JPH0479240B2

JPH0479240B2 -

Info

Publication number: JPH0479240B2
Application number: JP58146856A
Authority: JP
Inventors: Osamu Maehara; Yoshitaka Nakajima
Original assignee: Ono Sokki Co Ltd
Current assignee: Ono Sokki Co Ltd
Priority date: 1983-08-11
Filing date: 1983-08-11
Publication date: 1992-12-15
Also published as: JPS6039391A; EP0133580A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、移相形回転検出器を用いた永久磁石
形同時モータの制御システムに関する。

工作機械のテーブルや主軸あるいはロボツト等
の位置制御用サーボモータには、一般に直流モー
タが用いられている。その主たる理由は、制御が
極めて容易なことにあるが、半面、ブラシとコミ
ユテータを内蔵しているために、その摩耗や火花
の発生等があり、保守管理が煩わしいのが欠点で
ある。特に、産業用ロボツトのようにモータを他
の要素部品と一体化してアーム内部に組み込むよ
うな場合は、でき得れば分解しての補修は避けた
いわけである。さらに、ブラシ、コミユテータが
あるために回転速度の制約もある。

そこで、最近では制御は直流モータに比べてや
や複雑ではあるが、ロータを永久磁石とし、問題
の発生源であるブラシを省いた構造の永久磁石形
同期モータを採用することが多くなつてきた。

以下、その制御系について簡単に説明する。

第１図において、３０は被制御モータである永
久磁石系同期モータであり、その回転軸３１は例
えば、レゾルバよりなる増分形と移相形の両機能
をもつ回転検出器４０の検出軸４１とカツプリン
グ５０を介して結合されている。

先ず、制御系の説明に先立ち、そのレゾルバ４
０について簡単に説明する。

その原理を示す第２図において、レゾルバはス
テータ１に直交状態に巻装された二つのコイル
２，３、そのステータ１の内側にて回動自在のロ
ータ４に巻装されたコイル５とからなる。なお、
ロータ４のコイル５に対する信号の授受はロータ
リトランスを介して非接触で行われる。このレゾ
ルバの使用法には、ロータ４のコイル５を励磁
し、ステータ１のコイル２，３に発生する電圧を
利用する方法と、その逆に、コイル２，３を励磁
し、コイル５に発生する電圧を利用する方法の二
つがある。

すなわち、前者はレゾルバ４０の駆動回路４２
（第１図）から第３図に示すような電圧Vc、 Vc＝V₁sinωt ここにV₁：振幅 ω：励磁角速度を発生させ、それをコイル５に印加しておくと、
ロータ４の回動角度θに対応してコイル２，３と
鎖交する磁束が変化し、それによりコイル２，３
に発生する電圧Va，Vbの振幅が回動角度θに対
応して正弦波状に変わる現象を利用したものであ
り、結局回動角度θを次式のように振幅信号に変
換しているものである。

Va＝K₁V₁sinθsinωt Vb＝K₁V₁cosθsinωt ここに、K₁：比例係数（一定）これに対し、後者は、第４図に示すようにコイ
ル２，３に90度位相差の電圧Va，Vb Va＝V₂sinωt Vb＝V₂cosωt を印加しておくと、その各々の磁束のうちコイル
５と鎖交する磁束はロータ４の回動角度θに対応
して変わり、その結果、次のようにコイル５の発
生電圧Vcの位相が回動角度θに対応して変わる
現象を利用したものであり、結局、回動角度θを
次式のように位相信号に変換するものである。

Vc＝K₂V₂cosωtsinθ＋K₂V₂ sinωtcosθ＝K₃V₂sin（ωt＋θ）以上がレゾルバであり、これによりロータ４の
回動角度θは、振幅または位相が回動角度θに対
応した角度信号に変換されて外部に取出される。

次に、これらまたは式の角度信号は、信号
変換器４３（第１図）に送られ、そこで信号処理
されて角度θのデータ信号、角速度信号および角
度θに対応するパルス列信号の三種の信号に変換
されて出力される。

以下、前記式の振幅信号を入力して処理する
信号変換器４３につき、簡単に説明する。

第５図において、６，７はそれぞれ前記レゾル
バのコイル２，３の出力電圧Va，Vbの出力端で
あり、その出力端６，７は各対応したコサイン乗
算器１１、サイン乗算器１２の一方の入力端とそ
れぞれ結線され、コサイン乗算器１１、サイン乗
算器１２の角度データ用の他方の入力端は後記の
可逆カウンタ１３の計数値出力端と結線され、コ
サイン乗算器１１、サイン乗算器１２の出力端は
偏差増幅器１４の正、負入力端とそれぞれ結線さ
れ、偏差増幅器１４の出力端は位相検波回路１５
の入力端と結線され、その検波指令入力端は、前
記レゾルバの励磁信号の矩形波整形回路（図示さ
れていない）の出力端８と結線され、位相検波回
路１５の検波信号出力端は加減パルス発生器２０
のローパスフイルタ２１の入力端と結線され、そ
のローパスフイルタ２１の出力端は絶対値回路２
２の入力端と結線され、絶対値回路２２の出力端
は電圧制御発振器２３の入力端と結線され、電圧
制御発振器２３の出力端は第１、第２のゲート回
路２４，２５の一方の入力端と結線され、第１の
ゲート回路２４の他方の入力端は、位相検波回路
１５の極性信号出力端とインバータ２６を介して
結線され、第２のゲート回路２５の他方の入力端
は直接前記極性信号出力端と結線され、その第
１、第２のゲート回路２４，２５の出力端は外部
端子２７，２８とそれぞれ結線されると共に、前
記可逆カウンタ１３の加、減入力端とそれぞれ結
線されている。

第６図は前記第４図の信号線路上に丸印で囲ん
だ数字で表示した番号に対応する信号の波形図で
あり、以下、第５，６図を参照し、レゾルバの回
動角度θが30度から45度に変化させられた場合を
例にとり、上記変換器４３の動作を説明する。

いま、回動角度が30度一定とすると、コイル
２，３の出力端６，７から取出される電圧Va，
Vbはそれぞれ式より Va＝（K₁V₁／２）sinωt Vb＝（√３K₁V₁／２）sinωt である。また、角度一定状態においては、可逆カ
ウンタ１３への入力パルスがない（すなわち、イ
ンクリメンタル信号の発生がない）わけであり、
可逆カウンタ１３の計数値は30度に対応したもの
となる。すなわち、コサイン乗算器１１、サイン
乗算器１２においては、それぞれ、Va・cos30、
Vb・sin30の乗算が行われ、結局、両乗算結果は
同一の（√３K₁V₁／４）sinωtとなり、その結
果、偏差増幅器１４の出力が０となり、位相検波
回路１５、加減パルス発生器２０の入出力はいず
れも０である。次に、レゾルバのロータ４が30度
から回動し始めると、コイル２の出力電圧Vaは
増加し、コイル３の出力電圧Vbは減少する。そ
れによりコサイン乗算器１１の出力が増加し、サ
イン乗算器１２の出力が減少する。その結果、偏
差増幅器１４からは、その両出力の差に対応した
振幅を有する角速度ωのサイン波が出力され、位
相検波回路１５において、そのサイン波の０〜
180度の位相範囲の出力が検波され、それがロー
パスフイルタ２１を介して平滑化され、次いで絶
対値回路２２を介して（この場合には検波出力が
正であり、ローパスフイルタ２１の出力は単に絶
対値回路２２を通過するだけ）電圧制御発振器２
３に送られ、そこでその入力に比例した周波数の
パルスを発生する。このとき、前記位相検波回路
１５の検波信号は正であり、この結果、極性信号
は送出されないので第１のゲート回路２４のみが
導通し、前記電圧制御発振器２３の出力パルスは
外部端子２７に出力されると共に、可逆カウンタ
１３の加算入力端に導入される。これにより可逆
カウンタ１３の計数値は増加し、その計数値がコ
サイン乗算器１１、サイン乗算器１２に加えられ
る。ここで、レゾルバのロータ４の回動が停止
し、Va，Vbが前記の値のままのときは、乗算に
よりコサイン乗算器１１の出力は前記より減少
し、サイン乗算器１２の出力は前記より増加し、
その結果、偏差増幅器１４の出力は小にされ、そ
れに応じて前記と同様に電圧制御発振器２３から
パルスが送出され、可逆カウンタ１３の計数値が
増加し、それがコサイン乗算器１１、サイン乗算
器１２に加えられる結果、さらに両出力の偏差は
小にされ、上記の繰返しにより偏差０に収斂され
る。また、レゾルバのロータ４がさらに回動する
場合には、可逆カウンタ１３の計数値の増加と同
時にロータ４の回動に伴なうコイル２，３の出力
電圧Va，Vbの増加、減少があるが、その瞬
時々々の挙動は、前記のロータ４が微小角度回動
する際の動作を連続的に行つているわけであり、
結局、可逆カウンタ１３の係数値φがロータ１の
回動角θと一致し、コサイン乗算器１１とサイン
乗算器の出力（K₁V₁cosφsinθ）sinωtと
（K₁V₁sinφcosθ）sinωtが一致するようなループ
制御が行われる。したがつて、この間に外部出力
端子２７から送出されるパルスの数はロータ４の
正方向への回動角度の増分に対応し、出力端子２
８から送出されるパルスの数はロータ４の負方向
への回動角度の増分に対応したパルス列信号、す
なわち、インクリメンタル信号P〓となる。そし
て、このインクリメンタル信号を加減係数してい
る可逆カウンタ１３の計数値は、そのままロータ
４の回動角度θに対応したデータ信号N〓となり、
さらに、ローパスフイルタ２１の出力電圧は、ロ
ータ４の回動角速度dθ／dtと対応したものとな
る。

以上がレゾルバ４０とその出力信号の信号変換
器４３である。

再び第１図において、前記信号変換器４３の各
出力端、すなわち、インクリメンタル信号P〓の出
力端２７，２８は、速度偏差信号発生部１４０内
において偏差カウンタ１４１の加、減入力端とそ
れぞれ結線され、同様に回動角速度信号dθ／dtの
出力端は、減算器１４４の一方の入力端と結線さ
れ、さらに角度データ信号N〓の出力端は３相信
号発生部９０内のリードオンリメモリ群６０の第
１、第２、第３のメモリのそれぞれの読出番地指
定信号入力端と結線されている。そして、その各
リードオンメモリ６１〜６３には、番地に対応し
て読出データが正弦波状に変わり、かつ相互は
120度の位相差を有する３相信号データが書込ま
れている。

さて、速度偏差信号発生部１４０は、前記の偏
差カウンタ１４１、Ｄ−Ａ変換器１４３、前記の
減算器１４４とからなり、偏差カウンタ１４１の
加減入力端は、指令パルスの入力端子１４２とも
結線され、その出力端はＤ−Ａ変換器１４３の入
力端と結線され、Ｄ−Ａ変換器１４３の出力端は
減算器１４４の他方の入力端子と結線され、その
減算器１４４の出力端は、後記する３相信号発生
部９０内の第１、第２、第３の乗算器１１１，１
１２，１１３の一方の入力端と結線されている。

次に、３相信号発生部９０は、各３個を一群と
するリードオンリメモリ群６０、Ｄ−Ａ変換器群
７０、乗算器群８０からなり、その第１〜第３の
リードオンメモリ６１〜６３の各出力端は第１〜
第３のＤ−Ａ変換器７１〜７３の入力端とそれぞ
れ結線され、その第１〜第３のＤ−Ａ変換器７１
〜７３の各出力端は前記第１〜第３の乗算器８１
〜８３の他方の入力端と結線され、その各乗算器
８１〜８３の出力端はモータ駆動回路１００内の
第１〜第３減算器１１１〜１１３の一方の入力端
と結線されている。

そのモータ駆動回路１００は、各３個を一群と
する前記乗算器群１１０、パワー増幅器群１２
０、電流センサー１２４〜１２５、電流増幅器群
１３０とからなり、その第１〜第３の乗算器１１
１〜１１３の出力端は第１〜第３のパワー増幅器
１２１〜１２３とそれぞれ結線され、その第１〜
第３のパワー増幅器１２１〜１２３の出力端はモ
ータ３０の各々の電機子巻線とそれぞれ結線さ
れ、その各パワー増幅器１２１〜１２３と電機子
巻線の信号線中に介入させた電流センサ１２４〜
１２５はそれぞれの電流増幅器１３１〜１３３に
導入され、その増幅器１３１〜１３３の出力端が
前記第１〜第３の減算器１１１〜１１３の他方の
入力端子と結線されている。

以下、制御指令パルスＰを第７図に示すよう
に、ある時間内はその周波数を直線的に増加し、
続いて一定の周波数を所定時間の間保ち、次い
で、直線的に減少させるように設定し、モータ３
０の速度パターンｖを台形状に変化させる場合を
例にとり、前記制御系の動作を説明する。

先ず、モータ３０が停止中には、信号変換器４
３の角速度信号dθ／dt、インクリメンタル信号P〓
はいずれも０であり、かつ、偏差カウンタ１４１
の計数値も０であるから乗算器群８０の各乗算器
８１〜８３の出力は０にされ、モータ３０の駆動
回路１００へと信号の送出はない。

次に、指令パルスＰが送出され始めると、偏差
カウンタ１４１はそのパルスを計数し、その計数
値に対応した出力ＥがＤ−Ａ変換器１４３から送
出され、減算器１４４を介して乗算器群８０に導
入される。このとき、リードオンリメモリ群６０
には、信号変換器４３からそのときのモータ３０
の回動角度θに対応した角度データN〓が番地指
定信号として導入され、各メモリ６１，６２，６
３からは、それぞれsinθ、sin（θ＋120°）、sin（θ
＋240°）に対応したデータが送出され、それぞれ
Ｄ−Ａ変換された後前記乗算器群８０に導入され
る。その結果、各乗算器８１〜８３の出力は、そ
れぞれEsinθ、Esin（（θ＋120°）、Esin（θ＋120°
）
となり、それがモータ駆動回路１００に送られ
る。駆動回路１００においては、その各入力は第
１〜第３の減算器１１１〜１１３に加えられ、モ
ータ３０の各対応する電機子巻線への供給電流と
の偏差が算出され、その偏差信号はパワー増幅器
１２１〜１２３に送られ、その結果、各電機子巻
線には前記乗算器８１〜８３の出力に対応した電
流が供給され、それにより磁界が発生し、モータ
３０のロータにはその３つの電界の合成ベクトル
に対応した回転力が加えられ、ロータが回転させ
られる。

このロータの回動によりレゾルバ４０の出力信
号の振幅が変化し、信号変換器４３の角度データ
N〓が増加し、角速度出力dθ／dtが送出され、イ
ンクリメンタルパルス信号P〓が送出される。この
結果、以後は制御指令パルスＰとインクリメンタ
ルパルスP〓とのパルス数差に対応した出力と角速
度出力dθ／dtとの偏差信号が乗算器群８０に加え
られる。このとき、乗算器群８０に加えられるＤ
−Ａ変換器群７０の出力は、信号変換器４３の角
度データN〓の変化により前記とはロータの回動
回度分だけ位相のずれたものとなり、それが偏差
信号倍された後、駆動回路１００に加えられ、前
記と同様の制御が行われる。結局、乗算器８０に
加えられているリードオンリメモリ群８０から読
出される信号はモータ３０に対して回転磁界を生
じさせる信号となり、乗算器８０に加えられてい
る減算器１４４の出力は、磁界の強さを決定する
信号となり、したがつて、速度偏差が大きけれ
ば、それだけロータに大きな回転力を与えて速度
補償を行わせ、順次指令パルスＰにより設定され
る速度パターンにモータ３０の回転角速度を追従
させる制御が行われる。

ところで、上記制御系は、制御速度が大になつ
た場合、レゾルバ４０の信号変換器４３の遅れや
Ｄ−Ａ変換器の遅れが問題となり、第７図に破線
で示すように目標値に対してオーバシユートやア
ンダーシユートを生じてしまう問題点がある。

また、デイジタル回路とアナログ回路を併用す
るために、必然的に使用素子数が増加し、高価に
なることも避けられない。

また、速度偏差信号発生部４０においては、そ
のＤ−Ａ変換器１４３のドリフトが避けられず、
その安定度が制御精度を大きく左右する問題点が
ある。

本発明の目的は、応答性の高い制御系を実現す
ることにある。

本発明の別の目的は、構成の単純な制御系を実
現することにある。

本発明のさらに別の目的は、高精度な制御系を
実現することにある。

すなわち、本発明は、永久磁石形同期モータの
回転軸と移送形回転検出器を結合し、その移送形
回転検出器の２相の駆動信号と出力位相信号とを
第１の位相比較器に導入し、各駆動信号と出力位
相信号との位相差信号を形成し、その２相の位相
差信号を第１の波形変換器群に導入して連続的な
２相の正弦波信号に変換し、前記移相形回転検出
器の出力位相信号と予め設定した制御指令位相信
号を第２の位相比較器に導入し、両信号の位相差
に対応した時間幅または電圧を有する位相差信号
を形成し、その位相差信号を第２の波形変換器に
導入して連続的な電圧信号を形成し、その電圧信
号と前記第１の波形変換器の２相の正弦波信号と
を乗算器群に導入し、２相の正弦波信号の振幅を
電圧信号に応じて変化させ、その乗算器群からの
２相の正弦波信号を２相−３相変換期に導入し、
３相の正弦波信号に変換し、それをモータの駆動
回路に加えるようにしたものである。これによ
り、モータに回転磁界を発生させる信号は、移相
形回転検出器の駆動信号と出力位相信号との位相
比較と、それにより発生させた２相正弦波信号の
３相信号への変換により形成し、磁界の大きさを
定める信号は、制御指令位相信号と位相形回転検
出器の出力位相信号との位相差により与えるよう
にしたものである。

以下、本発明の実施例につき詳細に説明する。

第８図において、前記第１図と同番号を付した
モータ３０、その回転軸３１とカツプリング５０
を介して結合されたレゾルバ４０は前記と同様の
ものであり、また、モータ３０の駆動回路１０
０、すなわち、第１〜第３の減算器１１１〜１１
３、パワー増幅器１２１〜１２３、電流センサ１
２４〜１２６、電流増幅器１３３も前記と同様の
ものであり、同様に結線されている。但し、レゾ
ルバ４０の駆動回路４２′からは、前記第７図と
異なり、２相の駆動信号Va，Vb（前記式参照）
がレゾルバ４０のコイル２，３（第１図参照）に
供給され、コイル５に発生する位相信号Vcが取
出されている。

そして、その２相の駆動信号Va，Vbと出力位
相信号Vcの出力端は、第１の位相比較器２１０
の入力端と結線されている。なお、第１の位相比
較器２１０は、例えば出力位相信号Vcにより開
閉される２個のアナログスイツチ回路からなり、
出力位相信号Vcが正のときのみそれぞれ駆動信
号Va，Vbを通過させる。したがつて、その各出
力は出力位相信号と各駆動信号との位相差に応じ
て電圧が正弦波状に変化し、かつ相互に90度の位
相差をもつ２相の位相差信号となる。さて、その
第１の位相比較器２１０の各出力端はそれぞれロ
ーパスフイルタ２２１，２２２からなる第１の波
形変換器２２０の入力端と結線され、その第１の
波形変換器２２０の各フイルタ２２１，２２２の
出力端はそれぞれ乗算器群２３０の第１、第２の
乗算器２３１，２３２の一方の入力端と結線さ
れ、その各乗算器２３１，２３２の出力端は２相
−３相変換器２４０の入力端と結線され、その３
相正弦波の出力端は、モータ３０の駆動回路１０
０内の第１〜第３の減算器１１１〜１１３の加算
入力端と結線されている。また、前記レゾルバ４
０の位相信号出力端は、第２の位相比較器３１０
の一方の入力端と結線され、その第２の位相比較
器３１０は、その他方の入力端が制御指令位相信
号入力端３３０と結線され、出力端がローパスフ
イルタからなる第２の波形変換器３２０と結線さ
れ、その第２の波形変換器３２０の出力端は、前
記第１、第２の乗算器２３１，２３２の他方の入
力端と結線されている。なお、前記第２の位相比
較器３１０は、各入力信号の微分回路と、その両
微分出力により開閉が制御されるフリツプフロツ
プ回路とからなり、両入力信号の位相差に対応し
た時間幅の間出力を送出する。

以上のものにおいて、前記７図のｖに示す速度
パターンに沿つて制御する場合を例にとつて説明
すると、モータ３０の停止状態では、制御指令位
相信号とレゾルバ４０の出力位相信号（以下、帰
還位相信号と呼ぶ）の位相は同一であり、したが
つて、ローパスフイルタ３２０の出力は０であ
り、この結果、乗算器２３１，２３２の出力も０
であり、モータ３０の駆動回路１００への制御信
号の送出はない。

次に、指令位相信号の位相の変化率を直線的に
増加させると、第２の位相比較器は帰還位相信号
との位相差に対応した位相差信号を発生し、それ
がローパスフイルタを介して平滑化された後、偏
差信号E′としてそれぞれ第１、第２の乗算器２３
１，２３２に加えられる。このとき、第１の位相
比較器２１０は、レゾルバ４０の２相の駆動信号
と出力位相信号（帰還信号）とのそれぞれの位相
差に対応した90度位相の２相のサイン関数値Vd，
Veを、その位相信号の周期ごとに出力する（詳
細は波形図により後述する）ことになり、この
Vd，Veは、次にローパスフイルタ２２１，２２
２により平滑化された後、その出力Vf，Vgは前
記第１、第２の乗算器２３１，２３２に加えられ
る。これにより、平滑化された２相のサイン関数
値Vf，Vgは前記の偏差信号E′の大きさに対応し
て増幅され、次いで、その２相の乗算出力Vh，
Viは２相−３相変換器２４０を介して３相信号
に変換された後、モータ３０の駆動回路１００に
加えられる。その結果、駆動回路１００はモータ
３０の各電機子巻線にそれぞれ前記３相信号に対
応した電流を供給し、それにより回転磁界を発生
させて永久磁石ロータを回転させる。

このロータの回動によりレゾルバ４０の出力位
相信号、すなわち帰還信号の位相が変化し、その
変化した位相と制御指令位相信号の位相とのつき
あわせが行われ、それに対応した偏差信号E′が第
１、第２の乗算器２３１，２３２に加えられる。
同時に、このとき帰還信号の位相の変化により第
１の位相比較器２１０の位相差信号も変化し、そ
の位相変化分だけ変化した２相サイン関数値Vd，
Veが出力され、平滑化された後、その出力Vf，
Vgは乗算器２３１，２３２に加えられる。そし
て、そのVf，Vgは偏差信号E′に応じて増幅され
た後３相信号に変換され、モータ３０の駆動回路
１００に加えられ、前記と同様の制御が行われ
る。したがつて、第１の位相比較器２１０から送
出され、３相に変換された信号は回転磁界を発生
させる役割をもち、それの振幅を変化させる第２
の位相比較器３１０の出力は、磁界の強さを速度
偏差に応じて変化させる役割をもち、結局、これ
により偏差の大きさに応じてロータに生じる回転
力を変化させ、制御指令速度パターンへの追従制
御が行われる。

さて、第９図は上記制御系において定速制御状
態の各部の波形を示したものであり、波形の左に
付した符号は、前記第８図の同符号の出力と対応
させてある。すなわち、レゾルバ４０の駆動信号
Va，Vbは同一周波数で位相が90度ずれた正弦波
信号であり、これに対し、レゾルバ４０の帰還信
号Vcは、ある速度に制御されているのでその分
だけ周波数の高い（結局、位相の時間に対する変
化率が一定な）正弦波信号となる。このとき、前
記位相信号Vcと駆動信号Va，Vbの位相比較信
号、すなわち、Vcの正の間だけVa，Vbを通過
させた信号Vd，Veは、両信号の位相差が360度
ずれる間、すなわちモータ３０のロータが１回転
する時間を周期としてその電圧がサイン波状に変
化したものとなり、それはローパスフイルタ２０
０により平滑化することにより実質的にはVf，
Vgに示すような連続的に変化する２相のサイン
波信号となる。

第１０図は、その２相のサイン波信号Vf，Vg
を縮小して示したものであり、前記偏差信号
E′が、いま、正のある値から負のある値間で変化
した場合、すなわち、最初は制御指令値より実際
の制御結果が遅れていた状態から追従状態に達
し、その後行過ぎを起こした場合は、その２相の
サイン波信号Vf，Vgの振幅が偏差信号E′に対応
して変えられてVh，Viのようになり、結局偏差
が小さい程小さくなる。そして、行過ぎが生じた
場合には、偏差信号E′が負となり、その結果、２
相のサイン波信号Vf，Vgは反転され、モータ３
０の駆動回路１００に対して、負方向の磁界を発
生させる信号（モータ３０のロータにブレーキ力
を与える）となる。また、２相−３相変換器２４
０については詳述していないが、前記の乗算器２
３１，２３２の出力Vi，Vhを入力し、次の３相
信号Vj，Vk，Vlに変換するものであり、すでに
公知のものである。

Vj＝Vi Vk＝（１／２）（√３Vh−Vi） Vl＝（１／２）（√３Vh＋Vi）なお、上記実施例においては、第１の位相比較
器２１０をアナログスイツチ回路により構成し、
第１の波形変換器をローパスフイルタ２２１，２
２２により構成し、第１の位相比較器２１０に
は、２相の正弦波信号Va，Vbと出力位相信号
Vcを導入させる場合を例示したが、第１１図に
示すように２相の正弦波信号Va，Vbと出力位相
信号Vcは波形整形回路群４００の各波形整形回
路４０１〜４０３を介して第１２図にVa′，
Vb′にて示す２相の矩形信号とVc′にて示す矩形
の位相信号に整形後、第１の位相比較器２１０′
に導入し、第１の位相比較器２１０′は、例えば
位相出力Vcとそれぞれの矩形信号Vc′により開閉
制御される矩形波信号を形成するフリツプフロツ
プ回路群により構成し、それによりVc′とVa′，
Vc′，Vb′の位相差に対応した時間幅を有する
Vd′，Ve′にて示すような位相差信号を形成し、
続いて、その２相の位相差信号Vd′，Ve′を第１
の波形変換器２２０ののローパスフイルタ２２
１，２２２にそれぞれ送り、そこで、位相差信号
を平滑化して位相差信号Vd′，Ve′の０〜360°の
位相差の変化に対して出力が三角波の１周期と対
応する２相の三角波信号Vf′，Vg′を形成し、続
いて、第１の波形変換器２２０内に新らたに付加
した例えば非線形演算器よりなる三角波−正弦波
変換回路２２３，２２４にその三角波信号Vf′，
Vg′を送り、三角波信号Vf′，Vg′を前記第９図の
Vf，Vgと同様な正弦波信号Vf，Vgを得るよう
にしても同様である。

また、上記実施例は磁気式のレゾルバを用いた
場合を例示したが、これに限られるものではなく
移送形回転検出器であれば同様である。

以上のとおりであり、本発明は移送形回転検出
器の信号変換器を省き、かつ全体を応答性の高い
アナログ制御系とし、移相形回転検出器の出力位
相信号と２相の駆動信号との位相比較と、波形変
換と、２相−３相変換によりモータ制御用の３相
の正弦波信号を形成し、かつ、その３相の正弦波
信号の振幅も制御用指令位相信号と前記移相形回
転検出器の出力位相信号との位相差に応じて変化
させるものであり、応答時間は位相形回転検出器
の駆動信号の周期となり、極めて高い応答性が実
現され、かつ、高精度となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来のモータ制御系を示すブロツク
線図、第２図はレゾルバの原理を示す構成正面
図、第３，４図はレゾルバの励磁信号波形と出力
信号波形を示す波形図、第５図は公知の信号変換
器のブロツク線図、第６図は第５図の各要素の出
力波形を示す波形図、第７図は制御速度パターン
の一例を示す波形図、第８図は本発明の実施例を
示すブロツク線図、第９，１０図は第８図の各要
素の出力波形を示す波形図、第１１図は本発明の
他の実施例を示すブロツク線図、第１２図は第１
１図の各要素の出力波形を示す波形図である。４０：レゾルバ、４２′：レゾルバ駆動回路、
２１０，２１０′：第１の位相比較器、２２０：
第１の波形変換器、２２１，２２２：ローパスフ
イルタ回路、２２３，２２４：三角波−正弦波変
換器、２３０：乗算器群、２４０：２相−３相変
換器、３１０：第２の位相比較器、３２０：ロー
パスフイルタ。

Claims

【特許請求の範囲】

１永久磁石形同期モータの回転軸と結合した移
相形回転検出器と、その移相形回転検出器の２相
の駆動信号と出力位相信号とを入力し、各々の駆
動信号と出力位相信号との位相差信号を形成する
第１の位相比較器と、その第１の位相比較器の２
相差信号を入力し、連続的な２相の正弦波信号に
変換する第１の波形変換器群と、前記移相形回転
検出器の出力位相信号と制御指令位相信号とを入
力し、その周期ごとに両信号の位相差信号を形成
する第２の位相比較器と、その第２の位相比較器
の位相差信号を入力し、連続的な電圧信号に変換
する第２の波形変換器と、その第１、第２の波形
変換器の２相正弦波信号と電圧信号とを入力し、
電圧信号を乗算した２相の正弦波信号を形成する
乗算器群と、その乗算器群の２相の正弦波信号を
入力し、３相の正弦波信号に変換してモータの駆
動回路に送出する２相−３相変換器とからなると
ころの永久磁石形同期モータ制御装置。