JPS62203596A - 三相交流電動機の速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はブラシレス・サーボモータ等の三相交流！動機
の速度制御装量の改良に関する。

〔従来の技術〕

ブラシレス・サーボモータのトルク発生原理は次のとお
りである。

（ａ）ブラシレス・モータの構造は一般の永久磁石形同
期機と同様で、固定電機子と回転磁石界磁とからなって
いる。

（ｂ）界磁には、永久磁石を用いることが特徴である。

一般的な磁石界磁形直流す−？モータの電機子と磁石界
磁の位置が内と外で逆になったものであり、ブラシとコ
ミュテータによる整流機構が、回転子位置検出機構と半
導体スイッチに置き換えられ念ものである。

（Ｃ）従って、ブラシレス・モータのトルクは直流モー
タと同様に電機子起磁力と回転子の磁束が、常に直交関
係を保つように、電機子巻線に電流を供給することによ
り得られる。

（ｄ）回転子の磁束はファラデーの法則、レンツの法則
により電機子巻線の誘起電圧波形にて間接的に観測でき
るので、前記回転子位置、検出機構の基準位置を誘起電
圧波形に合せ、決めておくことにより、取るべき電機子
起磁力方向が判定できる。

（ｅ）ブラシレス・モータの電機子巻線は通常三相の平
衡巻線であるので、回転子の回動により、各々の電機子
巻線には、互いに回転子の基準位置からの変位角（％を
気角）で１２０度位相のずれた誘起常圧が発生する。

（ｆ）各相の電機子導体に又差する磁束は円周方向に正
弦波状に分布する様にモータ磁気回路゛が設計されてい
る。

つまり、（ｅ）と（ｆ）から各相の磁束密度をＢｕ、Ｂ
ｖＢＷ磁束密度の最大値をＢｍ、回転子の変位角をθ　
とすると Ｂ、　＝　Ｂｍ−８ＩＮ（θｒ）、　ＢＹ＝Ｂｍ−８Ｉ
Ｎ（θ、＋１２０°）ＩＢｗ＝　Ｂｍ−８ＩＮ（θ、＋
２４０°）となる式が成立する。

（ｇ）ブラシレス・モータの発生トルクＴは各相の発生
トルクの和となり、７レミングの法則より ここで、各相の電機子電流Ｉ、、Ｉ、、ＩＷを正弦波状
とし 位相情報を各々の磁束密度の位相に一致させることによ
り。

ＴＯ：ＳＩＮ”θ、　＋ＳＩＮ”　（θ、＋１２０°）
＋ＳＩＮ！（θ、＋２４０’）＝１．５となう、発生ト
ルクＴは電機子電流と磁束密度のそれぞれの最大値の積
にのみ依存し回転子の変位角θには無関係となる。

「 以上が、ブラシレス・モータのトルク発生原理である。

第４図に従来の三相ブラシレス・サーボモータの速度制
′＃装置の概略構成図を示すもので、第４図にて従来装
置の構成概略機能を説明する。

！ｆ′ｉ速度指令回路、２は速度補償回路、３は三相電
流指令発生回路、４は電力増幅回路、５は三相ブラシレ
ス・モータ、６は磁極位置検出回路、７は速度検出回路
であシ、磁極位置検出回路６及び速度検出回路７のセン
サ部は共に三相ブラシレス・モータ５の回転子軸に連結
駆動される。速度指令回路１は所定の速度指令に対応し
た速度指令信号を発生する。速度補償回路２は速度指令
信号と速度検出回路７からの速度検出信号とからトルク
指令信号を生成する。三相電流指令回路３はトルク指令
信号と、磁極位置検出回路６からの変位角とによりミ様
子巻線各相の電流指令信号を生成する。電力増幅回路４
は電流指令信号に一致した電機子巻線電流が流れるよう
にε相ブラシレス・モータ５の電機子巻線電圧を制御す
る。

第５図において、前記速度補償回路２と前記三相゛電流
指令発生回路３と前記磁極位置検出回路６の詳細を示し
ている。速度補償回路２において２１は、速度指令信号
と速度検出信号との速度偏差を演算する加算器、２２は
速度偏差信号を増幅し、トルク指令を生成する速度制御
増幅器である。磁極位置検出回路６はレゾル・９６ノと
レゾルバ・ディジタル変換器６２とからなる。レゾルバ
６１は三相ブラシレス・モータ５の回転子軸に連結駆動
され、回転子の基準位置からの変位角θを検出する。レ
ゾルバ・ディジタル変換６６２はレゾルバの一次巻線を
励磁し、レゾルバ二次側に誘起される信号（変位角θに
ニリ、−次側励磁信号が位相変調される）「 から変位角情報を復調し、ディジタル信号として出力す
る。三相電流指令発生回路３は、正弦波・ぐターン発生
回路３１．３２と乗算型Ｄ／Ａ変換器３３．３４と加算
器３５とからなる。三相電流指令発生回路３はトルク指
令をτ、回転子の基準位置からの変位角をθ、とすると
、τＳＩＮθ、。

τＳ　ＩＮ（θ、＋１２０’）、τ５ＩＮ（θ、＋２４
０°）なるアナログ瞼の三相電流指令信号を出力する回
路である。正弦波ノ！ター／発生回路３１．３２は、デ
ィジタル量の変位角ｏｒ、（θ、＋１２０°）、（θ、
＋２４０°）のいづれか二つを位相とした正弦波を発生
することを目的とし、基本的にはＲＯＭ　（ＩＪ−ド、
オンリー。

メモリ）で構成される。乗算型Ｄ／Ａ変換器３３゜３４
には、速度補償回路２の出力であるトルク指令（アナロ
グＩｌ）が基準電圧源として与えられている。乗算型Ｄ
／Ａ変換器３３．３４のディジタル入力端子には正弦波
パターン発生回路３１．３２の出力１例えばＳＩＮθ、
　、　５ＩＮ（θ、＋１２０°）（共にディジタル＃）
が与えられるので、出力端子にはτ・８ＩＮａｒ、τ・
８ＩＮ（θ、＋１２０°）のアナログ信号が出力される
ことになる。三相信号の和はゼロとなる性質を利用し、
残り一相分の信号は加算器３５にて求められる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上述べた従来の三相交流電動機の速度制御装置にあっ
ては、次のような問題点がある。

（ａ）装ｍ１！源の立上げ時においても１回転子の基準
位置からの変位角情報が必要であり、そのタメレソルパ
６ノ、レゾルバ・ディジタル変換器６２又はアプソ’）
　ｘ　　ｌ’エンコーグ等の複雑、高価な絶対位置検出
＠構を必要とした。

（ｂ）高精度な速度制御系を組むためには、絶対位貴検
出器を流用した速度検出信号は特に低速度域での精度、
応答性が共に不十分で、専用の速度検出器を別途必要と
した。

（ｃ）変位角情報がディジタル量で得られるためディジ
タル量正弦波・々ターン発生器３１，３２゜乗算型１変
換器３３．３４が必要となシ、これら構成要素における
量子化誤差、ムダ時間遅れが全体の速度制御系に悪影響
を及ぼしていた。

そこで、本発明は構成複雑で高価なレゾルバディジタル
変換器を不要とし、高品位な回転子角速度情報を得るこ
とができ、専用の速度検出器が不要で、しかもディジタ
ル演ｎＫ−起因する量子化誤差、ムダ時間遅れをなくす
ことができる三相交流電動機の速度制御装置を提供する
ことを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は前記の目的を達成するため次のように構成した
ものである。すなわち、二相基準信号を発生する二相基
準信号発生回路と、前記二相基準信号により、三相交流
電動機の回転角情報を含む二相位相変調信号を発生する
位相変調装置と、前記二相位相変調信号を前記基準信号
によって同期整流し回転角信号を出力する同期整流回路
と、前記回転角信号を微分する微分回路と、所定の速度
指令に対応した速度指令信号を発生する速度指令回路と
、前記微分回路の出力と、前記速度指令信号及び前記回
転角信号とを入力とし、回転角情報を含む二相速度偏差
信号を出力する演算回路と、前記二相速度偏差信号を増
幅し、三相′ｒＩＬ流指令信号を発生する三相変換増幅
回路と、前記三相交流！、ｍ機の電機子電流を検出し、
前記三相′ｇ流指令信号とにより三相交流電動機の電機
子電圧を制御する電力増幅回路とより構成されたことを
特徴とするものである。

〔作用〕

以上のように構成することにより次のような効果が得ら
れる。上の構成複雑で高価なレゾルバディジタル変換器
を不要とし、高品位な回転子角速度情報を得ることがで
き、専用の速度検吊器が不要で、しかもディジタル演算
に起因する量子化誤差、ムダ的時間遅れをなくすことが
できる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例について第１図、第２図、第３図
を参照して説明する。＠１図は本発明の三相交流電動機
の速度制御装置の概略構成図を示す。ｌは速度指令回路
、２０は演算回路、３０は三相変換増幅回路、４は電力
増幅回路、５は三相ブラシレス・モータ、２０は二相基
準信号゛発生回路、６０は位相変調装置、８０は同期整
流回路、９０は微分回路である。

速度指令回路１は所定の速度指令に応じた速度指令信号
ｖｒｅｆを発生する。演算回路２０は前記速度指令信号
ｖｒｅｆと後述する同期整流回路８０の出力である５Ｉ
Ｎ１９．　、００８θ、と後述する微分ン）の二相のト
ルク指令信号を出力する。ここｄθ。

で（Ｖｒｅｒ−ＴＶ）の項は速度偏差情報を表わしてい
る。

三相変換増幅回路３０は前記二相のトルク指令信号を入
力演算し、三相電流指令信号ｄθ。

Ｋｖ・（Ｖｒｅ［−７−）ＳＩＮθ、＝τＳＩＮθ、。

ｄθ「 Ｋｖ　・（Ｖｒ　ｅ　（−ａ　ｔ　　）　５ＩＮ（θ、
＋＋２０’）＝τ５ＩＮ（θ、＋１２０’）。

Ｋｖ・（Ｖｒ６ｆ−ｄ！Ｌ）・５ＩＮ（θ、＋２４０°
）　＝τＢ　ＩＮ（θ、＋２４０’）ｔ を出力する。電力増幅回路４は前記三相電流指令信号に
一致した電機子電流が流れるように三相ブラシレス・モ
ータ５の電機子巻線電圧を制御する。なお、τはトルク
指令、Ｋｖは速度制御ｒインであるつ前記位相変調装置
６０はレゾルバに代表されるセンサを有し、そのセンサ
軸は三相ブラシレス・モータ５の回転子軸に連結駆動さ
れ、回転子の基準位置からの変位角θ、を検出し、二相
基準信号発生回路７０から発生する位相角ωｔを有する
二相基準信号を入力し、前記変位角θ、で位相変調した
二相の位相変調正弦波８ＩＮ（ωを一θ、）、ａＯＳ（
ωを一θｒ）を出力する。同期整流回路８０は、前記二
相基準信号発生回路７０からの二相基準信号及び前記位
相変調装ｆ１６０からの二相の位相変調正弦波８ＩＮ（
ωを一θｙ）　＋ＣＯＳ　（ωを一θｒ）を入力し、こ
の位相変調正弦波を基準信号にて同期整流することによ
り、復調され九二相の正弦波ＳＩＮθ、　、　ＣＯＳθ
、を出力する。微分回路９０は前記同期整流回路８０の
出力である二相正弦波ＳＩＮθ、　、　ＣＯＳθ、を各
々微分し回転ｄθｒ　　　　　　ｄｏｒ 角信号πＣＯ８θ、　、−７２８ＩＮ１９．を出力する
。

第２図は、第１図の各構成を具体的に示す回路図であり
、速度指令回路１は直流電源１１ｏ。

１２０を可変抵抗器１３０にて１分圧し所定の速度指令
に応じた速度指令信号ｖｒｅｆを出力する。

演算回路２０は１乗算回路２１０と加算回路２２０によ
って構成されている。乗算回路２１０では前記速度指令
信号ｖｒｅｆと前記同期整流回路８０の出力８ＩＮθ、
　、　ｃｏｓθ、を各々乗算し。

ｖｒｅｆ−８ＩＮθ、　、　Ｖ、ｅ、−００８０，の信
号を生成する。

前記加算回路２２０においては、前記乗算回路２１０の
出力と前記微分回路９０の出力である出力する。三相変
換増幅回路３０は加算回路３１０と３２０とからなり、
ここでは加算回路なる三相′ｌｌｌ５ＩＩ、指令信号の
二相目を生成する。次に、平衡した三相信号の総和がゼ
ロに成ることから加算回路３２０にて残りの三相目の信
号を電力増幅回路４は、加算回路４１３，４１６゜４１
９、増幅器４２３，４２６，４２９１ｔ１！流検出器４
３３．４３６．４３９から成る。各相共。

同じ構成であるので説明は一相分について行なう。加算
回路４１３では電流指令信号 出した実電流との偏差を演算し、それを電流制御ゲイン
に１倍する。増幅器４２３は、加算回路４１３の出力信
号を三相ブラシレス・モータ５を駆動できるレベルまで
増幅する。

位相変調装置６０は、二相励磁、二相出力タイプのレゾ
ルバを用いる。二相基準信号発生回路７０は１発振回路
７１０．９０°位相差発生回路７２０、パントノ母スフ
イルタフ３０，７４０、増幅器７５０，７６０とからな
る。発振回路２１０はレゾルバ励磁信号生成のための、
クロ、り信号を発振する。９０°位相差発生回路７２０
は、前記クロ、り・・やルスを入力し互いに９０度位相
のずれたかつ励磁信号周波数９７）に等しい二相信号を
出力する。バンド・・ぐスフイルタフ３０．７４０は中
心周波数五の帯域フィルターであシ、二相信号の高調波
成分を除去し、二相の正弦波ｓｉｎωｔ　、　ｃｏｓω
ｔとする。この二相の正弦波は増幅器７５０，７６０に
より増幅されレゾルバの一次巻線を励磁する。

同期整流回路８０は、乗算器８１０，８２０゜８３０．
８４°０と加算回路８５０，８６０とからなる。同期整
流回路８０の入力信号は二相基準信号発生回路７０から
の二相正弦波ＳＩＮωｔ。

ＣＯ８ωを及び位相変調装＃６０からの二相の位相変調
正弦ｆｉ　８ＩＮ（ωｔ−θ、）　、　００８（ωｔ−
０ｒ）である。

乗算器８１０では信号ａｏｓωを及び５ＩＮ（ωを一θ
ｒ）の乗算を、乗算器８２０では信号ＳＩＮωを及びＣ
ＯＳ　（ωを一θ、）の乗算を行ない、加算回路８５０
にてこれら乗算結果の加算を行ない出力する。すなわち
出力信号はＳＩＮθ、となる。

８ＩＮωｔ−００８（ωｔ−θ、）−ｃｏｓωｔ−８Ｉ
Ｎ（ωを一θ、）＝ＳＩＮθ。

同様に乗算器８３θでは信号ＳＩＮωを及び５ＩＮ（ω
を一θｒ）の乗算を乗算器８４０では信号ＣＯ８ωを及
びＣＯＳ　（ωを一θｒ）の乗算を行ない加算回路８６
０にて、これら乗算結果の加算を行ない出力する。すな
わち出力信号はＣＯＳθ、となる。

ＣＯＳωｔ−００８（ωｔ−θ、）＋ＳＩＮωｔ−８Ｉ
Ｎ（ωを一θｒ）＝ＣＯ８θ。

微分回路９０は、微分器９１０，９２０がら成シ、それ
ぞれ前記同期整流回路８０の出力である二相の正弦波Ｓ
ＩＮθ、　、　ＣＯＳθ、を微分し、出度情報を表わし
ている。

第３０は、８ｇ２図の変形例を示す回路図である。第３
図は本発明の装置外部で、三相ブラシレス・モータ５の
回転子の角速度情報を必要としていて、かつ本発明の装
置によりその角速度情報を供給しなければならない場合
、または本発明の装置外部で、何らかの手段により既に
回転子の角速度情報が検出されていて、その情報が利用
可能な場合を想定したものである。第３図Ｇておいて演
算回路２０を除いて、他の構成作用は第２図と同様であ
るので演算回路２０についてのみ説明する。演算回路２
０は、加算回路２６０、乗算回路２５０．同期整流回路
とは別の第２の同期整流回路２４０とからなる。また第
２の同期整流回路２４０は乗算回路２７０゜２８０と加
算回路２９０とからなる。第２の同期整流回路２４０に
は第１の同期整流回路８０の出力である二相の正弦波８
ＩＮθ、　、　ＣＯＳθ、及び算回路２９０は、これら
乗算回路の信号を減算ｄθ し回転子の角速度情報である晋を出力する。

すなわち 加算回路２６０は、速度指令回路１からの速度指令信号
ｖｒｅｆと第２の同期整流回路２４０の出出力する。乗
算回路２５０ではトルク指令信号ｄθ Ｋｖ・（ｖｒｅｆ−７Ｔｒ）と＠１の同期整流回路８０
からの二相の正弦波８ＩＮθ、　、　ａＯＳθ、との積
をとり、ｄθ 二相のトルク指令信号Ｋｖ・（ｖｒｅｆ−テ）・ＳＩＮ
θ、。

ｄθ Ｋｖ・（ｖｒｅｆ−、、’ｌ１００ｓθ、を出力する。

以上演算回路２０を説明したが、本発明の装置外部で、
角速度情報が必要な時は第２の同期整流回路２４０の出
力らを外部へ出力すればｔ 良い６また１本発明の装置外部に、角速度情報が既に存
在する場合は、第２の同期整流回路２４０の出力らと外
部角速度信号とを置き換ｉ えれば良く、この場合は微分回路９０及び第２の同期整
流回路２４０は不要となる。

以上述べたように本発明の実施例では次のような特徴を
有している。

（ａ）回転子の基準位置からの変位角情報検出はレゾル
バを用いるが、従来用いていた複雑、高価なレゾルバ・
ディジタル変換器は用いない。

（ｂ）変位角情報の絶対値（θｒ）検出はやめ、この代
りに、同期整流回路８０がら得られる変位角情報例えば
二相正弦波ＳＩＮθ、　、　ａｏｓ（７，を利用してい
る。同期整流回路８０は二相基準信号発生回路７０から
の二相基準信号および位相変調装置からの二相位相変調
正弦波５ＩＮ（ωを一θ、）。

００Ｓ（ωを一θｒ）を入力し、この位相変調正弦波を
基準信号にて同期整流することにより前記二相正弦波Ｓ
ＩＮθ、　、　ａＯＳθ、が得られる。

（Ｃ）この二相正弦波ＳＩＮθ、　、　ｃｏｓ９ｒを微
分回路られる。

号ｖｒｅｆのみから演算回路２０および三相変換増幅回
路３０により三相？を流指令信号τＳＩＮθ、。

τ５ＩＮ（θ、＋１２０’）　、τ５ＩＮ（θ、＋２４
０°）をアナログ演算にて求める。

（ｅ）この三相電流指令信号τ１３ＩＮθ７．τＳ　Ｉ
Ｎ（θ、＋１２０°）。

τ５ＩＮ（θ、＋２４０°）を電力増幅回路４で増幅し
て三相ブラシレスモータ５に加えるようにしである。

このため、次のような効果が得られる。

（１）変位角情報検出器として、レゾルバを用いても、
構成複雑、高価なレゾルバ・ディジタル変換器は不要で
ある。

（２）変位角情報ＳＩＮθ、　、　ＣＯＳθ、を微分合
成することに工り、高品位な（低速域での精度が良い）
Ｏ 回転子角速度情報二を得ることができ専用のｉ 速度検出器が不要となる。

（３）三相電流指令信号τＳＩＮθ１．τ５ＩＮ（θ、
＋１２０°）。

τ５ＩＮ（θ、＋２４０°）を、アナログ演算にて求め
ることが、可能となシ、ディジタル演算に起因する量子
化誤差、ムダ時間遅れを廃することが、可能となる。

〔発明の効果〕

以上述べた本発明によれば、構成複雑で高価なレゾルバ
ディジタル変換器を不要とし、高品位な回転子角速度情
報を得ることができ、専用の速度検出器が不要で、しか
もディジタル演算に起因する量子化誤差、ムダ時間遅れ
をなくすことができる三相交流室動機の速度制御装置を
提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の三相交Ｒ，電動機の概略構成図、第２
図は第１図を具体的に示す回路図、第３図は第２図の変
形例を示す構成回路図、第４図は従来装置の構成図、第
５図は第４図の従来装置の具体的な回路図でろる・ １・・・速度指令回路、２０・・・演算回路、３０・・
・三相変換増幅回路、４・・・電力増幅回路、５・・・
三相ブラシレス・モータ、７０・・・二相基準信号発生
回路、６０・・・位相変調装置、８０・・・同期整流回
路、９０・・・微分回路。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）二相基準信号を発生する二相基準信号発生回路と
   、 前記二相基準信号により、三相交流電動機の回転角情報
   を含む二相位相変調信号を発生する位相変調装置と、 前記二相位相変調信号を前記基準信号によって同期整流
   し回転角信号を出力する同期整流回路と、 前記回転角信号を微分する微分回路と、 所定の速度指令に対応した速度指令信号を発生する速度
   指令回路と、 前記微分回路の出力と、前記速度指令信号及び前記回転
   角信号とを入力とし、回転角情報を含む二相速度偏差信
   号を出力する演算回路と、前記二相速度偏差信号を増幅
   し、三相電流指令信号を発生する三相変換増幅回路と、 前記三相交流電動機の電機子電流を検出し、前記三相電
   流指令信号とにより三相交流電動機の電機子電圧を制御
   する電力増幅回路と より構成されたことを特徴とする三相交流電動機の速度
   制御装置。
2. （２）演算回路は、回転角信号と速度指令信号を乗算す
   る乗算回路とこの乗算回路の出力と微分回路の出力を加
   算する加算回路とより構成されたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の三相交流電動機の速度制御装置
   。
3. （３）演算回路は、同期整流回路の出力である回転角信
   号と微分回路の出力により回転速度信号を出力する第２
   の同期整流回路と、 前記回転速度信号と速度指令回路からの速度指令信号に
   より速度偏差信号を出力する速度偏差回路と、 前記速度偏差信号と前記回転角信号とを乗算する乗算回
   路とにより構成されたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の三相交流電動機の速度制御装置。