JPH07143799A

JPH07143799A - 誘導電動機の二次抵抗検出装置

Info

Publication number: JPH07143799A
Application number: JP5177272A
Authority: JP
Inventors: Isao Takahashi; 勲高橋; Toshiyuki Uemachi; 俊幸上町
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1993-06-23
Filing date: 1993-06-23
Publication date: 1995-06-02

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータでモータの回転速度を制御する際
にモータの回転速度をセンサを使用しないで推定する方
式において、回転速度の推定を簡単且つ正確に行う。回
転速度の推定に使用するモ−タの二次抵抗を刻々と求め
る。【構成】三相インバータ２と、モータ１と、速度推定
手段と、ＲＯＭ５と、ＲＯＭ制御回路とを有する。イン
バータ２はＲＯＭ５から読み出された電圧ベクトルデー
タに対応して制御される。モータの推定角速度ω_mをイ
ンバータ角周波数ω₀からすべり角速度ω_sを減算する
ことによって求める。推定角速度を求める時に必要な二
次抵抗を固定値とせずに、インバ−タの出力電圧、出力
電流に基づいて刻々と求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＰＷＭインバータによっ
て誘導電動機を駆動する装置において誘導電動機の回転
速度を速度センサを使用しないで検出する時に必要にな
る誘導電動機の二次巻線の抵抗を刻々と検出するための
方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】本件特許出願人は特願平５−１００４１
６号によって速度センサを使用しないで誘導電動機の回
転速度を推定して速度制御を行う方式を提案した。この
方式で回転速度を推定するために誘導電動機の二次巻線
の抵抗値が必要になる。二次巻線の抵抗値は予め測定可
能であるので、前述の方式では回路定数を使用した。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、二次巻線の抵
抗値は、温度によって変化するので固定の値を使用する
と正確な回転速度の推定が不可能になる。

【０００４】そこで、本発明の目的は誘導電動機の二次
巻線の抵抗値を比較的に簡単に刻々と検出することがで
きる方法を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、三相ＰＷＭインバータで駆動される三相誘
導電動機の二次巻線抵抗を検出する方法であって、前記
三相ＰＷＭインバータの三相出力電圧瞬時値（Ｖ_1a、Ｖ
_1b、Ｖ_1c）及び三相出力電流瞬時値（Ｉ_1a、Ｉ_1b、
Ｉ_1c）を検出し、前記三相出力電圧瞬時値（Ｖ_1a、
Ｖ_1b、Ｖ_1c）を二相出力電圧瞬時値（Ｖ_1d、Ｖ_1q）に変
換し、前記三相出力電流瞬時値（Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1c）を
二相出力電流瞬時値（Ｉ_1d、Ｉ_1q）に変換し、前記二相
出力電圧瞬時値（Ｖ_1d、Ｖ_1q）と前記二相出力電流瞬時
値（Ｉ_1d、Ｉ_1q）とに基づいて前記誘導電動機の一次磁
束（φ_1d、φ_1q）及び二次磁束（φ_2d、φ_2q）を求め、
前記二相出力電流瞬時値（Ｉ_1d、Ｉ_1q）と前記一次磁束
（φ_1d、φ_1q）と前記二次磁束（φ_2d、φ_2q）とに基づ
いて前記二次巻線抵抗を演算で決定することを特徴とす
る誘導電動機の二次抵抗検出方法に係わるものである。
なお、抵抗値Ｒ₂は請求項２の式に従って求めることが
望ましい。

【０００６】

【発明の作用及び効果】本発明においては、三相ＰＷＭ
インバータの出力電圧瞬時値（Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1c）と出
力電流瞬時値（Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1c）とによって誘導電動
機の二次巻線抵抗を演算によって求めるので、温度変化
によって変化する抵抗値を刻々と知ることができる。な
お、二次巻線抵抗値を正確に検出することができれば、
固定速度の推定を正確に行うことが可能になる。そこ
で、本発明の目的は、速度センサを使用しないで回転速
度を推定してモータの回転速度を制御する装置における
制御性を向上させることにある。

【０００７】

【実施例】次に、本発明の実施例に係わるインパルシブ
ルトルクドライブインバータ装置による三相交流モータ
（誘導電動機）の回転速度制御装置を説明する。この速
度制御装置を示す図１において、三相誘導電動機から成
るモータ１には、ＰＷＭ制御可能な三相インバータ２が
接続されている。インバータ２は、直流電源３にトラン
ジスタから成るスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、
Ｑ5 、Ｑ6 をブリッジ接続したものである。６個のスイ
ッチ素子Ｑ1 〜Ｑ6 は、駆動回路４から供給される制御
信号に応答してオン・オフ動作する。なお、インバータ
２の上側の３つのスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 と下側
の３つのスイッチ素子Ｑ4、Ｑ5 、Ｑ6 とは、互いに逆
に動作するので、一方の制御を特定すれば、インバータ
全体の制御が特定される。ここでは、ＲＯＭ（リードオ
ンリーメモリ）５から読み出される第１、第２、及び第
３の信号Ａ、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を特定
し、信号Ａ、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“１”の時にス
イッチ素子Ｑ1、Ｑ2 、Ｑ3 がオン、低レベル即ち論理
“０”の時にスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 がオフとす
る。

【０００８】

【ＲＯＭアドレス説明】ＲＯＭ５はインバータ２をＰＷ
Ｍ制御するためのＰＷＭスイッチングパターン（単位ベ
クトルデータ）を予め書き込んだものである。このＲＯ
Ｍ５は正転ＰＷＭパターンメモリＭ1 、Ｍ5 と、正転用
ゼロベクトルメモリＭ2 と、逆転ＰＷＭパターンメモリ
Ｍ3 、Ｍ7 と、逆転用ゼロベクトルメモリＭ4 と、正転
用法線ベクトルＭ6 と、逆転用法線ベクトルＭ8 を有す
る。各メモリＭ1 〜Ｍ8 は例えば０〜１０２３までの１
０２４アドレスを各々有し、各々アップ・ダウンカウン
タ６の１０ビットの２進出力ライン６ａの値でアドレス
指定される。ただし、８つのメモリＭ1 〜Ｍ8 から１つ
が選択され、この選択されたメモリの出力のみがインバ
ータ２の制御のために有効に使用される。この選択を行
うためにＲＯＭ５はゼロベクトル選択制御端子７と、正
転逆転選択制御信号入力端子８と、法線ベクトル選択制
御端子４２とを有する。まず、法線ベクトル選択制御信
号端子４２が論理“０”の時はゼロベクトルメモリを含
むＭ1 〜Ｍ4 が選択される。また、論理“１”の時は法
線ベクトルメモリを含むＭ5 〜Ｍ8 が選択される。ゼロ
ベクトル選択制御信号入力端子７が論理“０”の時には
メモリＭ1 とＭ3 、またはＭ5とＭ7 とのいずれか一つ
が選択され、論理“１”の時にはメモリＭ2 とＭ4 、ま
たはＭ6 とＭ8 とのいずれか一つが選択される。更に、
正転逆転選択制御信号入力端子８が“０”の場合にはメ
モリＭ1 とＭ2 、またはＭ5 とＭ6 とのいずれか一つが
選択され、“１”の時にはメモリＭ3 とＭ4 、またはＭ
7 とＭ8 とのいずれか一つが選択される。今、ライン６
ａの１０ビットをＡ0 〜Ａ9 の１０ビットで表わし、入
力端子７の入力ビットをＡ10で表わし、入力端子８の入
力ビットをＡ11で表わし、入力端子４２の入力ビットを
Ａ12で表わすとすれば、Ａ0 〜Ａ9の１０ビットでアド
レスが指定される。また、Ａ10、Ａ11、Ａ12を［Ａ12、
Ａ11、Ａ10］と表わせば、［０００］の時に第１のメモ
リＭ1 （正転ＰＷＭスイッチングパターン）が選択さ
れ、［００１］の時に第２のメモリＭ2 （正転用ゼロベ
クトル）が選択され、同様に［１１１］でＭ8 （逆転用
法線ベクトル）が選択される。

【０００９】モータ１の回転速度を制御するために回転
速度の情報が必要になる。従来は速度検出器によって回
転速度を検出したが、本実施例では装置の低コスト化を
達成するために速度検出器を設けずに速度推定手段を設
けている。モータ１の角速度ω_mはインバータ２の角周
波数ω₀とモータ１のすべり角速度ω_sに基づいてω _m
＝ω₀−ω_sで決定することができる。そこで、図１で
は推定角速度ω_mを求めるために、すべり角速度演算及
び磁束検出回路５０とインバータ角周波数演算回路５１
と減算器５２とローパスフィルタ５３とが設けられてい
る。この角速度推定方法の詳細は後述する。

【００１０】減算器５２で求められた推定モータ速度ω
_mはディジタルローパスフィルタ５３を通り、ライン９
ａから差信号形成手段（比較手段）としての減算器１０
に入力し、速度指令発生手段としてのライン１１のディ
ジタル速度指令（所望回転速度）即ち基準信号と比較さ
れ、両者の差信号が減算器１０から得られる。

【００１１】減算器１０の出力はＫ（１＋１／Ｔis）で
表わされる比例積分補償回路１２に入力し、この出力ラ
イン１３に補償出力ω_PIが得られる。この補償出力ω_PI
は制御における操作量を示すものであり、これに基づい
てメモリ５からのベクトルデータの読み出しが決定され
ると共に、インバータ角周波数ω₀が決定される。な
お、角周波数ω₀の決定に必要なモ−タの二次抵抗Ｒ2
は本発明に従う演算方法で求める。

【００１２】補償出力ライン１３の信号ω_PI即ち補償差
信号ＶD は、この差信号ＶD の正負を判定するための第
１の比較器１４に入力すると共に、絶対値回路１５を通
って第２の比較器１６に入力する。正転・逆転（Ｆ／
Ｂ）を決定するための第１の比較器１４の出力端子はカ
ウンタ６のアップ・ダウン入力端子Ｕ／Ｄに接続されて
いると共にＲＯＭ５の正転逆転選択信号入力端子８に接
続されている。

【００１３】１７は発振器（ＯＳＣ）であって、２０〜
５０kHz 程度のクロックパルスを発生する。この発振器
１７の出力端子はＡＮＤゲート１８の一方の入力端子に
接続され、このＡＮＤゲート１８の出力端子がカウンタ
６のクロック入力端子ＣＬに接続されているので、ＡＮ
Ｄゲート１８のもう一方の入力端子が高レベルの時のみ
発振器１７の出力がクロックパルスとしてカウンタ６に
入力する。

【００１４】駆動・停止を判定するための第２の比較器
１６の非反転入力端子には三角波発生器１９が接続され
ている。三角波発生器１９は例えば、発振器１７の出力
周波数よりは低い２．５kHz で三角波電圧Ｖc （キャリ
ア）を発生し、このＶc と差信号ＶD の絶対値とが比較
器１６で比較される。第２の比較器１６の出力端子はＮ
ＯＴ回路２０を介してＡＮＤゲート１８の入力端子に接
続されていると共に、ＲＯＭ５の零ベクトル選択制御信
号入力端子７に接続されている。

【００１５】すべり角速度演算及び磁束検出回路５０は
インバータ２の出力電圧と電流に基づいてすべり角速度
ω_sを演算し且つ磁束を検出するように構成されてい
る。従って、インバータ２の出力電圧瞬時値を検出する
ための３本の出力ライン３１ａ及びモータ１の入力電流
瞬時値を検出するための電流センサ４３ａ、４３ｂ、４
３ｃの３本の出力ライン３４ａがすべり角速度演算及び
磁束検出回路５０に接続され、このすべり角速度ω_sの
出力ライン５４は減算器５２に接続され、この磁束信号
出力ライン５５はＲＯＭ５の端子４２に接続されてい
る。なお、図１ではメモリ５からのベクトルデータ（ス
イッチングパターン）の読み出しを制御する回路が、ア
ナログ的に示されているが、実際には、減算器１０、比
例積分補償回路１２、比較器１４、１６、絶対値回路１
５、三角波発生回路１９、すべり角速度演算及び磁束検
出回路５０、インバータ周波数演算回路５１、減算器５
２、及びローパスフィルタ５３はＤＳＰ（ディジタル信
号処理装置）で構成されている。また、インバータ２の
出力電圧検出ライン３１ａ及び電流検出ライン３４ａに
はＡ／Ｄ変換器が接続されているが、図面を簡単にする
ために図１では省略されている。

【００１６】図２は図１のすべり角速度演算及び磁束検
出回路５０を詳しく示す。この回路５０の各部を説明す
る前に一次鎖交磁束の検出方法の原理を説明する。

【００１７】誘導電動機の特性方程式は次の（１）式で
表わすことができる。

【００１８】

【数１】

【００１９】ここで、ｖ₁は一次電圧ベクトル、Ｒ₁は
一次巻線抵抗、ｉ₁は一次電流ベクトル、Ｒ₂は二次巻
線抵抗、ｉ₂は二次電流ベクトル、Ｌ₁₁は一次巻線イン
ダクタンス、Ｌ₂₂は二次巻線インダクタンス、ω_ωは回
転子回転角速度、Ｍは一次、二次巻線相互インダクタン
ス、ｄ／ｄt は微分演算子、Ｐは極対数である。

【００２０】一次鎖交磁束φ₁による誘導起電力Ｅは次
の（２）式で与えられる。Ｅ＝Ｌ₁₁ｄi ／ｄt ＋Ｍdi／ｄt ・・・（２）従って、一次鎖交磁束ベクトルφ₁は次の（３）式とな
る。

【００２１】

【数２】

【００２２】（３）式の両辺をＬ₁₁で削り、この瞬時ベ
クトルをｉ₀とすれば、次式が得られる。ｉ₀＝φ₁／Ｌ₁₁＝ｉ₁＋Ｍｉ₂／Ｌ₁₁ ・・・（４）これは一次鎖交磁束に対する励磁電流に相当するもので
ある。

【００２３】式（１）からｖ₁を次の式（５）で示すこ
とができる。ｖ₁＝（Ｒ₁＋ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁＋（ｄＭ／ｄt ）ｉ₂ ・・・（５）式（３）（５）よりｉ₂を消去すると、次の式（６）が
得られる。

【００２４】ｖ₁＝（Ｒ₁＋ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁＋ｄ（φ₁−Ｌ₁₁ｉ₁）／ｄt ＝ｉ₁Ｒ₁＋（ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁＋ｄφ₁／ｄt −（ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁ ｄφ₁／ｄt ＝ｖ₁＋ｉ₁Ｒ₁ ・・・（６）

【００２５】一次鎖交磁束ベクトルφ₁は次の式（７）
で与えられる。

【００２６】

【数３】

【００２７】ｄ、ｑ軸直交座標で表わすと次式になる。

【００２８】

【数４】

【００２９】よって求める一次鎖交磁束は次式で示され
る。

【００３０】

【数５】

【００３１】一次電圧Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1c、一次電流
Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1cの３相／２相変換式は次の式（９）
（１０）で与えられる。

【００３２】

【数６】

【００３３】一次電圧、一次電流から一次鎖交磁束を求
める過程を示す式（８）、（８ｂ）、（９）、（１０）
をブロック図で示すと図２及び図３になる。図２におい
てインバータ２の出力ライン３１ａは演算増幅器から成
る三相二相変換回路３１に接続されている。この三相に
相変換回路３１では、式（９）に従ってインバータ２の
出力電圧Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1cをｄ−ｑ座標軸で示される二
相出力電圧Ｖ_d1、Ｖ_q1に変換する。インバータ２の電流
検出ライン３４ａは演算増幅器から成る三相二相変換回
路３４に接続されている。この変換回路３４は式（１
０）に従ってインバータ出力電流Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1cをｄ
−ｑ座標軸で示される二相の電流Ｉ_1d、Ｉ_1qに変換す
る。

【００３４】φ_1d、φ_1q演算回路６０は、電圧及び電流
三相二相変換回路３１、３４にそれぞれ接続され、
Ｖ_1d、Ｖ_1q、Ｉ_1d、Ｉ_1qに基づいて式（８）の演算を実
行して直交座標で表わされた一次磁束φ_1d、φ_1qを出力
する。この演算回路６０は、図３に示すようにＩ_1d、Ｉ
_1qにＲ₁をかけるための２つのかけ算器６１、６２と、
Ｖ_1d、Ｖ_1qとＩ_1dＲ₁、Ｉ_1qＲ₁との減算を行う２つの
減算器６３、６４と、これ等の出力を積分するための２
つの積分器６５、６６で示すことができる。

【００３５】図２に示すようにφ_2d、φ_2q演算回路７０
はφ_1d、φ_1q演算回路６０と電流の三相二相変換回路３
４に接続されており、モータ１の二次磁束φ_2d、φ_2qを
演算する。このφ_2d、φ_2q演算回路７０の詳細は図３に
示すように２つのＬ₂₂／Ｍ乗算器７１、７２と、２つの
（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ乗算器７３、７４と、２つの減
算器７５、７６とから成り、次の式（１２）の演算を実
行する。 φ_2d＝（Ｌ₂₂／Ｍ）φ_1d−｛（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ｝Ｉ_1d φ_2q＝（Ｌ₂₂／Ｍ）φ_1q−｛（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ｝Ｉ_1q ・・（１２）

【００３６】図２のトルクＴ演算回路８０はφ_1d、φ_1q
演算回路６０と電流の三相二相変換回路３４とに接続さ
れ、詳細には図４に示すように２つの乗算器８１、８２
と、１つの減算器８３とから成り、次の式（１３）の演
算を実行する。Ｔ＝φ_1dＩ_1q−φ_1qＩ_1d ・・・（１３）

【００３７】図２のすべり角速度ω_sの演算回路９０は
二次磁束φ_2d、φ_2q演算回路７０とトルクＴ演算回路８
０に接続されており、詳細には図４に示すようにＲ2 乗
算器９１と、φ₂演算回路９２と、除算器９３とから成
り、次の式（１４）の演算を実行する。 ω_s＝Ｒ₂Ｔ／｜φ₂｜・・・（１４）なお、Ｒ₂はモータ１の二次抵抗である。また、φ₂演
算回路９２はφ₂＝（φ_2d ²＋φ_2q ²）^1/2の演算を実
行する。

【００３８】式１４における二次抵抗Ｒ₂は固定の値を
使用しないで、図２及び図４に示すＲ₂演算回路１００
によって求める。このＲ₂演算回路１００は、次式を演
算する。Ｒ2 ＝｛−Ｍφ_2dｐφ_2d−Ｍφ_2qｐφ_2q）／｛（φ_1d−Ｌ₁₁Ｉ_1d）φ_2d＋（φ_1q−Ｌ₁₁Ｉ_1q）φ_2q｝・・・（１５）

【００３９】Ｒ₂が式（１５）で示すことができること
を次に説明する。誘導電動機のｄ−ｑ座標に従う特性方
程式は次の式（１６）で示すことができる。

【００４０】

【数７】

【００４１】なお、式（１６）におけるＲ₁、Ｒ₂は一
次及び二次抵抗、Ｌ₁₁、Ｌ₂₂は一次及び二次自己インダ
クタンス、Ｍは相互インダクタンス、ｐはｄ／ｄｔを示
す微分演算子である。式（１６）で直接に検出すること
が不可能な値は二次電流Ｉ_2d、Ｉ_2q及び角速度ω_mであ
る。二次電流Ｉ_2d、Ｉ_2qは式（１６）の第１行及び第２
行より求められるため、これを第３行及び第４行に代入
し、この２つの式を連立してω_mを消去し、二次抵抗Ｒ
₂を式（１５）に示すように求める。

【００４２】式（１５）を演算するためのＲ₂演算回路
１００は、図２及び図４に示すように変換回路３４とφ
_1d、φ_1q演算回路６０とφ_2d、φ_2q演算回路７０とに接
続され、演算結果をω_m演算回路９０に送る。詳細には
２つの−Ｍ乗算器１０１、１０２と、２つの微分回路１
０３、１０４と、２つのＬ₁₁乗算器１０５、１０６と、
４つの乗算器１０７、１０８、１０９、１１０と、４つ
の減算器１１１、１１２、１１３、１１４と、１つの割
算器１１５とから成る。このＲ₂演算回路１００の入力
は刻々と変化する一次磁束φ_1d、φ_1q、二次磁束φ_2d、
φ_2q及び一次電流Ｉ_1d、Ｉ_1qの瞬時値であるので、その
時点における二次抵抗Ｒ₂を出力する。モータを正弦波
電圧で駆動することを考えると、定常状態では式（１
５）の分子、分母は共に零になり、この式を用いること
は不可能になる。しかし、ここではＰＷＭインバータに
よりモータを駆動しているので、モータは高周波リップ
ルを重畳した波形で駆動され、重畳された高周波リップ
ルの効果により定常状態がなくなり、分子、分母が零と
はならず、式（１５）で二次抵抗Ｒ₂を求めることが可
能になる。

【００４３】図１０（Ａ）は二次抵抗Ｒ₂の実際の変化
を示し、図１０（Ｂ）は図４のＲ₂演算回路１００によ
って二次抵抗Ｒ₂を求めた値（推定値）を示し、図１０
（Ｃ）は二次抵抗Ｒ₂を固定の値として速度制御した場
合の速度変化を示し、図１０（Ｄ）はＲ₂演算回路１０
０で求めた二次抵抗Ｒ₂を使用して回転速度を推定して
速度制御した場合の速度変化を示す。この結果から明ら
かなように二次抵抗Ｒ₂を正確に検出（推定）して速度
制御を良好に行うことが可能になる。

【００４４】図２のφ₁演算回路３９は、φ_1d、φ_1q演
算回路６０に接続され、式（８ｂ）の演算を実行し、一
次磁束φ₁の絶対値を出力する。Δ｜φ₁｜のヒステリ
シス比較幅を有するヒステリシス比較器４０、４１にて
一次鎖交磁束の検出値｜φ₁｜と一次鎖交磁束指令値｜
φ_1a｜が比較される。そして、｜φ₁｜が｜φ_1a｜＋Δ
｜φ₁｜を越えて更に増加した時比較器４１は論理
“０”を出力しＲＯＭ５においてゼロベクトルを含むブ
ロックＭ1 〜Ｍ4 を選択する。また、｜φ₁｜が｜φ_1a
｜−Δ｜φ₁｜を越えて更に減少した場合論理“１”を
出力しＲＯＭ５において法線ベクトルを含むブロックＭ
5 〜Ｍ8 を選択する。これにより、一次磁束φ₁の大き
さが一定に制御される。

【００４５】推定角速度ω_mを求めるために必要なイン
バータ角周波数ω₀は図１のω₀演算回路５１で次の式
（１７）に従って求める。 ω₀＝Ｋ・ω_PI ・・・（１７）ここで、Ｋはインバータ２が出力することが可能な最大
出力周波数ｆm1を比例積分補償回路１２の出力信号ω_PI
のとり得る最大値ｆm2で割った値（ｆm1／ｆm2）であ
る。式（１５）によるインバータの角周波数ω₀の演算
は微分を用いない簡単な演算であるので、微分による演
算誤差を抑えることができる。また、比例積分回路１２
の出力ω_PIは、インバータ周波数（モータ電源周波数）
の基本成分でリプルが存在せず、ローパスフィルタ演算
を用いることなく時間遅れなしで周波数が得られる。こ
のように微分演算やローパスフィルタ演算を使用しない
と速度制御のための演算時間を短縮することができ、サ
ンプリング周期を短くして制御性を向上させることがで
きる。

【００４６】電圧ベクトルとゼロベクトルに基づくイン
バータの制御はインパルシブルトルクドライブを説明す
る。

【ＲＯＭの内容】ＲＯＭ５に原理的に示す如くデータが
書き込まれている。即ちＲＯＭは０〜１０２３のアドレ
スを有するが、図５は説明を簡単にするために０〜５１
１のアドレスの場合のベクトルの配置を示す。正転ＰＷ
ＭパターンメモリＭ1 、Ｍ5 のアドレス０〜３には例え
ば電圧ベクトルＶ6 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ2 のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリＭ2 のアドレス
０〜３には零ベクトルＶ7、Ｖ0 、Ｖ7 、Ｖ0 のデータ
が順に書き込まれ、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ3、Ｍ7
のアドレス０〜３には電圧ベクトルＶ1 、Ｖ5 、Ｖ1
、Ｖ5 のデータが順に書き込まれ、逆転用ゼロベクト
ルメモリＭ4 には零ベクトルＶ0 、Ｖ7 、Ｖ0、Ｖ7 の
データが順に書き込まれ、正転用法線ベクトルメモリＭ
6 のアドレス０〜３には正転用ＰＷＭパターンメモリＭ
1 のアドレス０〜３のベクトルに対応する法線ベクトル
Ｖ4 が書き込まれ、逆転用法線ベクトルメモリＭ8 のア
ドレス０〜３には逆転用ＰＷＭパターンメモリＭ3 のア
ドレス０〜３のベクトルに対応する法線ベクトルＶ4 が
書き込まれている。残りのアドレス４〜５１１にもアド
レス０〜３と同一の原理でベクトルデータが書き込まれ
ている。図５の各アドレスのベクトルデータは原理を示
すものであるため、実際のデータとは異なる。今、正転
ＰＷＭパターンメモリＭ1 のアドレス０〜８４（０度〜
６０度区間に対応）の実際の電圧ベクトルデータを示す
と、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、になる。

【００４７】図６は６個の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 と、
２つの零ベクトルＶ0 、Ｖ7 とを示す。インバータ２の
スイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 のとりうるスイッチング
状態は、（０００）、（００１）、（０１０）、（０１
１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１
１）の８つであるので、これをＶ0 、Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ
3、Ｖ4 、Ｖ5 、Ｖ6 、Ｖ7 で表わすことにする。本実
施例の装置では、電圧ベクトルＶ0 〜Ｖ7 がＲＯＭ５に
書き込まれ、これが制御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出
力される。８つのベクトルＶ0 〜Ｖ7 を組み合せると、
正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトルを得ることができ
る。

【００４８】

【ベクトル選択】図７は回転磁界ベクトルφ₁を得るた
めの電圧ベクトルの選択を示すものである。回転磁界ベ
クトルφ₁の先端（終点）の軌跡を円に近づけるために
は、３３０度〜３０度区間で第６及び第２のベクトルＶ
6 、Ｖ2 、３０度〜９０度区間で第２及び第３のベクト
ルＶ2 、Ｖ3 、９０度〜１５０度区間で第３及び第１の
ベクトルＶ3 、Ｖ1 、１５０度〜２１０度区間で第１及
び第５のベクトルＶ1 、Ｖ5 、２１０度〜２７０度区間
で第５及び第４のベクトルＶ5 、Ｖ4 、２７０度〜３３
０度区間で第４及び第６のベクトルＶ4 、Ｖ6 を選択す
る。原理的に示す図７の３３０度〜３０度区間では有意
ベクトルとしてＶ6 とＶ2 とが選択され、ベクトル回転
を止める時に零ベクトルＶ7 が選択されている。また、
法線ベクトルとは磁束の円軌跡の中心から半径方向に向
かうベクトルのことであり、図７の３３０度〜３０度区
間ではＶ4 、３０度〜９０度区間ではＶ6 が選択され
る。モータ１を正転させる時には図７でＵＰで示す方向
に回転磁界ベクトルφ1 が回転され、逆転又は制動する
時には、ＤＯＷＮで示す方向に回転される。

【００４９】

【動作】次に、図８及び図９を参照して図１の回路の制
動動作を説明する。ライン９ａに得られる推定速度信号
とライン１１の基準信号（目標信号）との比較に基づい
て差信号ＶD が得られると、この信号の正負が第１の比
較器１４で判定され、今、正信号であるとすれば、図８
の（Ｃ）のｔ4 以前に示す如く比較出力が低レベル
“０”となり、これがカウンタ６に入力する。このた
め、カウンタ６はこの期間にはアップ動作する。第２の
比較器１６においては、差信号ＶD の絶対値と三角波電
圧ＶC とが図８の（Ａ）に示す如く比較され、図８の
（Ｂ）の出力が発生する。即ち、三角波電圧ＶC が差信
号ＶD の絶対値よりも高い時（ｔ1 〜ｔ2 ）に高レベル
出力“１”を発生し、逆の時（ｔ2 〜ｔ3 ）には低レベ
ル出力“０”を発生する。ｔ1 〜ｔ2 のように第２の比
較器１６の出力ビットＡ10が高レベル“１”であり、第
１の比較器１４の出力ビットＡ11が低レベル“０”であ
り、更に、図８の（Ｃ）に示すように図３のヒステリシ
ス比較器４０、４１の出力が低レベル（Ｌ）であるｔ10
以前の時には、ＲＯＭ５においては［Ａ12 Ａ11 Ａ1
0］＝［００１］に応答して正転用ゼロベクトルメモリ
Ｍ2 が選択され、ｔ2 〜ｔ3 のように［Ａ12 Ａ11 Ａ
10］＝［０００］の時には正転ＰＷＭパターンＭ1が選
択される。また、第２の比較器１６の出力が高レベル
（Ｈ）の期間（ｔ1 〜ｔ2 ）では、ＮＯＴ回路２０の出
力が低レベルになり、ＡＮＤゲート１８を発振器１７の
クロックパルスが通過することが阻止され、カウンタ６
がインクリメントされないため、同一アドレスを指定し
続ける。一方、第２の比較器１６の出力が低レベルの期
間（ｔ2 〜ｔ3 ）ではＮＯＴ回路２０の出力が高レベル
になるため、発振器１７の出力クロックパルスはＡＮＤ
ゲート１８を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。
これにより、カウンタ６の１０ビットＡ0 〜Ａ9 の値が
アップ動作で増大し、メモリＭ1 のアドレスが順次に指
定される。しかし、ｔ3 時点で第２の比較器１６の出力
が高レベルになると、カウンタ６のクロック入力が禁止
され、カウンタ６はこの時点のアドレス指定を保持す
る。例えば、図５に示す如くアドレス２でメモリＭ1 の
ベクトルＶ6 が読み出されている時に、メモリＭ2 が選
択されると、同一のアドレス２における正転用零ベクト
ルＶ7 （１１１）が選択される。零ベクトルＶ7 は第２
の比較器１６の出力が高レベルの間発生し続け、比較出
力が低レベルに戻って再びカウンタ６のクロックパルス
が入力し、カウンタ６の出力が１段インクリメントされ
ると、正転ＰＷＭパターンメモリＭ1 のアドレス３の電
圧ベクトルＶ2 （０１０）が選択される。零ベクトルは
Ｖ0 （０００）とＶ7 （１１１）との２種類から成る
が、スイッチ素子Ｑ1 〜Ｑ6の切換えが少なくてすむ方
のベクトルが選択される。カウンタ６が１０進数の０〜
１０２３に対応する２進数を発生し終ると、正転ＰＷＭ
パターンの０〜３６０度の全電圧ベクトルデータが読み
出され、インバータ２から三相の近似正弦波電圧が発生
し、且つモータ１に円軌跡に近い回転磁界ベクトルが生
じる。

【００５０】このような制御において、目標回転速度と
推定速度との差が小さくなると、第２の比較器１６の出
力が高レベルになる期間が相対的に長くなり、零ベクト
ルが選択される期間が長くなる。

【００５１】また、ｔ20〜ｔ4 のようにライン１１の基
準信号のレベルを下げて低速回転指令状態にすれば、差
信号ＶD の絶対値のレベルも低下し、インバータ２の出
力周波数ｆが低下すると共に出力電圧Ｖも低下し、モー
タ１が低速駆動状態になる。

【００５２】図８のｔ4 において逆転指令に切り換り、
差信号ＶD が負になると、第１の比較器１４の出力が高
レベルになり、逆転制御になる。なお、上記ＰＷＭ制御
において、電圧ベクトルの切り換えが行われる時には、
一対のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ4 、又はＱ2 、Ｑ5 、又は
Ｑ3 、Ｑ6 間がストレージ等で短絡され、これらが破壊
するおそれがあるので、これを防止するために、ベクト
ル相互間に無制御期間を設けることが望ましい。

【００５３】図８のｔ10〜ｔ20は図３のヒステリシス比
較器４０、４１の出力が高レベルになる期間である。つ
まり、ｔ10において図３のライン１１の速度基準信号が
急激に増加した場合、差信号ＶD は図８の（Ａ）のよう
に急激に増加し、従って正転ベクトルを出力する期間が
急激に増加しモータの回転速度を急激に増加しようと動
作する。その結果、所望の加速度を得るためにモータの
一次電流は急激に増加する。しかし、モータの一次巻線
抵抗による電圧降下も増加しモータの一次鎖交磁束｜φ
₁｜は逆に図８の（Ｃ）のｔ10以後のように低下する。
｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜以下に低下するとヒステリシス比
較器が動作し、高レベルを出力する。この時は、ＲＯＭ
５においては端子４２が高レベルとなるため法線ベクト
ルを含むブロックＭ5 〜Ｍ8 が選択される。従って、ｔ
10〜ｔ20の期間で且つ第２の比較器が高レベルの期間ｔ
11〜ｔ12では正転用ゼロベクトルメモリＭ2 の代りに正
転用法線ベクトルメモリＭ6 が選択される。図９は３０
度〜９０度区間におけるこの様子を示したものである。
また、同様に第２の比較器が低レベルの期間ｔ12〜ｔ13
はＭ5 が選択される。このようにゼロベクトルの代りに
法線ベクトルを出力することによりモータの一次鎖交磁
束の大きさが増加されモータの一次鎖交磁束｜φ₁｜を
｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜以上にすることが可能になる。こ
の結果モータは所望の加速度が得られ応答良く速度基準
信号の増加に追従し、所望の回転速度に達することが可
能になる。次に、例えばライン１１の速度基準信号のレ
ベルが低下し、一次電流が減少すると一次巻線抵抗によ
る電圧降下も減少し一次鎖交磁束は結果として増加す
る。ｔ20において一次鎖交磁束が｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜
を越えるとヒステリシス比較器の出力は低レベルにな
り、従ってＲＯＭ５においては端子４２が低レベルにな
るためゼロベクトルを含むブロックＭ1 からＭ4 が選択
され一次鎖交磁束は減少し｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜以下に
なる。以上により、モータの一次鎖交磁束｜φ₁｜は｜
φ_1a｜±Δ｜φ₁｜の範囲内に制御されることになる。
回転方向が逆転するとｔ4 以後も同様な動作が行われ
る。

【００５４】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）比例積分補償回路１２を比例回路又は積分回路
としてもよい。（２）第１のベクトルデータとして電圧ベクトルデー
タのみを使用しないで、電圧ベクトルデータと零ベクト
ルデータとの組み合せを使用して波形を改善してもよ
い。即ちメモリＭ1 、Ｍ3 の電圧ベクトルの配列の中に
零ベクトルを配置してもよい。（３）ＤＳＰを使用しないで、図１〜図４の各回路を
個別回路にすること又はアナログ回路にすることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例のモータ速度制御回路を示すブロック図
である。

【図２】図１のすべり角速度演算及び磁束検出回路を示
すブロック図である。

【図３】図２の一次磁束演算回路及び二次磁束演算回路
を詳しく示すブロック図である。

【図４】図２のトルクＴ演算回路及びω_s演算回路を詳
しく示すブロック図である。

【図５】図１のＲＯＭの内容の一部を原理的に示す図で
ある。

【図６】電圧ベクトルを示す図である。

【図７】回転磁界ベクトルを示す図である。

【図８】図１の各部の状態を示す図である。

【図９】磁束変化とベクトルとの関係を示す図である。

【図１０】図１０は実施例の効果を説明するためのもの
であって、（Ａ）は実際の二次抵抗を示し、（Ｂ）は本
実施例で推定した二次抵抗を示し、（Ｃ）は二次抵抗に
固定値をしようした場合の速度変化を示し、（Ｄ）は二
次抵抗の本実施例の値を使用した場合の速度変化を示
す。

【符号の説明】

１モータ２インバータ５ＲＯＭ５１インバータ角周波数演算回路

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【手続補正書】

【提出日】平成６年１月１０日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】発明の名称

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の名称】誘導電動機の二次抵抗検出装置

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相ＰＷＭインバータで駆動される三相
誘導電動機の二次巻線抵抗を検出する方法であって、前記三相ＰＷＭインバータの三相出力電圧瞬時値
（Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1c）及び三相出力電流瞬時値（Ｉ_1a、
Ｉ_1b、Ｉ_1c）を検出し、前記三相出力電圧瞬時値（Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1c）を二相出
力電圧瞬時値（Ｖ_1d、Ｖ_1q）に変換し、前記三相出力電流瞬時値（Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1c）を二相出
力電流瞬時値（Ｉ_1d、Ｉ_1q）に変換し、前記二相出力電圧瞬時値（Ｖ_1d、Ｖ_1q）と前記二相出力
電流瞬時値（Ｉ_1d、Ｉ_1q）とに基づいて前記誘導電動機
の一次磁束（φ_1d、φ_1q）及び二次磁束（φ_2d、φ_2q）
を求め、前記二相出力電流瞬時値（Ｉ_1d、Ｉ_1q）と前記一次磁束
（φ_1d、φ_1q）と前記二次磁束（φ_2d、φ_2q）とに基づ
いて前記二次巻線抵抗を演算で決定することを特徴とす
る誘導電動機の二次抵抗検出方法。
【請求項２】前記二次巻線抵抗Ｒ₂の演算での決定をＲ₂＝｛−Ｍφ_2dｐφ_2d−Ｍφ_2qｐφ_2q｝／｛（φ_1d−Ｌ₁₁Ｉ_1d）φ_2d ＋（φ_1q−Ｌ₁₁Ｉ_1q）φ_2q｝（ここで、Ｍは誘導電動機の一次巻線と二次巻線の相互
インダクタンス、Ｌ₁₁及びＬ₂₂は一次及び二次巻線の自
己インダクタンス、ｐはｄ／ｄｔを示す微分演算子であ
る。）の式に従って行うことを特徴とする請求項１記載
の誘導電動機の二次抵抗検出方法。