JPH06292391A

JPH06292391A - 交流モ−タの回転速度制御装置

Info

Publication number: JPH06292391A
Application number: JP5100416A
Authority: JP
Inventors: Isao Takahashi; 勲高橋; Toshiyuki Uemachi; 俊幸上町
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1993-04-02
Filing date: 1993-04-02
Publication date: 1994-10-18

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータでモータの回転速度を制御する際
にモータの回転速度をセンサを使用しないで推定する方
式において、回転速度の推定を簡単且つ正確に行う。【構成】三相インバータ２と、モータ１と、速度推定
手段と、ＲＯＭ５と、ＲＯＭ制御回路とを有する。イン
バータ２はＲＯＭ５から読み出された電圧ベクトルデー
タに対応して制御される。モータの推定角速度ω_mをイ
ンバータ角周波数ω₀からすべり角速度ω_sを減算する
ことによって求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変
調）のスイッチングパターン（単位ベクトルデータ）を
メモリに予め書き込んでおき、これを読み出すことによ
ってインバータを制御し、インバータに接続された交流
モータの回転速度を制御する装置に関し、更に詳細に
は、速度センサを使用しない回転速度制御装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】交流モータの速度制御を行うために、Ｐ
ＷＭ制御インバータを使用することは公知である。ま
た、ＰＷＭ制御を行うために、近似正弦波が得られるよ
うに、ＰＷＭスイッチングパターンを予めＲＯＭに書き
込んでおき、これに基づいてインバータを制御すること
も公知である。更に、三相インバータを各相独立に制御
せずに、三相を一括制御し、所望の電圧ベクトルを発生
させ、所望の回転磁界を得る方式も既に提案されてい
る。更に、インバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御す
るためのＰＷＭスイッチングパターンが書き込まれてい
るメモリから、前記ＰＷＭスイッチングパターンを読み
出して前記インバータを制御することにより前記インバ
ータに接続された交流モータの速度を制御する方式にお
いて、前記モータの回転速度、または回転速度に関連し
た情報を示す検出信号を得て、この検出信号と前記モー
タの所望回転速度、または回転速度に関連した所望情報
を示す基準信号との差が小さくなるに従って前記インバ
ータのゼロベクトル出力時間が長くなるように前記メモ
リの読み出しを制御することも特開昭６２−２０７１９
６号公報に開示されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、回転速度制
御のために速度センサを設けると、必然的に装置がコス
ト高になる。速度センサを使用しないで回転速度を推定
する方法として、誘導電動機の電源周波数とすべり角速
度に基づいて回転速度を推定する方法がある。この方法
における従来の電源の周波数の演算には、磁束の位相角
と微分する手法が用いられてきた。この電源周波数演算
は微分演算のため、ノイズに弱く演算誤差を生じ易いと
いった欠点を持っていた。更に、磁束の回転、停止を繰
り返すインバータ駆動システムでは、その微分値が断続
的な値であるため、回転速度を求める際にローパスフィ
ルタを用いて平均化する必要があった。このフィルタが
システムの速度応答や安定性に影響を及ぼすといった欠
点があった。

【０００４】そこで、本発明の目的は、速度センサを使
用しないで回転速度を推定してモータの回転速度を制御
する装置における制御性を向上させることにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、交流モータの回転速度をインバータを使用
して制御する回転速度制御装置であって、前記インバー
タのスイッチをオン・オフするためのスイッチングパタ
ーンが書き込まれているメモリと、前記交流モータの所
望回転速度を示す速度指令を発生する速度指令発生装置
と、前記速度指令発生装置から出力された速度指令と前
記交流モータの推定回転速度との差に対応する差信号を
形成し、この差信号を比例補償又は比例積分補償して補
償差信号を形成し、この補償差信号に基づいて前記メモ
リからスイッチングパターンを読み出すように構成さ
れ、且つ前記推定回転速度を求めるために前記インバー
タの出力電流と出力電圧とに基づいて前記交流モータの
すべり角周波数に対応する第１の物理量を求め、前記補
償差信号に基づいて前記交流モータの一次巻線に入力す
る電力の角周波数に対応する第２の物理量を求め、前記
第１の物理量と前記第２の物理量との差を求め、この差
を前記推定回転速度とするように構成された制御回路と
を備えていることを特徴とする交流モータの回転速度制
御装置に係わるものである。

【０００６】

【発明の作用及び効果】本発明では補償差信号を使用し
てインバータ角周波数（モータ入力角周波数）を求めて
回転速度を推定するので、インバータ角周波数を求める
段階において微分やローパスフィルタ演算を行うことが
不要になり、応答性及び安定性の良い速度制御が可能に
なる。

【０００７】

【実施例】次に、本発明の実施例に係わるインパルシブ
ルトルクドライブインバータ装置による三相交流モータ
（誘導電動機）の回転速度制御装置を説明する。この速
度制御装置を示す図１において、三相誘導電動機から成
るモータ１には、ＰＷＭ制御可能な三相インバータ２が
接続されている。インバータ２は、直流電源３にトラン
ジスタから成るスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、
Ｑ5 、Ｑ6 をブリッジ接続したものである。６個のスイ
ッチ素子Ｑ1 〜Ｑ6 は、駆動回路４から供給される制御
信号に応答してオン・オフ動作する。なお、インバータ
２の上側の３つのスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 と下側
の３つのスイッチ素子Ｑ4、Ｑ5 、Ｑ6 とは、互いに逆
に動作するので、一方の制御を特定すれば、インバータ
全体の制御が特定される。ここでは、ＲＯＭ（リードオ
ンリーメモリ）５から読み出される第１、第２、及び第
３の信号Ａ、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を特定
し、信号Ａ、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“１”の時にス
イッチ素子Ｑ1、Ｑ2 、Ｑ3 がオン、低レベル即ち論理
“０”の時にスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 がオフとす
る。

【０００８】

【ＲＯＭアドレス説明】ＲＯＭ５はインバータ２をＰＷ
Ｍ制御するためのＰＷＭスイッチングパターン（単位ベ
クトルデータ）を予め書き込んだものである。このＲＯ
Ｍ５は正転ＰＷＭパターンメモリＭ1 、Ｍ5 と、正転用
ゼロベクトルメモリＭ2 と、逆転ＰＷＭパターンメモリ
Ｍ3 、Ｍ7 と、逆転用ゼロベクトルメモリＭ4 と、正転
用法線ベクトルＭ6 と、逆転用法線ベクトルＭ8 を有す
る。各メモリＭ1 〜Ｍ8 は例えば０〜１０２３までの１
０２４アドレスを各々有し、各々アップ・ダウンカウン
タ６の１０ビットの２進出力ライン６ａの値でアドレス
指定される。ただし、８つのメモリＭ1 〜Ｍ8 から１つ
が選択され、この選択されたメモリの出力のみがインバ
ータ２の制御のために有効に使用される。この選択を行
うためにＲＯＭ５はゼロベクトル選択制御端子７と、正
転逆転選択制御信号入力端子８と、法線ベクトル選択制
御端子４２とを有する。まず、法線ベクトル選択制御信
号端子４２が論理“０”の時はゼロベクトルメモリを含
むＭ1 〜Ｍ4 が選択される。また、論理“１”の時は法
線ベクトルメモリを含むＭ5 〜Ｍ8 が選択される。ゼロ
ベクトル選択制御信号入力端子７が論理“０”の時には
メモリＭ1 とＭ3 、またはＭ5とＭ7 とのいずれか一つ
が選択され、論理“１”の時にはメモリＭ2 とＭ4 、ま
たはＭ6 とＭ8 とのいずれか一つが選択される。更に、
正転逆転選択制御信号入力端子８が“０”の場合にはメ
モリＭ1 とＭ2 、またはＭ5 とＭ6 とのいずれか一つが
選択され、“１”の時にはメモリＭ3 とＭ4 、またはＭ
7 とＭ8 とのいずれか一つが選択される。今、ライン６
ａの１０ビットをＡ0 〜Ａ9 の１０ビットで表わし、入
力端子７の入力ビットをＡ10で表わし、入力端子８の入
力ビットをＡ11で表わし、入力端子４２の入力ビットを
Ａ12で表わすとすれば、Ａ0 〜Ａ9の１０ビットでアド
レスが指定される。また、Ａ10、Ａ11、Ａ12を［Ａ12、
Ａ11、Ａ10］と表わせば、［０００］の時に第１のメモ
リＭ1 （正転ＰＷＭスイッチングパターン）が選択さ
れ、［００１］の時に第２のメモリＭ2 （正転用ゼロベ
クトル）が選択され、同様に［１１１］でＭ8 （逆転用
法線ベクトル）が選択される。

【０００９】モータ１の回転速度を制御するために回転
速度の情報が必要になる。従来は速度検出器によって回
転速度を検出したが、本実施例では装置の低コスト化を
達成するために速度検出器を設けずに速度推定手段を設
けている。モータ１の角速度ω_mはインバータ２の角周
波数ω₀とモータ１のすべり角速度ω_sに基づいてω_m
＝ω₀−ω_sで決定することができる。そこで、図１で
は推定角速度ω_mを求めるために、すべり角速度演算及
び磁束検出回路５０とインバータ角周波数演算回路５１
と減算器５２とローパスフィルタ５３とが設けられてい
る。この角速度推定方法の詳細は後述する。

【００１０】減算器５２で求められた推定モータ速度ω
_mはディジタルローパスフィルタ５３を通り、ライン９
ａから差信号形成手段（比較手段）としての減算器１０
に入力し、速度指令発生手段としてのライン１１のディ
ジタル速度指令（所望回転速度）即ち基準信号と比較さ
れ、両者の差信号が減算器１０から得られる。

【００１１】減算器１０の出力はＫ（１＋１／Ｔis）で
表わされる比例積分補償回路１２に入力し、この出力ラ
イン１３に補償出力ω_PIが得られる。この補償出力ω_PI
は制御における操作量を示すものであり、これに基づい
てメモリ５からのベクトルデータの読み出しが決定され
ると共に、本発明に従うインバータ角周波数ω₀が決定
される。

【００１２】補償出力ライン１３の信号ω_PI即ち補償差
信号ＶD は、この差信号ＶD の正負を判定するための第
１の比較器１４に入力すると共に、絶対値回路１５を通
って第２の比較器１６に入力する。正転・逆転（Ｆ／
Ｂ）を決定するための第１の比較器１４の出力端子はカ
ウンタ６のアップ・ダウン入力端子Ｕ／Ｄに接続されて
いると共にＲＯＭ５の正転逆転選択信号入力端子８に接
続されている。

【００１３】１７は発振器（ＯＳＣ）であって、２０〜
５０kHz 程度のクロックパルスを発生する。この発振器
１７の出力端子はＡＮＤゲート１８の一方の入力端子に
接続され、このＡＮＤゲート１８の出力端子がカウンタ
６のクロック入力端子ＣＬに接続されているので、ＡＮ
Ｄゲート１８のもう一方の入力端子が高レベルの時のみ
発振器１７の出力がクロックパルスとしてカウンタ６に
入力する。

【００１４】駆動・停止を判定するための第２の比較器
１６の非反転入力端子には三角波発生器１９が接続され
ている。三角波発生器１９は例えば、発振器１７の出力
周波数よりは低い１．５kHz で三角波電圧Ｖc （キャリ
ア）を発生し、このＶc と差信号ＶD の絶対値とが比較
器１６で比較される。第２の比較器１６の出力端子はＮ
ＯＴ回路２０を介してＡＮＤゲート１８の入力端子に接
続されていると共に、ＲＯＭ５の零ベクトル選択制御信
号入力端子７に接続されている。

【００１５】すべり角速度演算及び磁束検出回路５０は
インバータ２の出力電圧と電流に基づいてすべり角速度
ω_sを演算し且つ磁束を検出するように構成されてい
る。従って、インバータ２の３本の出力ライン３１ａ及
びモータ１の入力電流を検出するための電流センサ４３
ａ、４３ｂ、４３ｃの３本の出力ライン３４ａがすべり
角速度演算及び磁束検出回路５０に接続され、このすべ
り角速度ω_sの出力ライン５４は減算器５２に接続さ
れ、この磁束信号出力ライン５５はＲＯＭ５の端子４２
に接続されている。なお、図１ではメモリ５からのベク
トルデータ（スイッチングパターン）の読み出しを制御
する回路が、アナログ的に示されているが、実際には、
減算器１０、比例積分補償回路１２、比較器１４、１
６、絶対値回路１５、三角波発生回路１９、すべり角速
度演算及び磁束検出回路５０、インバータ周波数演算回
路５１、減算器５２、及びローパスフィルタ５３はＤＳ
Ｐ（ディジタル信号処理装置）で構成されている。ま
た、インバータ２の出力電圧検出ライン３１ａ及び電流
検出ライン３４ａにはＡ／Ｄ変換器が接続されている
が、図面を簡単にするために図１では省略されている。

【００１６】図２は図１のすべり角速度演算及び磁束検
出回路５０を詳しく示す。この回路５０の各部を説明す
る前に一次鎖交磁束の検出方法の原理を説明する。

【００１７】誘導電動機の特性方程式は次の（１）式で
表わすことができる。

【００１８】

【数１】

【００１９】ここで、ｖ₁は一次電圧ベクトル、Ｒ₁は
一次巻線抵抗、ｉ₁は一次電流ベクトル、Ｒ₂は二次巻
線抵抗、ｉ₂は二次電流ベクトル、Ｌ₁₁は一次巻線イン
ダクタンス、Ｌ₂₂は二次巻線インダクタンス、ω_ωは回
転子回転角速度、Ｍは一次、二次巻線相互インダクタン
ス、ｄ／ｄt は微分演算子、Ｐは極対数である。

【００２０】一次鎖交磁束φ₁による誘導起電力Ｅは次
の（２）式で与えられる。Ｅ＝Ｌ₁₁ｄi ／ｄt ＋Ｍdi／ｄt ・・・（２）従って、一次鎖交磁束ベクトルφ₁は次の（３）式とな
る。

【００２１】

【数２】

【００２２】（３）式の両辺をＬ₁₁で削り、この瞬時ベ
クトルをｉ₀とすれば、次式が得られる。ｉ₀＝φ₁／Ｌ₁₁＝ｉ₁＋Ｍｉ₂／Ｌ₁₁ ・・・（４）これは一次鎖交磁束に対する励磁電流に相当するもので
ある。

【００２３】式（１）からｖ₁を次の式（５）で示すこ
とができる。ｖ₁＝（Ｒ₁＋ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁＋（ｄＭ／ｄt ）ｉ₂ ・・・（５）式（３）（５）よりｉ₂を消去すると、次の式（６）が
得られる。

【００２４】ｖ₁＝（Ｒ₁＋ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁＋ｄ（φ₁−Ｌ₁₁ｉ₁）／ｄt ＝ｉ₁Ｒ₁＋（ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁＋ｄφ₁／ｄt −（ｄＬ₁₁／ｄt ）ｉ₁ ｄφ₁／ｄt ＝ｖ₁＋ｉ₁Ｒ₁ ・・・（６）

【００２５】一次鎖交磁束ベクトルφ₁は次の式（７）
で与えられる。

【００２６】

【数３】

【００２７】ｄ、ｑ軸直交座標で表わすと次式になる。

【００２８】

【数４】

【００２９】よって求める一次鎖交磁束は次式で示され
る。

【００３０】

【数５】

【００３１】一次電圧Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1c、一次電流
Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1cの３相／２相変換式は次の式（９）
（１０）で与えられる。

【００３２】

【数６】

【００３３】一次電圧、一次電流から一次鎖交磁束を求
める過程を示す式（８）、（８ｂ）、（９）、（１０）
をブロック図で示すと図２及び図３になる。図２におい
てインバータ２の出力ライン３１ａは演算増幅器から成
る三相二相変換回路３１に接続されている。この三相に
相変換回路３１では、式（９）に従ってインバータ２の
出力電圧Ｖ_1a、Ｖ_1b、Ｖ_1cを二相出力電圧Ｖ_d1、Ｖ_q1に
変換する。インバータ２の電流検出ライン３４ａは演算
増幅器から成る三相二相変換回路３４に接続されてい
る。この変換回路３４は式（１０）に従ってインバータ
出力電流Ｉ_1a、Ｉ_1b、Ｉ_1cを二相の電流Ｉ_1d、Ｉ_1qに変
換する。

【００３４】φ_1d、φ_1q演算回路６０は、電圧及び電流
三相二相変換回路３１、３４にそれぞれ接続され、
Ｖ_1d、Ｖ_1q、Ｉ_1d、Ｉ_1qに基づいて式（８）の演算を実
行して直交座標で表わされた一次磁束φ_1d、φ_1qを出力
する。この演算回路６０は、図３に示すようにＩ_1d、Ｉ
_1qにＲ₁をかけるための２つのかけ算器６１、６２と、
Ｖ_1d、Ｖ_1qとＩ_1dＲ₁、Ｉ_1qＲ₁との減算を行う２つの
減算器６３、６４と、これ等の出力を積分するための２
つの積分器６５、６６で示すことができる。

【００３５】図２に示すようにφ_2d、φ_2q演算回路７０
はφ_1d、φ_1q演算回路６０と電流の三相二相変換回路３
４に接続されており、モータ１の二次磁束φ_2d、φ_2qを
演算する。このφ_2d、φ_2q演算回路７０の詳細は図３に
示すように２つのＬ₂₂／Ｍ乗算器７１、７２と、２つの
（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ乗算器７３、７４と、２つの減
算器７５、７６とから成り、次の式（１２）の演算を実
行する。 φ_2d＝（Ｌ₂₂／Ｍ）φ_1d−｛（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ｝Ｉ_1d φ_2q＝（Ｌ₂₂／Ｍ）φ_1q−｛（Ｌ₁₁Ｌ₂₂−Ｍ²）／Ｍ｝Ｉ_1q ・・（１２）

【００３６】図２のトルクＴ演算回路８０はφ_1d、φ_1q
演算回路６０と電流の三相二相変換回路３４とに接続さ
れ、詳細には図４に示すように２つの乗算器８１、８２
と、１つの減算器８３とから成り、次の式（１３）の演
算を実行する。Ｔ＝φ_1dＩ_1q−φ_1qＩ_1d ・・・（１３）

【００３７】図２のすべり角速度ω_sの演算回路９０は
二次磁束φ_2d、φ_2q演算回路７０とトルクＴ演算回路８
０に接続されており、詳細には図４に示すようにＲ2 乗
算器９１と、φ₂演算回路９２と、除算器９３とから成
り、次の式（１４）の演算を実行する。 ω_s＝Ｒ₂Ｔ／｜φ₂｜・・・（１４）なお、Ｒ₂はモータ１の２次抵抗である。また、φ₂演
算回路９２はφ₂＝（φ_2d ²＋φ_2q ²）^1/2の演算を実
行する。

【００３８】図２のφ₁演算回路３９は、φ_1d、φ_1q演
算回路６０に接続され、式（８ｂ）の演算を実行し、一
次磁束φ₁の絶対値を出力する。Δ｜φ₁｜のヒステリ
シス比較幅を有するヒステリシス比較器４０、４１にて
一次鎖交磁束の検出値｜φ₁｜と一次鎖交磁束指令値｜
φ_1a｜が比較される。そして、｜φ₁｜が｜φ_1a｜＋Δ
｜φ₁｜を越えて更に増加した時比較器４１は論理
“０”を出力しＲＯＭ５においてゼロベクトルを含むブ
ロックＭ1 〜Ｍ4 を選択する。また、｜φ₁｜が｜φ_1a
｜−Δ｜φ₁｜を越えて更に減少した場合論理“１”を
出力しＲＯＭ５において法線ベクトルを含むブロックＭ
5 〜Ｍ8 を選択する。これにより、一次磁束φ₁の大き
さが一定に制御される。

【００３９】推定角速度ω_mを求めるために必要なイン
バータ角周波数ω₀は図１のω₀演算回路５１で次の式
（１５）に従って求める。 ω₀＝Ｋ・ω_PI ・・・（１５）ここで、Ｋはインバータ２が出力することが可能な最大
出力周波数ｆm1を比例積分補償回路１２の出力信号ω_PI
のとり得る最大値ｆm2で割った値（ｆm1／ｆm2）であ
る。式（１５）によるインバータの角周波数ω₀の演算
は微分を用いない簡単な演算であるので、微分による演
算誤差を抑えることができる。また、比例積分回路１２
の出力ω_PIは、インバータ周波数（モータ電源周波数）
の基本成分でリプルが存在せず、ローパスフィルタ演算
を用いることなく時間遅れなしで周波数が得られる。こ
のように微分演算やローパスフィルタ演算を使用しない
と速度制御のための演算時間を短縮することができ、サ
ンプリング周期を短くして制御性を向上させることがで
きる。図１０は図１の方式によるモータ１の速度制御の
負荷特性を示す。各目標速度ω_mにおける最大制御誤差
は６rpm であった。

【００４０】電圧ベクトルとゼロベクトルに基づくイン
バータの制御はインパルシブルトルクドライブを説明す
る。

【ＲＯＭの内容】ＲＯＭ５に原理的に示す如くデータが
書き込まれている。即ちＲＯＭは０〜１０２３のアドレ
スを有するが、図５は説明を簡単にするために０〜５１
１のアドレスの場合のベクトルの配置を示す。正転ＰＷ
ＭパターンメモリＭ1 、Ｍ5 のアドレス０〜３には例え
ば電圧ベクトルＶ6 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ2 のデータが順に
書き込まれ、正転用ゼロベクトルメモリＭ2 のアドレス
０〜３には零ベクトルＶ7、Ｖ0 、Ｖ7 、Ｖ0 のデータ
が順に書き込まれ、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ3、Ｍ7
のアドレス０〜３には電圧ベクトルＶ1 、Ｖ5 、Ｖ1
、Ｖ5 のデータが順に書き込まれ、逆転用ゼロベクト
ルメモリＭ4 には零ベクトルＶ0 、Ｖ7 、Ｖ0、Ｖ7 の
データが順に書き込まれ、正転用法線ベクトルメモリＭ
6 のアドレス０〜３には正転用ＰＷＭパターンメモリＭ
1 のアドレス０〜３のベクトルに対応する法線ベクトル
Ｖ4 が書き込まれ、逆転用法線ベクトルメモリＭ8 のア
ドレス０〜３には逆転用ＰＷＭパターンメモリＭ3 のア
ドレス０〜３のベクトルに対応する法線ベクトルＶ4 が
書き込まれている。残りのアドレス４〜５１１にもアド
レス０〜３と同一の原理でベクトルデータが書き込まれ
ている。図５の各アドレスのベクトルデータは原理を示
すものであるため、実際のデータとは異なる。今、正転
ＰＷＭパターンメモリＭ1 のアドレス０〜８４（０度〜
６０度区間に対応）の実際の電圧ベクトルデータを示す
と、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ6 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ2 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、Ｖ3 、になる。

【００４１】図６は６個の電圧ベクトルＶ1 〜Ｖ6 と、
２つの零ベクトルＶ0 、Ｖ7 とを示す。インバータ２の
スイッチ素子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 のとりうるスイッチング
状態は、（０００）、（００１）、（０１０）、（０１
１）、（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１
１）の８つであるので、これをＶ0 、Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ
3、Ｖ4 、Ｖ5 、Ｖ6 、Ｖ7 で表わすことにする。本実
施例の装置では、電圧ベクトルＶ0 〜Ｖ7 がＲＯＭ５に
書き込まれ、これが制御データ（Ａ、Ｂ、Ｃ）として出
力される。８つのベクトルＶ0 〜Ｖ7 を組み合せると、
正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトルを得ることができ
る。

【００４２】

【ベクトル選択】図７は回転磁界ベクトルφ₁を得るた
めの電圧ベクトルの選択を示すものである。回転磁界ベ
クトルφ₁の先端（終点）の軌跡を円に近づけるために
は、３３０度〜３０度区間で第６及び第２のベクトルＶ
6 、Ｖ2 、３０度〜９０度区間で第２及び第３のベクト
ルＶ2 、Ｖ3 、９０度〜１５０度区間で第３及び第１の
ベクトルＶ3 、Ｖ1 、１５０度〜２１０度区間で第１及
び第５のベクトルＶ1 、Ｖ5 、２１０度〜２７０度区間
で第５及び第４のベクトルＶ5 、Ｖ4 、２７０度〜３３
０度区間で第４及び第６のベクトルＶ4 、Ｖ6 を選択す
る。原理的に示す図７の３３０度〜３０度区間では有意
ベクトルとしてＶ6 とＶ2 とが選択され、ベクトル回転
を止める時に零ベクトルＶ7 が選択されている。また、
法線ベクトルとは磁束の円軌跡の中心から半径方向に向
かうベクトルのことであり、図７の３３０度〜３０度区
間ではＶ4 、３０度〜９０度区間ではＶ6 が選択され
る。モータ１を正転させる時には図７でＵＰで示す方向
に回転磁界ベクトルφ1 が回転され、逆転又は制動する
時には、ＤＯＷＮで示す方向に回転される。

【００４３】

【動作】次に、図８及び図９を参照して図１の回路の制
動動作を説明する。ライン９ａに得られる推定速度信号
とライン１１の基準信号（目標信号）との比較に基づい
て差信号ＶD が得られると、この信号の正負が第１の比
較器１４で判定され、今、正信号であるとすれば、図８
の（Ｃ）のｔ4 以前に示す如く比較出力が低レベル
“０”となり、これがカウンタ６に入力する。このた
め、カウンタ６はこの期間にはアップ動作する。第２の
比較器１６においては、差信号ＶD の絶対値と三角波電
圧ＶC とが図８の（Ａ）に示す如く比較され、図８の
（Ｂ）の出力が発生する。即ち、三角波電圧ＶC が差信
号ＶD の絶対値よりも高い時（ｔ1 〜ｔ2 ）に高レベル
出力“１”を発生し、逆の時（ｔ2 〜ｔ3 ）には低レベ
ル出力“０”を発生する。ｔ1 〜ｔ2 のように第２の比
較器１６の出力ビットＡ10が高レベル“１”であり、第
１の比較器１４の出力ビットＡ11が低レベル“０”であ
り、更に、図８の（Ｃ）に示すように図３のヒステリシ
ス比較器４０、４１の出力が低レベル（Ｌ）であるｔ10
以前の時には、ＲＯＭ５においては［Ａ12 Ａ11 Ａ1
0］＝［００１］に応答して正転用ゼロベクトルメモリ
Ｍ2 が選択され、ｔ2 〜ｔ3 のように［Ａ12 Ａ11 Ａ
10］＝［０００］の時には正転ＰＷＭパターンＭ1が選
択される。また、第２の比較器１６の出力が高レベル
（Ｈ）の期間（ｔ1 〜ｔ2 ）では、ＮＯＴ回路２０の出
力が低レベルになり、ＡＮＤゲート１８を発振器１７の
クロックパルスが通過することが阻止され、カウンタ６
がインクリメントされないため、同一アドレスを指定し
続ける。一方、第２の比較器１６の出力が低レベルの期
間（ｔ2 〜ｔ3 ）ではＮＯＴ回路２０の出力が高レベル
になるため、発振器１７の出力クロックパルスはＡＮＤ
ゲート１８を通過してカウンタ６の入力パルスとなる。
これにより、カウンタ６の１０ビットＡ0 〜Ａ9 の値が
アップ動作で増大し、メモリＭ1 のアドレスが順次に指
定される。しかし、ｔ3 時点で第２の比較器１６の出力
が高レベルになると、カウンタ６のクロック入力が禁止
され、カウンタ６はこの時点のアドレス指定を保持す
る。例えば、図５に示す如くアドレス２でメモリＭ1 の
ベクトルＶ6 が読み出されている時に、メモリＭ2 が選
択されると、同一のアドレス２における正転用零ベクト
ルＶ7 （１１１）が選択される。零ベクトルＶ7 は第２
の比較器１６の出力が高レベルの間発生し続け、比較出
力が低レベルに戻って再びカウンタ６のクロックパルス
が入力し、カウンタ６の出力が１段インクリメントされ
ると、正転ＰＷＭパターンメモリＭ1 のアドレス３の電
圧ベクトルＶ2 （０１０）が選択される。零ベクトルは
Ｖ0 （０００）とＶ7 （１１１）との２種類から成る
が、スイッチ素子Ｑ1 〜Ｑ6の切換えが少なくてすむ方
のベクトルが選択される。カウンタ６が１０進数の０〜
１０２３に対応する２進数を発生し終ると、正転ＰＷＭ
パターンの０〜３６０度の全電圧ベクトルデータが読み
出され、インバータ２から三相の近似正弦波電圧が発生
し、且つモータ１に円軌跡に近い回転磁界ベクトルが生
じる。

【００４４】このような制御において、目標回転速度と
推定速度との差が小さくなると、第２の比較器１６の出
力が高レベルになる期間が相対的に長くなり、零ベクト
ルが選択される期間が長くなる。

【００４５】また、ｔ20〜ｔ4 のようにライン１１の基
準信号のレベルを下げて低速回転指令状態にすれば、差
信号ＶD の絶対値のレベルも低下し、インバータ２の出
力周波数ｆが低下すると共に出力電圧Ｖも低下し、モー
タ１が低速駆動状態になる。

【００４６】図８のｔ4 において逆転指令に切り換り、
差信号ＶD が負になると、第１の比較器１４の出力が高
レベルになり、逆転制御になる。なお、上記ＰＷＭ制御
において、電圧ベクトルの切り換えが行われる時には、
一対のスイッチ素子Ｑ1 、Ｑ4 、又はＱ2 、Ｑ5 、又は
Ｑ3 、Ｑ6 間がストレージ等で短絡され、これらが破壊
するおそれがあるので、これを防止するために、ベクト
ル相互間に無制御期間を設けることが望ましい。

【００４７】図８のｔ10〜ｔ20は図３のヒステリシス比
較器４０、４１の出力が高レベルになる期間である。つ
まり、ｔ10において図３のライン１１の速度基準信号が
急激に増加した場合、差信号ＶD は図８の（Ａ）のよう
に急激に増加し、従って正転ベクトルを出力する期間が
急激に増加しモータの回転速度を急激に増加しようと動
作する。その結果、所望の加速度を得るためにモータの
一次電流は急激に増加する。しかし、モータの一次巻線
抵抗による電圧降下も増加しモータの一次鎖交磁束｜φ
₁｜は逆に図８の（Ｃ）のｔ10以後のように低下する。
｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜以下に低下するとヒステリシス比
較器が動作し、高レベルを出力する。この時は、ＲＯＭ
５においては端子４２が高レベルとなるため法線ベクト
ルを含むブロックＭ5 〜Ｍ8 が選択される。従って、ｔ
10〜ｔ20の期間で且つ第２の比較器が高レベルの期間ｔ
11〜ｔ12では正転用ゼロベクトルメモリＭ2 の代りに正
転用法線ベクトルメモリＭ6 が選択される。図９は３０
度〜９０度区間におけるこの様子を示したものである。
また、同様に第２の比較器が低レベルの期間ｔ12〜ｔ13
はＭ5 が選択される。このようにゼロベクトルの代りに
法線ベクトルを出力することによりモータの一次鎖交磁
束の大きさが増加されモータの一次鎖交磁束｜φ₁｜を
｜φ_1a｜−Δ｜φ₁｜以上にすることが可能になる。こ
の結果モータは所望の加速度が得られ応答良く速度基準
信号の増加に追従し、所望の回転速度に達することが可
能になる。次に、例えばライン１１の速度基準信号のレ
ベルが低下し、一次電流が減少すると一次巻線抵抗によ
る電圧降下も減少し一次鎖交磁束は結果として増加す
る。ｔ20において一次鎖交磁束が｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜
を越えるとヒステリシス比較器の出力は低レベルにな
り、従ってＲＯＭ５においては端子４２が低レベルにな
るためゼロベクトルを含むブロックＭ1 からＭ4 が選択
され一次鎖交磁束は減少し｜φ_1a｜＋Δ｜φ₁｜以下に
なる。以上により、モータの一次鎖交磁束｜φ₁｜は｜
φ_1a｜±Δ｜φ₁｜の範囲内に制御されることになる。
回転方向が逆転するとｔ4 以後も同様な動作が行われ
る。

【００４８】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。（１）比例積分補償回路１２を比例回路又は積分回路
としてもよい。（２）第１のベクトルデータとして電圧ベクトルデー
タのみを使用しないで、電圧ベクトルデータと零ベクト
ルデータとの組み合せを使用して波形を改善してもよ
い。即ちメモリＭ1 、Ｍ3 の電圧ベクトルの配列の中に
零ベクトルを配置してもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施例のモータ速度制御回路を示すブロック図
である。

【図２】図１のすべり角速度演算及び磁束検出回路を示
すブロック図である。

【図３】図２の一次磁束演算回路及び二次磁束演算回路
を詳しく示すブロック図である。

【図４】図２のトルクＴ演算回路及びω_s演算回路を詳
しく示すブロック図である。

【図５】図１のＲＯＭの内容の一部を原理的に示す図で
ある。

【図６】電圧ベクトルを示す図である。

【図７】回転磁界ベクトルを示す図である。

【図８】図１の各部の状態を示す図である。

【図９】磁束変化とベクトルとの関係を示す図である。

【符号の説明】

１モータ２インバータ５ＲＯＭ５１インバータ角周波数演算回路

【手続補正書】

【提出日】平成５年７月１２日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】図面の簡単な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【図面の簡単な説明】

【図６】電圧ベクトルを示す図である。

【図７】回転磁界ベクトルを示す図である。

【図８】図１の各部の状態を示す図である。

【図９】磁束変化とベクトルとの関係を示す図である。

【図１０】トルクと回転速度との関係を示す図である。

【符号の説明】１モータ２インバータ５ＲＯＭ５１インバータ角周波数演算回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流モータの回転速度をインバータを使
用して制御する回転速度制御装置であって、前記インバータのスイッチをオン・オフするためのスイ
ッチングパターンが書き込まれているメモリと、前記交流モータの所望回転速度を示す速度指令を発生す
る速度指令発生装置と、前記速度指令発生装置から出力された速度指令と前記交
流モータの推定回転速度との差に対応する差信号を形成
し、この差信号を比例補償又は比例積分補償して補償差
信号を形成し、この補償差信号に基づいて前記メモリか
らスイッチングパターンを読み出すように構成され、且
つ前記推定回転速度を求めるために前記インバータの出
力電流と出力電圧とに基づいて前記交流モータのすべり
角周波数に対応する第１の物理量を求め、前記補償差信
号に基づいて前記交流モータの一次巻線に入力する電力
の角周波数に対応する第２の物理量を求め、前記第１の
物理量と前記第２の物理量との差を求め、この差を前記
推定回転速度とするように構成された制御回路とを備え
ていることを特徴とする交流モータの回転速度制御装
置。
【請求項２】前記制御回路は、前記第２の物理量を求
めるために、前記インバータが出力することが可能な最
大出力周波数と前記補償差信号がとり得る最大の値との
比に対応する物理量を前記補償差信号にかけ算する演算
手段を含んでいることを特徴とする請求項１記載の交流
モータの回転速度制御装置。