり、その発生時間比率をベクトル長とする６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する。これは、従来の３相変調方式や２相変調方式と同様である。図２（ａ）を参照して具体的に説明する。

図２（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相とした位相平面において、時計回り方向に６０度の間隔で基本電圧ベクトルＶ３，Ｖ２が配置され、インバータ回転角θが６０度付近にある場合、つまり電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３との間に在る場合（図２（ａ）では、電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ３の近傍にある場合を示す）の発生時間比率作成の様子が示されている。図２（ａ）に示すように、電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３との間に在る場合は、電圧指令ベクトルＶ^*を基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３の２方向にベクトル分解することで、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１と、基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３とを作成する。図示できないが、同時に、対応するゼロベクトルも作成される。

図２（ａ）に示すように、電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ３の近傍にある場合は、基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３は長いが、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１は短い。そのために、従来の３相変調方式や２相変調方式では、基本電圧ベクトルＶ１の発生時での電流検出が難しいという問題があった。

この問題に関し、１キャリア制御周期中に、例えば、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３およびゼロベクトルＶ０の組み合わせでＰＷＭ信号生成を行うと、変調率が低い場合でも容易に電流検出が行え、且つ変調率が０．５以上の範囲にも適用でき、また効率の極度な悪化が防げるようになる。

つまり、ＰＷＭ信号を６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせを用いて生成できれば、電流検出を容易にし、変調率の制約が少なく、また効率の悪化が少ないといった自由度の高い電圧指令ベクトルＶ^*を電圧指令ベクトル演算手段１３が作成できるようになる。

しかし、このような６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの単純な組み合わせによるＰＷＭ信号によって作成される電圧指令ベクトルについては、図２（ａ）に示した単純な２方向分解によるベクトル作成のルール化が困難であり、ＰＷＭ信号生成が単純には行えない。この場合には、電圧指令ベクトルを３方向に分解する新たなルールが必要である。

そこで、この実施の形態１では、図２（ａ）に示した２方向分解によるベクトル作成後に、さらに、ゼロベクトルを用いて電圧指令ベクトルを６０度の位相差を持つ３つの基本電圧ベクトルと１つのゼロベクトルとに分解することにより、ベクトル作成のルール化が図れるようにした。これを行うのがＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３である。以下、具体的に説明する。

ゼロベクトルは、元々長さを持たないベクトルであるが、発生時間の許す範囲で、等しい発生時間比率を有する３つの１２０度の位相差がある電圧ベクトルの和と仮想的に置き換えても良いと考えることができる。以下、このベクトル長が等しい１２０度の位相差を持つ３つの電圧ベクトルを、ここでは、仮想電圧ベクトルと称する。図２（ｂ）では、等しい発生時間比率ｄ’を有する３つの１２０度の位相差がある仮想電圧ベクトル２５，２６，２７が、図２（ａ）に示す６０度の位相差を持つ３つの基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ２と重ねて示されている。図２（ｂ）に示すように、仮想電圧ベクトル２５は基本電圧ベクトルＶ１と同相となり、仮想電圧ベクトル２６は基本電圧ベクトルＶ３と逆相となり、仮想電圧ベクトル２７は基本電圧ベクトルＶ２と同相となる。

ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３では、図２（ａ）に示した従来の２変調方式や３変調方式によって作成された２種類の基本電圧ベクトルのうち、発生時間比率が短く電流検出が困難となる基本電圧ベクトルの方向が含まれるように、３つの仮想電圧ベクトルをそれぞれ１２０度の位相差がある基本電圧ベクトルの方向に重ねて両者の発生時間比率を加算する。図２（ａ）に示した例では、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１が短いので、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３では、図２（ｃ）に示すように、等しい発生時間比率ｄ’の３つの仮想電圧ベクトルを基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ２と基本電圧ベクトルＶ４（−Ｖ３）とに重ねてその発生時間比率を加算する。

その結果、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３方向の発生時間比率ｄ１’，ｄ２’，ｄ３’は、ｄ１’＝ｄ１＋ｄ’、ｄ２’＝ｄ’、ｄ３’＝ｄ３−ｄ’となる。ここで、加算結果は値１を超えない。つまり、ｄ１’＋ｄ２’＋ｄ３’≦１がＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３における制約条件である。このような簡単な処理によって、図２（ａ）に示す従来方式では短い発生時間比率しか得られなかった基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率を仮想電圧ベクトルの分だけ大きくすることができるので、電流検出が容易になる。ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３では、加算結果が値１以内であるという条件下に、ゼロベクトルを用いて、電圧指令ベクトルの発生時間比率を６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１つのゼロベクトルとに再分配することになる。

次に、図３〜図１４を参照して、以上のような簡易な方法で作成される３相ＰＷＭ信号を具体的に説明する。図３は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が６０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図４は、図３に示す３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

図３（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）を初期位相として、インバータ回転角θが６０度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）と基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）とゼロベクトルＶ０（０，０，０）とが示されている。インバータ回転角θが６０度付近にあるときには、図３（ｂ）に示すように、Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。なお、図３（ｂ）と逆に、Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ２の順に切り替えてもよい。

図３（ｂ）に示すように切り替えた場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）は、図４に示すようになる。これをパターン＃１とする。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図３（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。

ここで、図２（ｃ）の例を図４に当てはめて考えれば、Ｕ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ１’＋ｄ３’である。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ２’＋ｄ３’である。また、Ｗ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、０である。つまり、Ｗ相の正極側スイッチング素子は常時オフ動作状態になっている。そして、各相における負極側スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆの通電時間比率は、値１から正極側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの通電時間比率を引いたものとなる。これらの値に、１キャリア制御周期を乗ずることで、各スイッチング素子の１キャリア中の通電時間が定まる。

このようにして、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３により、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の正極側スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中の通電時間Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ、および負極側スイッチング素子５ｂ，５ｄ，５ｆの１キャリア制御周期中の通電時間Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎが得られる。これに基づき、ＰＷＭ信号発生手段１５から、スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｂ，５ｄ，５ｆに対して駆動信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎが発せられ、電動機７が駆動可能となる。

同様に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相として、インバータ回転角θが１２０度付近（基本電圧ベクトルＶ２の方向）にある場合（図５、図６）、インバータ回転角θが１８０度付近（基本電圧ベクトルＶ６の方向）にある場合（図７、図８）、インバータ回転角θが２４０度付近（基本電圧ベクトルＶ４の方向）にある場合（図９、図１０）、インバータ回転角θが３００度付近（基本電圧ベクトルＶ５の方向）にある場合（図１１、図１２）、インバータ回転角θが０度付近（基本電圧ベクトルＶ１の方向）にある場合（図１３、図１４）のＰＷＭ信号の生成状態も示すことができる。

図５は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角θが１２０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図６は、図５に示す３種類の基本電圧ベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

図５（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが１２０度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）と基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）と基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）とゼロベクトルＶ７（１，１，１）とが示されている。インバータ回転角θが１２０度付近にあるときには、図５（ｂ）に示すように、Ｖ７→Ｖ３→Ｖ２→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ３の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。なお、図５（ｂ）と逆に、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ６の順に切り替えてもよい。

図５（ｂ）に示すように切り替えた場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）は、図６に示すようになる。これをパターン＃２とする。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図５（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。この場合にはＶ相の正極側半導体スイッチング素子は常時オン動作状態になっている。

図７は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角θが１８０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図８は、図７に示す３種類の基本電圧ベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

図７（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが１８０度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）と基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）と基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）とゼロベクトルＶ０（０，０，０）とが示されている。インバータ回転角θが１８０度付近にあるときには、図７（ｂ）に示すように、Ｖ０→Ｖ２→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。なお、図７（ｂ）と逆に、Ｖ０→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４の順に切り替えてもよい。

図７（ｂ）に示すように切り替えた場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）は、図８に示すようになる。これをパターン＃３とする。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図７（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。この場合には、Ｕ相の正極側半導体スイッチング素子は常時オフ動作状態になっている。

図９は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角θが２４０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図１０は、図９に示す３種類の基本電圧ベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

図９（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが２４０度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）と基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）と基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）とゼロベクトルＶ７（１，１，１）とが示されている。インバータ回転角θが２４０度付近にあるときには、図９（ｂ）に示すように、Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ７→Ｖ６の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。なお、図９（ｂ）と逆に、Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ５の順に切り替えてもよい。

図９（ｂ）に示すように切り替えた場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）は、図１０に示すようになる。これをパターン＃４とする。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図９（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。この場合には、Ｗ相の正極側半導体スイッチング素子は常時オン動作状態になっている。

図１１は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角θが３００度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図１２は、図１１に示す３種類の基本電圧ベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

図１１（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが３００度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）と基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）と基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）とゼロベクトルＶ０（０，０，０）とが示されている。インバータ回転角θが３００度付近にあるときには、図１１（ｂ）に示すように、Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ４の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。なお、図１１（ｂ）と逆にＶ０→Ｖ１→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ１の順に切り替えてもよい。

図１１（ｂ）に示すように切り替えた場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）は、図１２に示すようになる。これをパターン＃５とする。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図１１（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。この場合には、Ｖ相の正極側半導体スイッチング素子は常時オフ動作状態になっている。

図１３は、３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角θが０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図１４は、図１３に示す３種類の基本電圧ベクトルの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）の一例を示すタイムチャートである。

図１３（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが０度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）と基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）と基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）とゼロベクトルＶ７（１，１，１）とが示されている。インバータ回転角θが０度付近にあるときには、図１３（ｂ）に示すように、Ｖ７→Ｖ５→Ｖ１→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ５の順に切り替えることで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。なお、図１３（ｂ）と逆に、Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ５→Ｖ７→Ｖ３の順に切り替えてもよい。

図１３（ｂ）に示すように切り替えた場合の直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）は、図１４に示すようになる。これをパターン＃６とする。ＰＷＭ信号発生手段１５が半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅに与える駆動信号Ｗｐ，Ｖｐ，Ｕｐによる電動機７への出力状態が図１３（ｂ）に示す切り替え順序で変化していることが解る。この場合には、Ｕ相の正極側半導体スイッチング素子は常時オン動作状態になっている。

ここで、以上説明した６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する手法は、インバータ回転角が６０度の整数倍付近、つまり、基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６の付近で特に有効であるので、上記したパターン＃１〜＃６の切り替えは、６０度の位相差を持つ２つの基本電圧ベクトルの真ん中付近で行うのが良い。これを一般式で示すと次のようになる。

すなわち、基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相としたインバータ回転角に対し、６０度の位相差を持つ２つの基本電圧ベクトルの真ん中に位置するインバータ回転角を切替位相角度θαとすれば、整数ｎを用いて、θα＝３０＋６０×ｎ、と表すことができる。

図１５−１は、インバータ回転角とパターン＃１〜＃６との関係をまとめて示す一覧図である。図１５−２は、インバータ回転角とパターン＃１〜＃６との関係を位相平面上で示す図である。図１５−１、図１５−２に示すように、基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相とするインバータ回転角が、０度≦θ＜３０度では図１４に示したパターン＃６となり、３０度≦θ＜９０度では図４に示したパターン＃１となり、９０度≦θ＜１５０度では図６に示したパターン＃２となり、１５０度≦θ＜２１０度では図８に示したパターン＃３となり、２１０度≦θ＜２７０度では図１０に示したパターン＃４となり、２７０度≦θ＜３３０度では図１２に示したパターン＃５となり、３３０度≦θ＜３６０度では図１４に示したパターン＃６となる。なお、図１５−１中では、各パターンの範囲を、“Ａ度以上、Ｂ度未満”のように表しているが、範囲の端点の含め方はいずれの側にしてもよい。

このように、実施の形態１によれば、特別の装置を付加せずに、６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いるという簡単な方法で、変調率の自由度が高く、且つ効率の極度な悪化を防いだＰＷＭ信号の生成が可能となる。

以上、６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせでＰＷＭ信号を生成する場合について説明したが、ゼロベクトルに関しては２種類を使用しても同様の考え方でＰＷＭ信号を生成することができる。それを実施の形態２として具体的に説明する。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置においてその３相ＰＷＭ信号発生装置におけるＰＷＭ信号作成手段は、図１（実施の形態１）に示した構成におけるＰＷＭ信号作成手段２１に対応する。まず、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２の動作について、重複するが、図１と図２（ａ）を参照して簡単に説明する。

ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２は、実施の形態１にて説明したように、電圧指令ベクトル演算手段１３からの電圧指令ベクトルＶ^*を、その電圧指令ベクトルＶ^*を挟む２つの基本電圧ベクトルの方向に分解することで、各基本電圧ベクトルの発生時間比率を作成する。つまり、その発生時間比率をベクトル長とする６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する。

図２（ａ）に示す例で言えば、基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相とした位相平面において、インバータ回転角θが６０度付近にある場合、つまり電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３との間に在る場合（図２（ａ）では電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ３の近傍にある場合を示す）は、電圧指令ベクトルＶ^*を基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３の２方向にベクトル分解することで、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１と、基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３と、図示できないが対応するゼロベクトルの発生時間比率ｄｚｅｒｏとが作成される。このゼロベクトルの発生時間比率ｄｚｅｒｏは、ｄｚｅｒｏ＝１−ｄ１−ｄ３、の関係で作成される。

実施の形態１にて説明したように、図２（ａ）に示す従来の３相変調方式や２相変調方式では、基本電圧ベクトルＶ１の発生時での電流検出が難しいという問題があった。そして、この問題に対処する実施の形態１では、３相の半導体スイッチング素子（５ａ、５ｂ）（５ｃ、５ｄ）（５ｅ、５ｆ）のうち１組だけスイッチングを行わない状態が存在する（図３，図６，図８，図１０，図１２，図１４参照）ので、３相のスイッチングバランスが保てず、振動や騒音の点で難点が有る。

そこで、この実施の形態２では、双方の問題に対処するために、１キャリア制御周期中に、例えば、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３およびゼロベクトルＶ０，Ｖ７の組み合わせでＰＷＭ信号生成を行うようにする。これによって、電圧指令ベクトル演算手段１３では、電流検出を容易にし、変調率の制約が少なく、また効率の悪化が少なく、且つ振動・騒音低減効果もある自由度の高い電圧指令ベクトルＶ^*を作成することができる。

このような３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせでＰＷＭ信号生成を行う場合も、図２（ａ）に示した２方向分解によるベクトル作成後に、さらにゼロベクトルによるベクトル再分配を行う方法を利用できる。すなわち、この実施の形態２によるＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３では、実施の形態１にて説明したのと同様の考えで、電圧指令ベクトルＶ^*を３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとに発生時間比率を再分配する動作を行うようになっている。以下、図２（ａ）に示した３種類の基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３を用いて具体的に説明する。

すなわち、３種類の基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３の発生時間比率をｄ１’，ｄ２’，ｄ３’とすると、再分配後の２種類のゼロベクトルの合計発生時間比率ｄｚｅｒｏ’は、
ｄｚｅｒｏ’＝１−ｄ１’−ｄ２’−ｄ３’ …（３）
と表せる。そして、合計発生時間比率ｄｚｅｒｏ’と一方のゼロベクトルＶ０の発生時間比率ｄ０’及び他方のゼロベクトルＶ７の発生時間比率ｄ７’との関係は、ｋを０〜１の範囲内にある任意の値とすると、
ｄ０’＝ｋ・ｄｚｅｒｏ’ …（４）
ｄ７’＝（１−ｋ）・ｄｚｅｒｏ’ …（５）
と表せる。

式（４）（５）から、２種類のゼロベクトルの各発生時間比率に関しては、合計発生時間比率ｄｚｅｒｏ’を任意の比率で２分割し、一方の分割発生時間比率をゼロベクトルＶ０の発生時間比率ｄ０’とし、他方の分割発生時間比率をゼロベクトルＶ７の発生時間比率ｄ７’とすることができる。このように合計発生時間比率ｄｚｅｒｏ’を２種類のゼロベクトルの各発生時間比率に割り振っても、式（３）を満足することができる。

こうすることで３相の半導体スイッチング素子（５ａ、５ｂ）（５ｃ、５ｄ）（５ｅ、５ｆ）のうち、１組だけがスイッチングを行わない状態がなくなる（図１７，図１９，図２１，図２３，図２５，図２７参照）。その結果、３相のスイッチングバランスが保たれるので、振動・騒音の低減が行える。また、さらに２分割するゼロベクトルの比率を刻々と変化させると、変化させない場合と比較してキャリア周波数近辺のピーク音をさらに分散させることができ、聴感的な騒音低減効果が得られる。

次に、図１６〜図２７を参照して、この実施の形態２による方法で作成される３相ＰＷＭ信号を具体的に説明する。図１６は、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が６０度付近にあるときの位相平面上での関係及び３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例を示す図である。図１７は、図１６（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである。

図１６（１）では、基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）を初期位相として、インバータ回転角θが６０度付近にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）と基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）とゼロベクトルＶ０（０，０，０），Ｖ７（１，１，１）とが示されている。インバータ回転角θが６０度付近にあるときの切り替え順序は、図１６（２）に示すように、例えば、（ａ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ２、（ｂ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３、（ｃ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１、（ｄ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３、のいずれか一つを採用することで、通電時間信号Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを作成することができる。これをパターン＃２１とする。

図１７（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、図１６に示す切り替え順序（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）において、直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）を示している。図１７に示すように、３相の半導体スイッチング素子（５ａ，５ｂ）（５ｃ，５ｄ）（５ｅ，５ｆ）を１組もスイッチングを行わない状態無くオン・オフ駆動することができる。

なお、（ａ）〜（ｄ）に示す切り替え順序は、逆向きでもよい。具体的に切り替え順序（ａ）の例で言えば、Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３→Ｖ７としてもよい。さらに、切り替え順序は、キャリア周期毎に切り替え方向を逆転させることでもよい。すなわち、切り替え順序（ａ）の例で言えば、あるキャリア周期ではＶ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ２とし、次のキャリア制御周期ではＶ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３→Ｖ７とすることでもよい。これらのことは、以下に示す図１８（２），図２０（２），図２２（２），図２４（２），図２６（２）においても同様である。

ここで、図２（ｃ）の例を図１７（ａ）に当てはめて考えれば、Ｕ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ１’＋ｄ３’＋ｄ７’である。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ２’＋ｄ３’＋ｄ７’である。また、Ｗ相の正側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ７’である。そして、各相における負極側スイッチング素子の通電時間比率は、値１から正極側スイッチング素子の通電時間比率を引いたものとなる。これらの値に、１キャリア制御周期を乗ずることで、各スイッチング素子の１キャリア制御周期中の通電時間が定まる。実際のＰＷＭ信号出力時は、スイッチング素子の短絡防止時間を考慮して、ＰＷＭ信号を発生する。

このようにして、図１に示すＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３により、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の正極側スイッチング素子の１キャリア制御周期中の通電時間Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ、および負極側スイッチング素子の１キャリア制御周期中の通電時間Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎが得られる。それに基づき図１に示すＰＷＭ信号発生手段１５から、スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｂ，５ｄ，５ｆに対して駆動信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎが発せられ、電動機７が駆動可能となる。

同様に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相として、インバータ回転角θが１２０度付近（基本電圧ベクトルＶ２方向）にある場合（図１８、図１９）、インバータ回転角θが１８０度付近（基本電圧ベクトルＶ６方向）にある場合（図２０、図２１）、インバータ回転角θが２４０度付近（基本電圧ベクトルＶ４方向）にある場合（図２２、図２３）、インバータ回転角θが３００度付近（基本電圧ベクトルＶ５方向）にある場合（図２４、図２５）、インバータ回転角θが０度付近（基本電圧ベクトルＶ１方向）にある場合（図２６、図２７）のＰＷＭ信号の生成状態も示すことができる。駆動信号作成については、上述したパターン＃２１と同様の考え方で行えるので、説明を省略するが、概要を示す。

図１８（１）では、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが１２０度付近にあるときの位相平面上で関係する基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）と基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）と基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）とゼロベクトルＶ０（０，０，０），Ｖ７（１，１，１）とが示されている。図１８（２）では、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例として、（ａ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ６、（ｂ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ６、（ｃ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３、（ｄ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３、の４通りが示されている。図１９では、図１８（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）が示されている。これをパターン＃２２とする。

図２０（１）では、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが１８０度付近にあるときの位相平面上で関係する基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）と基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）と基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）とゼロベクトルＶ０（０，０，０），Ｖ７（１，１，１）とが示されている。図２０（２）では、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例として、（ａ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４、（ｂ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ６、（ｃ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２、（ｄ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ６、の４通りが示されている。図２１では、図２０（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）が示されている。これをパターン＃２３とする。

図２２（１）では、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが２４０度付近にあるときの位相平面上で関係する基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）と基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）と基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）とゼロベクトルＶ０（０，０，０），Ｖ７（１，１，１）とが示されている。図２２（２）では、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例として、（ａ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５、（ｂ）Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５、（ｃ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ６、（ｄ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ６、の４通りが示されている。図２３では、図２２（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）が示されている。これをパターン＃２４とする。

図２４（１）では、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが３００度付近にあるときの位相平面上で関係する基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）と基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）と基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）とゼロベクトルＶ０（０，０，０），Ｖ７（１，１，１）とが示されている。図２４（２）では、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例として、（ａ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ１、（ｂ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ５、（ｃ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ４、（ｄ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５、の４通りが示されている。図２５では、図２４（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）が示されている。これをパターン＃２５とする。

図２６（１）では、この発明の実施の形態２による３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合に、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相とするインバータ回転角θが０度付近にあるときの位相平面上で関係する基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）と基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）と基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）とゼロベクトルＶ０（０，０，０），Ｖ７（１，１，１）とが示されている。図２６（２）では、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例として、（ａ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３、（ｂ）Ｖ７→Ｖ５→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３、（ｃ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ５、（ｄ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ５、の４通りが示されている。図２７では、図２６（２）に示す３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとによる４通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）が示されている。これをパターン＃２６とする。

以上のようにＰＷＭ信号の生成に３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いる場合においても、インバータ回転角θが６０度の整数倍付近（基本電圧ベクトル付近）で特に有効であるので、各パターンの切り替えは、実施の形態１と同様に、６０度位相差のある２つの基本電圧ベクトルの真ん中付近で行うのが良い。

また、実施の形態１にて説明したように、例えば切替位相角度θαをθα＝３０＋６０×ｎ（ｎ：整数）と定義し、パターン＃２１〜パターン＃２６の６パターンに対応するインバータ回転角範囲を図１５−１，図１５−２のように決めることで、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いて、変調率の自由度が高く、且つ効率の極度な悪化を防ぎ、且つ騒音低減効果を有するＰＷＭ信号の生成が可能となる。

そして、このような効果と併せてＰＷＭ信号生成の自由度を更に高めたい場合は、切替位相角度θα＝３０×ｎ（ｎ：整数）とし、３０度区間毎に、図１６（２），図１８（２），図２０（２），図２２（２），図２４（２），図２６（２）に示した切り替え順序（スイッチングパターン）を切り替えることで実現できる。

具体的に説明する。３０度〜６０度の区間では、図１６（２）に示した（ｃ）や（ｄ）のスイッチングパターンを用い、６０度〜９０度の区間では、図１６（２）に示した（ａ）や（ｂ）のスイッチングパターンを用いる。同様に、９０度〜１２０度の区間では、図１８（２）に示した（ａ）や（ｂ）のスイッチングパターンを用い、１２０度〜１５０度の区間では、図１８（２）に示した（ｃ）や（ｄ）のスイッチングパターンを用いる。１５０度〜１８０度の区間では、図２０（２）に示した（ｃ）や（ｄ）のスイッチングパターンを用い、１８０度〜２１０度の区間では、図２０（２）に示した（ａ）や（ｂ）のスイッチングパターンを用いる。２１０度〜２４０度の区間では、図２２（２）に示した（ａ）や（ｂ）のスイッチングパターンを用い、２４０〜２７０度の区間では、図２２（２）に示した（ｃ）や（ｄ）のスイッチングパターンを用いる。２７０度〜３００度の区間では、図２４（２）に示した（ｃ）や（ｄ）のスイッチングパターンを用い、３００度〜３３０度の区間では、図２４（２）に示した（ａ）や（ｂ）のスイッチングパターンを用い、３３０度〜３６０度の区間では、図２６（２）に示した（ａ）や（ｂ）のスイッチングパターンを用い、０度〜３０度の区間では、図２６（２）に示した（ｃ）や（ｄ）のスイッチングパターンを用いる等を行えばよい。

このように、実施の形態２によれば、特別の装置を付加せずに、６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いるという簡単な方法で、実施の形態１と同様に、変調率の自由度が高く、且つ効率の極度な悪化を防いだＰＷＭ信号の生成が可能となる。加えて、実施の形態１よりも騒音低減効果を併せ持つＰＷＭ信号を生成することができる。

なお、ゼロベクトルを１種類使用する実施の形態１によるＰＷＭ信号生成方式と、２種類使用する実施の形態２によるＰＷＭ信号生成方式とは、必要に応じて切り替えて使用できる。これは、例えば、インバータ回転角の任意区間毎に選択したり、ＰＷＭ信号生成時の任意タイミングで変更したりすることで、実現することができる。

実施の形態３．
図２８は、この発明の実施の形態３による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置においてその３相ＰＷＭ信号発生装置におけるＰＷＭ信号作成手段の動作を説明する図である。この実施の形態３では、実施の形態１，２と同様の方法でＰＷＭ信号の生成するが、電動機の低速側への運転範囲を確保する場合の構成例が示されている。ここでは、理解を容易にするため、実施の形態１による方法でＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。

すなわち、この実施の形態３では、図１（実施の形態１）に示した構成におけるＰＷＭ信号作成手段２１において、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２は実施の形態１と同様の動作を行うが、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３が実施の形態１とは異なる動作を行うようになっている。以下、図１を参照して説明する。

電動機７の低速側への運転範囲確保のためには、変調率をより低くすること、つまり電圧指令ベクトルＶ^*の長さ｜Ｖ^*｜をより短くすることが必要である。そのような制御を可能とするためには、電流検出を行う基本電圧ベクトルの発生時間比率を確保する必要がある。元々、基本電圧ベクトルの発生時間比率は、母線電圧Ｖｄｃの大きさやインバータ主回路１等のハードウェア側の制約に依存したミニマム値を有している。

そこで、この実施の形態３では、３相電流の総和はゼロであるので、これを利用すれば電動機７の制御は、最低２相の電流情報が得られれば成立することに着目して電動機７の低速側への運転範囲が確保できるようにしている。具体的には、６０度ずつの位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルのうち、真ん中の電圧ベクトルに割り付ける発生時間比率をミニマム値などの所定値とすれば、両側にある１２０度の位相差を持つ２つの基本電圧ベクトルにて電流検出可能な発生時間比率が確保できるので、このような特殊な範囲でも、電動機７の制御は引き続き可能となる。なお、所定値としてミニマム値を採用するときには、ＰＷＭの発生保持時間の下限は半導体スイッチング素子や演算するＣＰＵによって決まってくるので、ハードウェアの限界を考慮して、発生時間比率のミニマム値を決めるようにする。

図２８を参照して具体的に説明する。図２８（ａ）は、図２（ａ）と同じ内容を示し、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２の動作を説明する図である。図２８（ｂ）は、図２（ｂ）に対応し、この実施の形態３によるＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３で用いる仮想電圧ベクトルを説明する図である。図２８（ｃ）は、図２（ｃ）に対応し、この実施の形態３によるＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３の動作を説明する図である。

図２８（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相とした位相平面において、時計回り方向に６０度の間隔で基本電圧ベクトルＶ３，Ｖ２が配置され、インバータ回転角θが６０度付近にある場合、つまり電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ３の近傍にある場合の発生時間比率作成の様子が示されている。図２８（ａ）に示すように電圧指令ベクトルＶ^*が基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３との間に在る場合は、電圧指令ベクトルＶ^*を基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３の２方向にベクトル分解することで、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１と、基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３とを作成する。

図２８（ｂ）では、等しい発生時間比率ｄ’を有する３つの１２０度位相差がある仮想電圧ベクトル３０，３１，３２が、図２８（ａ）に示す３つの基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ２と重ねて示されている。図２８（ｂ）に示すように、仮想電圧ベクトル３０は基本電圧ベクトルＶ１と同相となり、仮想電圧ベクトル３１は基本電圧ベクトルＶ３と逆相となり、仮想電圧ベクトル３２は基本電圧ベクトルＶ２と同相となる。

この実施の形態３によるＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３では、発生時間比率が短く電流検出困難となる基本電圧ベクトルの方向が含まれるように、３つの仮想電圧ベクトルをそれぞれ１２０度位相差がある基本電圧ベクトルの方向に重ねてその発生時間比率を加算するが、中央の基本電圧ベクトルの発生時間比率は上記のミニマム値ｄｍｉｎを与える。図２８（ａ）に示した例では、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２が両側の２つの基本電圧ベクトルであり、基本電圧ベクトルＶ３が中央の基本電圧ベクトルであるので、図２８（ｃ）に示すように、等しい発生時間比率ｄ’の３つの仮想電圧ベクトルのうち、基本電圧ベクトルＶ１及び基本電圧ベクトルＶ２とそれに対応する仮想電圧ベクトルとの間ではその発生時間比率を加算するが、中央の基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率はミニマム値ｄｍｉｎを与える。

ここで、ミニマム値ｄｍｉｎと図２８（ａ）にて求めた基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３との関係は、ｄｍｉｎ＝ｄ３−ｄ’となる。したがって、仮想電圧ベクトルの発生時間比率ｄ’、つまり仮想電圧ベクトルの長さは、この式を満たすように、ｄ’＝ｄ３−ｄｍｉｎと設定すれば良いことになる。なお、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２方向の発生時間比率ｄ１’，ｄ２’は、図２（ｃ）にて説明したように、ｄ１’＝ｄ１＋ｄ’、ｄ２’＝ｄ’となる。

但し、再分配する際の真ん中の基本電圧ベクトルに与える発生時間比率は、必ずしもミニマム値ｄｍｉｎである必要はなく、使用する電動機７の種類や負荷側の条件によって所定値に定めれば良い。また、この真ん中の基本電圧ベクトルの発生時間比率として与える所定値は、必要に応じて運転周波数等によって可変させても良い。

次に、この実施の形態３による発生時間比率を従来方式と比較して説明し優位差が存することを示す。図２９−１は、従来の３相変調方式や２相変調方式にて得られる変調率０．３時での２種類の基本電圧ベクトルとゼロベクトルの発生時間比率を示した図である。図２９−２は、実施の形態３にて得られる変調率０．３時での３種類の基本電圧ベクトルとゼロベクトルの発生時間比率を示した図である。なお、図２９−２では、ミニマム値ｄｍｉｎは、４％としている。また、図２９−１と図２９−２では、インバータ回転方向に現れる基本電圧ベクトル順に、基本電圧ベクトル１、基本電圧ベクトル２、基本電圧ベクトル３としている。

図２９−１と図２９−２の比較から理解できるように、実施の形態３によるＰＷＭ信号発生方法の方が、インバータ回転角に依らず両側の２種類の基本電圧ベクトルの発生時間比率が確保できている様子が分かる。図２９−１に示す従来の方法では、変調率が低くなるほど、電動機７の制御性が悪化するので、実施の形態３に示す方法が有効であることがこの図からも明らかである。

以上は実施の形態１による方法、つまりゼロベクトルを１種類使用する場合であるが、実施の形態２による方法、つまりゼロベクトルを２種類使用する場合でも、ゼロベクトルの合計発生時間比率は同じであるので、運転性能には影響せず、より振動・騒音低減効果の高いＰＷＭ波形生成が可能である。

また、ゼロベクトルを２種類使用する場合でも、電動機７の低速側への運転範囲確保のため、変調率をより低くしても制御可能としたい場合、つまり電圧指令ベクトルＶ^*のベクトル長｜Ｖ^*｜をより短くしても制御可能としたい場合は、上述したように、６０度ずつの位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルのうち、真ん中のベクトルに関して、発生時間比率を所定値（ミニマム値ｄｍｉｎ）とすれば良い。これにより、電圧指令ベクトルＶ^*の両側に存在する１２０度の位相差を持つ２つの基本電圧ベクトルによって電流検出可能な発生時間比率が確保できるので、電動機７の制御が引き続き可能となる。また、再分配する際の真ん中のベクトルの発生時間比率については必ずしもミニマム値ｄｍｉｎを取る必要はなく、使用する電動機７の種類や負荷側の条件によって所定値に定めればよい。また、必要に応じて、運転周波数等によってミニマム値ｄｍｉｎを可変させても良い。

このように、実施の形態３によれば、６０度毎の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルのうち、真ん中の基本電圧ベクトルの長さを所定値にするようにし、インバータ回転角に依らず両側の２種類の基本電圧ベクトルの発生時間比率が確保できるようにしたので、電動機の低速側への運転範囲を広くすることができる。

実施の形態４．
図３０は、この発明の実施の形態４による３相ＰＷＭ信号発生装置を備えるインバータ装置においてその３相ＰＷＭ信号発生装置におけるＰＷＭ信号作成手段の動作を説明する図である。この実施の形態４では、低速側への運転要求範囲が実施の形態３よりも厳しい場合、端的に言えば変調率が実施の形態３で扱う場合よりも低く、電圧指令ベクトルを２方向のベクトルに分解した場合にその２方向のベクトルの発生時間比率が共に短い場合にも対処する構成例について説明する。

すなわち、この実施の形態４では、図１（実施の形態１）に示した構成におけるＰＷＭ信号作成手段２１において、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２は実施の形態１と同様の動作を行うが、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３が実施の形態３とは異なる動作を行うようになっている。以下、図３０を参照して説明する。

図３０（ａ）は、図２（ａ）や図１６（ａ）と同じ内容を示し、ＰＷＭ信号デューティ作成手段２２の動作を説明する図である。図３０（ｂ）は、図２（ｂ）や図１６（ｂ）に対応し、この実施の形態４によるＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３で用いる仮想電圧ベクトルを説明する図である。図３０（ｃ）は、図２（ｃ）や図１６（ｂ）に対応し、この実施の形態４によるＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３の動作を説明する図である。

図３０（ａ）では、基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相とした位相平面において、時計回り方向に６０度の間隔で基本電圧ベクトルＶ３，Ｖ２が配置され、インバータ回転角θが位相平面上で３０〜６０度領域において基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ３の間に存在する電圧指令ベクトルＶ^*の大きさが短い場合の発生時間比率作成の様子が示されている。この場合においても、図２（ａ）や図１６（ａ）と同様に、電圧指令ベクトルＶ^*を基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ３の２方向にベクトル分解することで、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１と、基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３とを作成する。

但し、図３０（ａ）に示す例では、基本電圧ベクトルＶ１の発生時間比率ｄ１と基本電圧ベクトルＶ３の発生時間比率ｄ３とが共に低いので、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ３発生時の電流検出が難しいということになる。そこで、実施の形態３と同様に、ＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３にて仮想電圧ベクトルの加算処理を実施する（図３０（ｂ）（ｃ））。

図３０（ｂ）では、等しい発生時間比率ｄ’を有する３つの１２０度の位相差がある仮想電圧ベクトル３５，３６，３７が、図３０（ａ）に示す６０度の位相差を持つ３つの基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ２と重ねて示されている。図３０（ｂ）に示すように、仮想電圧ベクトル３５は基本電圧ベクトルＶ１と同相となり、仮想電圧ベクトル３６は基本電圧ベクトルＶ３と逆相となり、仮想電圧ベクトル３７は基本電圧ベクトルＶ２と同相となる。

実施の形態３（図１６（ｃ））では、基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ３の発生時間比率ｄ１’，ｄ２’，ｄ３’は、ｄ１’＝ｄ１＋ｄ’、ｄ２’＝ｄ’、ｄ３’＝ｄ３−ｄ’となり、発生時間比率ｄ３’が正極性となる場合を示した。これに対し、この実施の形態４では、発生時間比率ｄ３’が負極性となるように、等しい発生時間比率ｄ’の３つの仮想電圧ベクトルを１２０度の位相差を持つ基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，Ｖ４（−Ｖ３）の方向に重ねてその発生時間比率を加算する。その結果得られる発生時間比率は、図３０（ｃ）に示すように、ｄ１’，ｄ２’，ｄ４’となる。この場合の発生時間比率ｄ１’，ｄ２’，ｄ４’は、ｄ１’＝ｄ１＋ｄ’、ｄ２’＝ｄ’、ｄ４’＝ｄ’−ｄ３となる。

この場合の制約条件は、加算結果が値１を超えないこと、つまり、ｄ１’＋ｄ２’＋ｄ４’≦１がＰＷＭ信号デユーティ再分配手段２３における制約条件である。この範囲内でベクトル再分配を行うことができる。すなわち、この実施の形態４による制御方式では、実施の形態３とは異なり、電圧指令ベクトルＶ^*を１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとに発生時間比率を再分配することが行われる。

ところで、変調率は、母線電圧に対する出力電圧の割合であるので、より低速運転で、より負荷が軽くなると母線電圧が高くなり、変調率は低くなる。したがって、仮想ベクトルの大きさｄ’を実施の形態３と同じにした場合、仮想ベクトルとの加算処理で得られる発生時間比率ｄ３’，ｄ４’の極性は、変調率の低さの程度に応じて定まるので、発生時間比率ｄ３’，ｄ４’の極性をモニターすることで、基本電圧ベクトルＶ３と基本電圧ベクトルＶ４のいずれを使用するかが定まる。つまり、モニターした結果、正値である発生時間比率がｄ３’であれば、基本電圧ベクトルＶ３を使用して実施の形態３による制御方式を採用し、正値である発生時間比率がｄ４’であれば、基本電圧ベクトルＶ４を使用してこの実施の形態４による制御方式を採用することになる。

換言すれば、仮想ベクトルの大きさｄ’を管理することで、低速の運転要求範囲が厳しくない場合は、変調率の低さの程度が「大」である場合でも、実施の形態３による制御方式を採用し、低速の運転要求範囲が厳しい場合は、変調率の低さの程度が「小」である場合でも、実施の形態４による制御方式を採用するという切り替えが可能になる。

具体的に言えば、低速の運転要求範囲が厳しくない場合は、発生時間比率ｄ３’を正極性にするか、発生時間比率ｄ４’を負極性にするように、つまり基本電圧ベクトルＶ４の方向に基本電圧ベクトルを発生させないように、仮想電圧ベクトルの大きさｄ’を管理するのである。一方、低速の運転要求範囲が厳しい場合には、図３０（ｃ）に示すように、基本電圧ベクトルＶ４の方向に基本電圧ベクトルを発生させるように、仮想電圧ベクトルの大きさｄ’を管理するのである。

次に、図３１〜図３４を参照して、この実施の形態４による変調率が極めて低い場合に作成される３相ＰＷＭ信号を具体的に説明する。図３１は、１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が６０度付近にあるときの位相平面上での関係及び１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例（パターン＃３１）を示す図である。図３２は、図３１（ｂ）に示す１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとによる２通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである。図３３は、１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いてＰＷＭ信号を発生する場合にインバータ回転角が１２０度付近にあるときの位相平面上での関係及び１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルの切り替え順序の一例（パターン＃３２）を示す図である。図３４は、図３３（ｂ）に示す１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとによる２通りの切り替えによって制御される直流母線正極側半導体スイッチング素子の論理状態（スイッチングパターン）を示すタイムチャートである。

図３１（１）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相として、インバータ回転角θが６０度付近（基本電圧ベクトルＶ６の方向）にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ１（０，０，１）と基本電圧ベクトルＶ２（０，１，０）と基本電圧ベクトルＶ４（１，０，０）とゼロベクトルＶ０（０，０，０）とが示されている。図３１（２）では、このときの切り替え順序（パターン＃３１）として、例えば、（ａ）Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ４、（ｂ）Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０→Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２の２通りが示されている。なお、図３１（２）に示す切り替え順序（ａ）（ｂ）は、逆向きでもよい。具体的に切り替え順序（ａ）の例で言えば、Ｖ４→Ｖ０→Ｖ２→Ｖ０→Ｖ１→Ｖ０としてもよい。図３２（ａ）（ｂ）は、図３１（２）に示す切り替え順序（ａ）（ｂ）において、直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）を示している。

ここに示したパターン＃３１は、インバータ回転角θが１００度付近（基本電圧ベクトルＶ２の方向）にあるときも、インバータ回転角θが３００度付近（基本電圧ベクトルＶ５の方向）にあるときも適用される。

ここで、図３０（ｃ）の例を図３２（ａ）（ｂ）に当てはめて考えれば、Ｕ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ１’である。また、Ｖ相の正極側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ２’である。また、Ｗ相の正側スイッチング素子の通電時間比率は、ｄ４’である。そして、各相における負極側スイッチング素子の通電時間比率は、値１から正極側スイッチング素子の通電時間比率を引いたものとなる。これらの値に、１キャリア制御周期を乗ずることで、各スイッチング素子の１キャリア制御周期中の通電時間が定まる。実際のＰＷＭ信号出力時は、スイッチング素子の短絡防止時間を考慮して、ＰＷＭ信号を発生する。

このようにして、図１に示すＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３により、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の正極側スイッチング素子の１キャリア制御周期中の通電時間Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ、および負極側スイッチング素子の１キャリア制御周期中の通電時間Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎが得られる。それに基づき図１に示すＰＷＭ信号発生手段１５から、スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅ，５ｂ，５ｄ，５ｆに対して駆動信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎが発せられ、電動機７が駆動可能となる。

次に、図３３（１）では、基本電圧ベクトルＶ１を初期位相として、インバータ回転角θが１２０度付近（基本電圧ベクトルＶ２の方向）にあるときに関係する基本電圧ベクトルＶ３（０，１，１）と基本電圧ベクトルＶ６（１，１，０）と基本電圧ベクトルＶ５（１，０，１）とゼロベクトルＶ７（１，１，１）とが示されている。図３３（２）では、このときの切り替え順序（パターン＃３２）として、例えば、（ａ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ５、（ｂ）Ｖ７→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ５→Ｖ７→Ｖ６の２通りが示されている。なお、図３３（２）に示す切り替え順序（ａ）（ｂ）は、逆向きでもよい。具体的に切り替え順序（ａ）の例で言えば、Ｖ５→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ７としてもよい。図３４（ａ）（ｂ）は、図３３（２）に示す切り替え順序（ａ）（ｂ）において、直流母線正極側半導体スイッチング素子５ａ，５ｃ，５ｅの１キャリア制御周期中での論理状態（スイッチングパターン）を示している。

図３０（ｃ）との対応関係は上記と同様に説明できるので、再述はしないが、ここに示したパターン＃３２は、インバータ回転角θが２４０度付近（基本電圧ベクトルＶ４の方向）にあるときも、インバータ回転角θが０度付近（基本電圧ベクトルＶ１の方向）にあるときも適用される。そして、実施の形態１にて説明したの同じ考えで、切替位相角θαを用いてインバータ回転角θに応じてＰＷＭ信号の発生方法を切り替えることができる。

このように、実施の形態４によれば、電圧指令ベクトルが実施の形態３で扱う場合よりもさらに小さい場合には、１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルを用いてＰＷＭ信号を発生するので、変調率が極めて低い場合でも確実に電流検出が行えるようになる。

そして、低速側への運転要求範囲が厳しいか否かに応じて実施の形態３による制御方式とこの実施の形態４による制御方式とを切り替えて適用することができるので、一層使い勝手の優れた３相電圧型インバータ装置が得られる。

この実施の形態４では、１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いる場合について述べたが、ここでも実施の形態２〜３と同様に、ゼロベクトルを２種類用いても同様の考えでＰＷＭ信号を作成することができる。ゼロベクトルを２つに分配する方法については、実施の形態２〜３にて説明済みであるので、ここでは説明を省略する。

実施の形態５．
図３５−１〜図３５−３は、この発明の実施の形態５として、以上説明した実施の形態１〜４によるＰＷＭ信号を発生する方法と従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生する方法とを併用する場合の構成方法を説明する図である。図１に示すＰＷＭ信号作成手段２１は、図３６に示すＰＷＭ信号作成手段１４に相当するＰＷＭデューティ作成手段２２にＰＷＭ信号デューティ再分配手段２３を追加した構成であるので、このような併用が可能となる。

図３５−１に示すように、電動機の運転周波数と負荷トルクとの関係特性において、例えば、切替ポイント４１を高速運転に移行する手前に設定し、低速では図１に示すＰＷＭ信号作成手段２１によって実施の形態１や実施の形態２によるＰＷＭ信号を発生し、高速では図３６に示すＰＷＭ信号作成手段１４によって従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生する構成を採ることができる。実際の運転周波数で切り替えを行う場合は、切替周波数にヒステリシス特性を持たせることで、ハンチング等の悪影響を防ぐことができる。なお、運転周波数は、実際の運転周波数でもよく、また運転周波数指令でもよい。この構成によれば、効率の最適化、高速運転領域でのＣＰＵ等の処理負荷の軽減が行える。

図３５−２に示すように、電動機の運転周波数と負荷トルクとの関係特性において、例えば、切替ポイント４２を、電動機に掛かる負荷トルクが高負荷を示す所定値、あるいは電動機に流れる電流が高電流を示す所定値に設定し、軽負荷あるいは低電流が観測された場合は、図１に示すＰＷＭ信号作成手段２１によって実施の形態１や実施の形態２によるＰＷＭ信号を発生し、高負荷あるいは高電流が観測された場合は、図３６に示すＰＷＭ信号作成手段１４によって従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生する構成を採ることができる。この場合も、スレッショルドにヒステリシス特性を持たせることで、ハンチング等の悪影響を防ぐことができる。この構成によれば、効率の最適化、高速運転領域でのＣＰＵ等の処理負荷の軽減が行える。

図３５−３では、インバータ回転角に応じてＰＷＭ信号の発生方法を切り替える例が示されている。例えば、位相平面上において、インバータ回転角が１５度〜４５度、７５度〜１０５度、１３５度〜１６５度、１９５度〜２２５度、２５５度〜２８５度、３１５度〜３４５度の各範囲では、図３６に示すＰＷＭ信号作成手段１４によって従来の３相変調方式や２相変調方式によるＰＷＭ信号を発生し、それ以外の０度〜１５度、４５度〜７５度、１０５度〜１３５度、１６５度〜１９５度、２２５度〜２５５度、２８５度〜３１５度、３４５度〜３６０度の各範囲では、図１に示すＰＷＭ信号作成手段２１によって実施の形態１〜４による方式でＰＷＭ信号を発生するように、それぞれの範囲に切替ポイントを設定する構成を採ることができる。このように、電圧指令ベクトルが各基本電圧ベクトル方向付近を通過中の場合と、それ以外の領域を通過中の場合とで、２つのＰＷＭ信号発生方法を分けて使用することで、特に低速運転領域での効率の最適化が行える。

なお、図３５−３に示す切替ポイントは、インバータ回転角により固定値とすることもできるが、インバータスイッチング素子の短絡防止時間、ハードウェアで決まるノイズ発生量、ＣＰＵで定まるＡＤ値検出時間、電動機の運転時の変調率等により定めた任意値としてもよい。また、運転周波数、負荷トルクの大きさ、変調率、電気角等により各変調方式を切り替えることが可能である。また、必要に応じて複数のＰＷＭ信号生成法を組み合わせて使用することで、効率の最適化が行えるので、さらに高い振動・騒音低減効果が得られる。

以上説明したように、実施の形態１〜５によれば、３種類の実ベクトルと１種類または２種類のゼロベクトルとを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するようにしたので、変調率が低い領域、あるいは、例えば基本電圧ベクトルＶ１の方向を初期位相とした場合のインバータ回転角が６０度あるいは３０度の整数倍付近であるときでも、直流母線電流の検出が精度良く行えるようになる。特に、軽負荷運転時や低速運転時にも制御性を向上させることができる。

また、効率の悪化も少なくすることができる。また、騒音や振動に対する影響も軽減することができる。そして、変調率の高い範囲でも使用可能である。加えて、従来の３相変調方式や２相変調方式をベースにしてＰＷＭ信号の作成を行うので、ソフト負荷への影響が少なく、３相変調方式や２相変調方式に切り替える必要がある場合でも容易に行えるようになる。また、起動に関しての信頼性も向上させることができる。３相誘導電動機、あるいは同期電動機に対して適用可能である。

特に、３種類の実ベクトルと２種類のゼロベクトルとを用いて３相ＰＷＭ信号を発生する場合は、３種類の実ベクトルと１種類のゼロベクトルとを用いる場合よりも、キャリア周波数近辺での騒音低減効果が得やすくなる。

以上のように、この発明にかかる３相ＰＷＭ信号発生装置は、３相電圧型インバータ装置の適用範囲を拡大するのに有用である。

Claims (20)

1. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
   前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
   前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを作成する分配手段と、
   を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
2. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
   前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
   前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとを前記６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルのうち、真ん中の基本電圧ベクトルには発生時間比率として所定値を与えて作成する分配手段と、
   を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
3. 前記生成手段は、さらに
   前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する ６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
   を備えていることを特徴とする請求項１に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
4. 前記生成手段は、さらに
   前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
   を備えていることを特徴とする請求項２に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
5. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
   前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
   前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配し、それに基づき各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する分配手段と、
   を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
6. 前記生成手段は、さらに
   前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
   を備えていることを特徴とする請求項５に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
7. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
   前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
   前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配し、それに基づき低速側への運転要求範囲が厳しくない場合は各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成し、低速側への運転要求範囲が厳しい場合は各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する分配手段と、
   を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
8. 前記生成手段は、さらに
   前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する ６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルと１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベ クトルとを切り替えて用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
   を備えていることを特徴とする請求項７に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
9. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
   前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
   電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
   前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを作成する分配手段と、
   を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
10. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
    前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
    電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
    前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを前記２種類のゼロベクトルに与える発生時間比率を所定の 割合で変更しつつ作成する分配手段と、
    を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
11. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
    前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
    電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
    前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを前記６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルのうち、真ん中の基本電圧ベクトルには発生時間比率として所定値を与えて作成する分配手段と、
    を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
12. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
    前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせによって生成する生成手段は、
    電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
    前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルに分配しそれに基づき各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとを前記６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトルのうち、真ん中の基本電圧ベクトルには発生時間比率として所定値を与えるとともに前記２種類のゼロベクトルに与える発生時間比率を所定の割合で変更しつつ作成 する分配手段と、
    を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
13. 前記生成手段は、さらに
    前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する ６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する １２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
    を備えていることを特徴とする請求項９に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
14. 前記生成手段は、さらに
    前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
    を備えていることを特徴とする請求項１０に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
15. 前記生成手段は、さらに
    前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
    を備えていることを特徴とする請求項１１に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
16. 前記生成手段は、さらに
    前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
    を備えていることを特徴とする請求項１２に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
17. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
    前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせと、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせとによって生成する生成手段は、
    電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
    前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時 間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル に分配し、それに基づき、各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルと、各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル 及び２種類のゼロベクトルとを切り替えて作成する分配手段と、
    を備えていることを特徴とする記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
18. 半導体スイッチング素子を用いた３相電圧型インバータ装置において、
    前記半導体スイッチング素子によるスイッチングモードを規定する３相のＰＷＭ信号を３種類の基本電圧ベクトルと１種類のゼロベクトルとの組み合わせと、３種類の基本電圧ベクトルと２種類のゼロベクトルとの組み合わせとによって生成する生成手段は、
    電圧指令ベクトルを挟む６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと対応するゼロベクトルとに与える発生時間比率を前記電圧指令ベクトルに基づき割り付けて６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルと少なくとも１種類のゼロベクトルとを作成する作成手段と、
    前記電圧指令ベクトルに対応するゼロベクトルを構成する長さの等しい各１２０度の位相差を持つ３種類のベクトルを用いて、前記電圧指令ベクトルの発生時間比率を、前記６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトルのいずれか一方の基本電圧ベクトルを含み各１２０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル に分配し、それに基づき、各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルと、各６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種類のゼロベクトルとを切り替えて作成するとともに、前記２種類のゼロベクトルに与える発生時間比率を所定の割合で変更する分配手段と、
    を備えていることを特徴とする３相ＰＷＭ信号発生装置。
19. 前記生成手段は、さらに
    前記３相電圧型インバータ装置が駆動する電動機の負荷状態、運転周波数、インバータ回転角の角度範囲の少なくとも一つに基づき、前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルと６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種類のゼロベクトルとを切り替えて用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
    を備えていることを特徴とする請求項１７に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。
20. 前記生成手段は、さらに
    前記作成手段が作成する６０度の位相差を持つ２種類の基本電圧ベクトル及び少なくとも１種類のゼロベクトルを用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースと、前記分配手段が作成する６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び１種類のゼロベクトルと６０度の位相差を持つ３種類の基本電圧ベクトル及び２種 類のゼロベクトルとを切り替えて用いて３相ＰＷＭ信号を発生するケースとを切り替える切替手段、
    を備えていることを特徴とする請求項１８に記載の３相ＰＷＭ信号発生装置。

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