CN114424449A - Bldc电机控制器/驱动器 - Google Patents

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Abstract

控制三相BLDC电机的方法和装置，其具有曲线变换器，所述曲线变换器对于每个存储的输入值和输出值具有索引值，以用于为曲线变换器的输出提供存储的角点。所述曲线变换器可以为相邻输入值之间的输入数据输出插值数据。

Description

BLDC电机控制器/驱动器
背景技术
如本技术领域所知，无刷直流(BLDC)电机可以包括与转子位置同步的外部电子开关，它取代了机械换向器。在传统的BLDC中，霍尔效应传感器可以安装在绕组上，以用于转子位置感测和电子换向器的闭环控制。
发明内容
在一个方面，一种方法包括：采用曲线变换器，该曲线变换器对每个存储的输入值和输出值具有索引值，以用于为曲线变换器的输出提供存储的角点，其中曲线变换器为相邻输入值之间的输入数据输出插值数据。
一种方法可以进一步包括以下特征中的一个或多个：所述插值数据包括线性插值数据，所述曲线变换器控制三相电机，所述曲线变换器控制电机速度，所述曲线变换器用于控制电机转矩，所述曲线变换器控制电机功率，所述曲线变换器控制电机控制需求，索引值、输入值和输出值在所述曲线变换器的输出中提供台阶，所述台阶包括滞后，所述曲线变换器的输出不是单调的，和/或，所述曲线变换器在电机控制器IC封装中使用极FOC。
在另一个方面，一种电机控制器IC封装包括：处理器和存储器，其被配置为提供：曲线变换器，该曲线变换器具有用于每个存储的输入值和输出值的索引值，以用于为所述曲线变换器的输出提供存储的角点；其中，所述曲线变换器为相邻输入值之间的输入数据输出插值数据。
一种电机控制器IC封装可以进一步包括以下特征中的一个或多个：所述插值数据包括线性插值数据，所述曲线变换器被配置为控制三相电机，所述曲线变换器被配置为控制电机速度，所述曲线变换器被配置为控制电机转矩，所述曲线变换器被配置为控制电机功率，所述曲线变换器被配置为控制电机控制需求，所述索引值、输入值和输出值在所述曲线变换器的输出中提供台阶，所述台阶包括滞后，所述曲线变换器的输出不是单调的，和/或，所述曲线变换器被配置为极FOC电机控制。
附图说明
本发明的上述特征，以及本发明本身，可以从以下的附图描述中得到更充分的理解，其中：
图1是根据本发明的示例实施例的用于三相BLDC电机的示例控制系统的示意图；
图2是显示图1的示例控制系统的进一步细节的示意图；
图2A是显示示例母线电流测量和零相电流检测的示意图；
图3是BLDC电机的说明性相电流和相电压波形的图示；
图3A是相电压和驱动电流的极坐标表示；
图4是作为由三相交流电流衍生出来的旋转直流电流的驱动电流的示意图；
图5是根据本发明的示例实施例的用于控制三相BLDC电机的速度的说明性过程；
图6是曲线变换器的示意原理图；
图7A是曲线变换器的示例实施方式；
图7B是曲线变换器的另一个示例实施方式；
图7C是曲线变换器的另一个示例实施方式；
图7D是曲线变换器的另一个示例实施方式；
图7E是曲线变换器的另一个示例实施方式；
图8A是PI环实施例的示意图；
图8B是另一个PI环实施例的示意图；
图9A是示例误差反馈环的示意图；
图9B是另一个示例误差反馈环的示意图；
图10是用于操作的控制环的方框图；
图11是示例PLL实施方式的示意图；
图12是图11的PLL的示例电路实施方式；
图13是示例时钟模式实施方式；
图14是图13的时钟模式的时钟信号的波形图；
图15是时钟模式的示例混合实施方式的方框图；以及
图16是说明性的计算机，其可以执行本文所述的处理的至少一部分。
具体实施方式
图1显示了根据本发明的说明性实施例的用于控制电机的示例系统100。该控制系统100例如可用于控制三相BLDC(无刷直流电机)。示例性的电机控制电路102被耦合以驱动电机104，该电机104具有三个绕组104a、104b、104c，这三个绕组可以被描述为相应的等效电路，其具有与电阻串联并且与反EMF(电动势)电压源串联的电感。例如，绕组A 104a被显示为包括与电阻131串联并且与反EMF电压源VA 136串联的电感130。当电流在相关的电机绕组中流动时，反EMF电压源VA 136的电压不能被直接观测到，但可以通过观察相电流和相电压来估计。
一般来说，电机绕组上的电压，例如，绕组A 140a上的电压，由以下公式控制：
VoutA-Vcommon＝VA+IR+LdI/dt，
其中：
VoutA＝绕组A的一端处的可观测电压；
Vcommon＝(VoutA+VoutB+VoutC)/3，绕组104a、104b、104c交叉点处的电压；并且可以通过VoutA、VoutB和VoutC计算得到。
R＝电阻131的电阻；
L＝电感130的电感；
I＝通过绕组的电流；以及
VA＝反EMF电压
由此可见，如果通过绕组104a的电流为零，那么VoutA-Vcommon＝VA+LdI/dt。理想情况是VoutA-Vcommon＝LdI/dt，以使得反EMF VA与相电流同相。
在图示的实施例中，电机控制电路102包括速度需求发生器107，该速度需求发生器107被耦合以接收来自电机控制电路102外部的外部速度需求信号106。外部速度需求信号106可以以各种形式提供。一般来说，外部速度需求信号106表明了从电机控制电路102外部要求的电机104的速度。
在实施例中，速度需求信号107a不仅由外部速度需求信号决定，而且还由信号处理模块中测量或计算得到的电机电流要求决定。如果发生过电流限制(OCL)事件，速度需求信号107a将被钳制，并且可能小于外部速度需求信号106。
速度需求发生器107被配置为生成速度需求信号107a。脉冲宽度调制(PWM)发生器108被耦合以接收速度需求信号107a，并被配置为生成PWM信号108a，该PWM信号108a的占空比由速度需求信号107a控制。PWM发生器108还被耦合以接收来自调制信号生成模块146的调制波形。根据来自调制信号生成模块146的调制波形，而产生具有调制特性(即相对时变占空比)的PWM信号108a。
在一个实施例中，电机控制电路102还包括栅极驱动电路110，该栅极驱动电路110被耦合以接收PWM信号108a，并被配置为生成PWM栅极(门)驱动信号110a、110b、110c、110d、110e、110f，以驱动布置为三个半桥电路112/114、116/118、120/122的六个晶体管112、114、116、118、120、122。这六个晶体管112、114、116、118、120、122可以在饱和状态下工作，以分别在节点102d、102c、102b处提供三个电机驱动信号VoutA、VoutB、VoutC、124、126、128。
可以理解的是，以各种合适的配置耦合的任何实际数量的开关元件都可用于满足特定应用的需要。还可以理解的是，任何合适的信号发生器都可用于生成开关元件的控制信号，这些开关元件提供信号以使三相BLDC电机通电。
电机控制电路102还可以包括信号处理模块143，以分别接收总线电流测量信号150以及电机驱动信号VoutA、VoutB、VoutC、124、126、128中的一个或多个。在实施例中，这些信号可用于A相、B相和/或C相零电流检测(ZCD)。总线电流150和电机驱动信号VoutA、B、C可用于控制电机速度，下面将更全面地讨论。
控制电路102可以被耦合以在节点102a处接收电机电压VMOT(或者简称为VM)，该电机电压VMOT在上部晶体管112、116、120被打开时通过晶体管112、116、120供应给电机。可以理解的是，当晶体管112、116、120被打开并向电机104供应电流时，通过晶体管112、116、120的电压降可能很小(例如，0.1伏)。
图2显示了根据本发明的示例实施例的BLDC控制系统200，其显示了图1的系统的进一步的细节。逆变器/电机模块202接收控制信号U(ABC)以控制三相电机。逆变器/电机模块202生成对应于总线电流的I_bus信号204以供给至I_bus命令模块206，并生成相电流信号I(ABC)供给至零电流检测模块(ZCD)208，该零电流检测模块208向采样/计算模块210提供三相电流方向信息。I_bus/命令(例如，I_bus除以速度命令)模块206生成I_driving信号或驱动电流，如下文更全面描述的那样。
采样/计算模块210接收电机驱动角度信号θ(当检测到零电流时，该电机驱动角度信号θ可以采样为电机驱动角度信号θs)，并输出差值角度θe，该差值角度θe对应于电机相电流和相电压之间的差值，如下文更全面地描述的那样。可以作为输入信号提供的相位提前角度θ0可以被输入到求和器212，该求和器212输出差值角度Δθ，以用于调整电机的速度ω。在一个实施例中，差值角度Δθ和由I_bus/命令模块206生成的I_driving信号(驱动电流)被作为输入提供给组合器214(例如，乘法器)，该组合器214的输出被提供给比例-积分-微分(PID)控制器216。PID 216生成电机速度输出值ω，同时θe和θ0之间的差值试图使电机速度误差随着时间最小化。PID 216的输出被供给至积分器218，并提供给转换机构220(例如，查询表)，以用于控制电机，并且还提供给采样/计算模块210，以使得能够获得电机速度角度信号θ的采样θs。
据了解，Kp和Ki代表比例、积分、微分项的系数。也可以使用微分系数Kd。P代表θe和θ0之间的误差的当前值，I代表该误差的过去值，D代表基于当前变化率的误差的未来可能值。通过调整系数，PID控制器216可以根据具体的处理要求来执行。
I_bus命令模块206的I_driving输出信号被提供给功率控制模块222，该功率控制模块222的输出被提供给幅值(振幅)命令模块224。组合器226接收来自幅值命令模块224、转换机构220的输出以及信号228(例如可以对应于电机电压VM的VBB)。组合器226的输出被提供给逆变器/电机模块202，以生成用于开关元件的栅极信号，从而控制电机的速度。在示例实施例中，组合器226对输入信号进行倍增以生成输出。
图2A显示了测量总线电流250和A、B、C相零电流检测252的说明性位置的一个实施例。在实施例中，第一、第二和第三开关设备对分别耦合到电机M的相应A、B、C相。感应到的信号使得A、B、C相零电流检测得以进行。
图3显示了根据本发明的示例性实施例的可用于BLDC电机控制的说明性波形。用于三相BLDC的电压驱动角度300显示为0至360度。图中显示了正弦相电流信号302，该正弦相电流信号302具有下降零交叉点304，该下降零交叉点304对应于采样的电压驱动角度θs，其可以用来得出相电流302和相电压306之间的角度θe。在图示的实施例中，θe＝180-θs。
在实施例中，差值角度θe在稳态条件下应等于θ0(图2)。图3A显示了由相电压350和驱动电流352之间的角度定义的极坐标系中的角度θe(图2来自206的输出)。
图4显示了驱动电流的表示方法，三相交流(AC)电流可以用等效的旋转直流(DC)电流代替。可以看出，正弦电流可以提供给电机的A、B、C相中的每一个。磁体包括北N极和南S极，其位置由此决定。角度θ指的是电压驱动角度，该电压驱动角度是相电压的正弦函数的输入。在实施例中，角度θ可以提供正弦查询表的索引(指数、指引、指标)。
如上所述，I_bus/命令模块206(图2)可以生成用于PID控制器216的I_driving信号。在示例实施例中，I_driving＝I_bus除以速度命令。I_driving和相电流之间的关系将在下面描述：
三相电流可定义为：
IA＝Ipeak*sin(ωt)，其中，ω对应于电机速度
IB＝Ipeak*sin(ωt-120°)
IB＝Ipeak*sin(ωt-240°)。
相转矩可定义为：
TA＝IA*FluxPeak*sin(θ+120°)
TB＝IB*FluxPeak*sin(θ+240°)
TC＝IC*FluxPeak*sin(θ+0°)
Tsum＝1.5*Ipeak*FluxPeak*(ωt+θ+120°)
对于直流驱动电流Idrive＝1.5*Ipeak，其以速度ω逆时针旋转，那么Tdrive＝1.5*Ipeak*FluxPeak*(ωt+θ+120°)＝Tsum
可以看出，通过应用Idrive(其是Ipeak直流电流的1.5倍，与BLDC的磁体一起旋转)，BLDC电机被等效转矩Tdrive＝Tsum驱动。因此，为了分析，三相电流IA、IB和IC用Idrive代替。Idriving是Idrive的幅值，可以由I_bus/命令模块206(图2)测量得到。
图5显示了根据本发明的说明性实施例的BLDC电机控制的示例过程。在步骤500中，可以使用合适的零电流检测(ZCD)技术来检测相电流方向，例如在美国专利8,917,043中显示和描述了这种技术，该专利通过引用纳入本文。在步骤502中，当检测到零电流时，可以从采样的电压驱动角度θs计算出相电流302(参见，例如，图3)和相电压306之间的角度θe。电压驱动角度θ可以是从0到360度的索引，其决定了正弦波的输出。角度θe可以对应于电流在极坐标系中的角度位置，如图3A所示。在步骤504中，接收相位提前角度θ0以作为输入，该相位提前角度θ0由电机电感或类似参数计算得到。一般来说，在稳定状态下，角度θe应该等于θ0。在步骤506中，差值角度Δθ(例如，θ0-θe)向控制环(例如，PID控制器216(图2))提供反馈信号，以用于调整电机速度ω。
在步骤508中，系统(例如，I_bus/命令模块206图2)测量总线电流204(图2和图4)的平均值，并将该值转换为驱动电流(I_driving)，该驱动电流是为电机产生驱动转矩的有效旋转电流。可以理解的是，可以使用任何合适的方法来测量和/或估计驱动电流。在由正弦波驱动的三相BLDC电机中，如上所述，三相交流电流可以用等效的旋转直流电流代替，该旋转直流电流可以称为驱动电流，它与母线电流除以幅值命令成比例。在一个实施例中，I_driving＝Ibus*1.732/amplitude_command。驱动电流在图3A的极坐标系中是径向部分352。
在步骤510中，将驱动电流乘以差值角度Δθ，其乘积被送入PI控制器216(图2)。例如，PI控制环的比例增益(Kp)和积分增益(Ki)可以由电机参数确定。驱动电流也可用于控制系统加速和减速的功率控制。
在另一个方面，BLDC电机控制处理可以包括数据曲线变换器，该数据曲线变换器可以对速度、转矩、功率、控制需求数据等有用。在实施例中，可以将曲线变换器作为信号处理器的一部分提供，例如图1的信号处理模块143。
图6显示了具有M(M:0)个输入位和N(N:0)个输出位的示例曲线变换器模块600。在示例实施例中，N＝M，以使得输入位和输出位的数量是相同的。可以理解的是，N和M可以被提供为任何实际的整数，以满足特定应用的需要。
图7A显示了一个示例实施方式，其中N＝M＝9，输入和输出数据值的范围可以从0到511。曲线变换器600(图6)将输入数据值转换为输出数据值。在图示的实施例中，每个输入数据值(在0到511之间)被转换为输出值(在0到511之间)。在一些实施例中，数据查询值可以存储在EEPROM或其他存储器中。例如，0和511的"角点"被存储，中间的数值通过线性插值计算。可以理解的是，可以使用任何合适的插值技术来满足特定应用的需要。变换数据可以存储在特定的内存地址中，以覆盖一定数量的角点。在一个特定的实施例中，每个数据点包含9位输入数据和9位输出数据。
在图7A的说明性实施例中，地址32存储第一点(索引0)，输入数据为0，输出数据为0，地址33存储第二点(索引1)，输入数据为511，输出数据为511。该曲线是一条从0到511的线性曲线。在第二行，输入数据是511，其表示曲线的最后一个角点。在实施例中，超过这一行的数据被忽略。
图7B显示了使用存储器中的地址位置{32，33，34，35，36}上的索引值{0，1，2，3，4}将输入数据{0，100，100，450，511}转换为输出数据{0，0，100，511，511}的进一步示例。输入值和输出值显示在图中右侧的曲线上。角点显示为从100到511的线性外推(外延)。低于100的输入数据将被转换为0输出值。高于450的输入数据将被转换为511的输出值。
在一个使用曲线变换器的速度需求实施方式中，电机在低于大约20％(≈100/511)的速度需求时不会启动，如果输入需求高于大约80％(≈450/511)，电机速度将会饱和。
图7C显示了另一个使用十个点来提供具有滞后性的阶梯曲线的示例。可以看出，各个输入数据值与输出数据值相对应，以便在特定的输入值范围内形成平坦。如果下一个点(索引N+1)的输入数据小于当前点(索引N)的输入数据，就会出现滞后。例如，索引1是100，而索引2是80，这就产生了20的滞后。索引3和4，索引5和6，以及索引7和8也有类似的滞后。
图7D显示了另一个示例，其中输出不需要是单调的，如在这个示例中，当索引6的输入是511时，输出回到零。在图示的实施例中，曲线具有从80到511的线性外推和各种角点。
图7E显示了另一个示例，其曲线在电机应用中可被认为是双向的。在图示的示例中，对于230和280之间的输入需求，输出是255。如果选择了双向曲线，这就会转化为零速度。0的输入需求意味着反向的最大速度，而511的输入需求也转化为最大速度，但是为正向的最大速度。可以看出，曲线在0到230之间和280到511之间是线性的。
如上所示和所述，示例实施例包括用于BLDC电机的极场定向控制(FOC)，其中处理在极坐标域中执行。再次参考图1、2、3，对于BLDC电机控制系统中的任何矢量，电压、电流和反BEMF可以通过直接轴系数和正交轴系数来表征。也可以用幅值和角度来表征，这种结构被称为极坐标。电流的幅值可以从母线电流中测得，而角度则由ZCD(零电流交叉检测)电路测得(参见，例如，图3)。
当相电流过零时，电路可以对指针值进行采样，该指针值是生成三相电压输出的theta角。注意，如果电流交叉是下降沿，采样的theta(theta_s)应减去180度，以得到误差角度(theta_e)。还要注意有三相电流，所以如果零电流发生在B相或C相，则需要加上120或240度。
再次参考图4，通过电机绕组的电流被称为相电流，而通过电源的电流被称为总线电流。相电流是正弦波，而母线电流是波纹波，其具有I_bus的平均直流值。在示例实施中，驱动电流(或I_drive)是指等效的直流旋转电流。携带驱动电流的导线与电机磁体同步旋转，这是基于相同的转矩效应。
在实施例中，驱动电流的幅值为相电流峰值的1.5倍。一个示例性的电机驱动控制器IC封装将只测量母线电流，并计算出驱动电流如下：
Idrive＝Ibus*1.732/amplitude(幅值)Cmd/cos(theta)。
因为theta通常是相对较小的角度，而cos(theta)大约等于1，所以可以忽略上式中的cos(theta)系数。在其他实施例中，cos(theta)不被忽略。
再次参考图2，电流过零是由ZCD电路208检测的，采样和计算块210生成电压和电流之间的角度(theta_e)。Theta_0是根据电机电感、电流和电机速度(w I L)计算的。更高的电流、更高的速度和更高的电感可能需要更高的Theta_0。在一些实施例中，用户可以直接对theta_0进行设定(规划，编程)。
在实施例中，期望控制theta_e和theta_0的差值，该差值是应该为零的反馈。通过PID模块216，输出调整驱动速度。电机的物理速度由驱动转矩、负载转矩和惯性决定。驱动速度应该等于稳定状态下的电机速度。如果驱动速度在一定时间内高于或低于电机速度，电机就会"脱相"，控制环就会失效。因此，应根据θ的反馈不断调整驱动速度。
总线电流可由I_bus/命令模块206中的op-amp(运算放大器)和ADC测量。I_bus除以幅值命令可以生成I_drive(忽略cos theta)。I_drive信号可以通过调节幅值命令224限制在额定电流和零之间，这也可能影响I_drive的计算。
在实施例中，I_drive信号在送入PID模块216之前将delta_theta乘以214。在较高的电流(I_drive)下，小角度误差(delta theta)可能需要更高的调整。驱动速度可以被积分以生成指针(θ)，而正弦表可以读取指针以生成三相输出电压。
如上所述，在一些实施例中，将母线电流除以占空比(母线电流/占空)以表示相电流(峰值)，这假定相电流和相电压具有小角度，例如cos(θ)＝1。在一些实施例中，θ可以相对较大，如30度，那么cos(θ)可能会参与计算。
在一些实施例中，Idrive电流、增益和delta theta相乘并提供给积分比例环，如图8A所示。在其他实施例中，只有增益和delta theta相乘并提供给积分比例环，如图8B所示。
在一些实施例中，反馈环包含delta theta(即theta和theta 0之间的误差)以及Idrive，如图9A所示。Theta 0由w*I*L计算。在其他实施例中，可以为这些计算实施"IR+wIL/BEMF"块。在一些实施例中，可以在计算中加入场弱化输入。
在一个示例实施例中，IR+wIL/BEMF块可以实施为：
误差＝(cos(theta)*w*L+sin(theta)*w*Idrive*R)/(w*Kt)
误差＝(cos(theta)*w*L*Idrive+sin(theta)*Idrive*R)/(w*Kt)
其中，theta指的是相电流角度，w指的是电机驱动角速度[rad/s]，Idrive指的是相峰值电流[A]，R指的是绕组电阻[ohm]，L指的是绕组电感[H]，Kt指的是电机转矩常数[Nm/A]，误差指的是相位提前[rad]。
在示例性实施例中，电机控制器有四种操作模式：开环、恒定速度、恒定电流(转矩)和恒定功率。恒定速度、恒定电流(转矩)和恒定功率这三种操作模式是闭环模式。图10显示了具有速度环、功率环、电流环和幅值控制的各种操作模式的示例控制环。
BLDC电机的驱动转矩是由永磁体吸引(引起)的驱动电流(相电流)产生的。控制恒定转矩就等于控制恒定电流。恒定转矩和恒定电流的名称可以互换使用。控制需求(来自模拟输入、PWM输入或i2c输入)根据操作模式的选择而应用于四个不同的块。
如果选择开环，控制需求将直接应用于幅值控制，更高的控制需求将导致更高的平均输出电压幅值，这在大多数情况下会增加电流和电机速度。在开环模式下，电流环、速度环和功率环都不活动。
如果选择恒定转矩模式，控制需求被应用于电流环的参考输入。速度环和功率环被绕过。如果电机运行电流(I_drive)小于转矩需求(即，来自模拟、PWM或I2C的控制需求信号)，则PI环将增加幅值需求，并最终调节I_drive。在示例实施例中，电流环的时间常数约为1ms。调整积分和比例参数可以保持电流环的稳定。可以理解的是，更高电感的电机需要更慢的PI参数。
如果选择了恒定速度模式，则控制需求被应用于速度环的参考输入。功率环被绕过。电流环在速度环之后运行。如果电机运行速度低于速度需求(即，来自模拟、PWM、I2C或CLOCK(频率)模式输入的控制需求信号)，则PI环将增加电流参考值。因为电流环是速度环的至少10倍快，所以电流可以被视为立即调整目标，而系统最终会调节电机速度。在示例实施例中，速度环的时间常数长于10ms。调整积分和比例参数可以保持速度环的稳定。
如果选择了恒定功率模式，控制需求被应用于功率环的参考输入。速度环被绕过。电流环在功率环之后运行。如果电机运行功率小于功率需求(即，来自模拟、PWM或I2C输入的控制需求信号)，则PI环将增大电流参考值。因为电流环是功率环的至少10倍快，所以电流可以被视为立即调整目标，而系统最终会调节电源。例如，功率环的时间常数要比10ms长。
在实施例中，无论选择哪种运行模式，都可以独立地对额定转速和额定电流进行设定；它们主要用于确定电机参数。额定电流可以用来钳制来自速度环或功率环的电流参考信号。
在另一个方面，电机控制器的实施例具有锁相环方案，以提高精度。电机控制器IC封装可以具有内部RC振荡器，该内部RC振荡器具有给定的精度/误差，如+-3％。在一些应用中，可以接收外部晶体精确时钟参考。电机控制器可以接受精确时钟参考，并将内部PLL频率锁定在精确时钟上。
图11显示了一个示例实施方式，其中16位EEPROM被用来设定时钟频率。EEPROM中的数值(N)，乘以320ns，就是输入时钟周期。例如，输入时钟频率为1kHz，则它的周期为1ms。所以，N＝1ms/320ns＝3125。我们应该在EEPROM中设定3125。
外部时钟可以从任何合适的源头(如，PWM引脚、DIR引脚、BRAKE引脚等)送入。外部时钟由3.125M的内部时钟测量，如果内部时钟准确，则测得的周期应该等于EEPROM参数。如果内部时钟较慢，则测得的周期将小于EEPRM参数，所以内部振荡器应运行得更快，然后产生adjUp脉冲。如果内部时钟较快，则测得的周期将高于EEPROM参数，因此内部振荡器应运行得更慢，从而产生adjDown脉冲。如果误差超过6.25％(比参考值高6.25％或低6.25％)，则被视为无效的调整要求。既不会产生adjUp也不会产生adjDown。如果该功能未被启用，adjUp和adjDown将为零，adj_none将为1。adjUp、adjDown和adj_none信号将控制模拟电路以调整振荡器频率。
图12显示了一个示例实施方式，其中adjUp脉冲将对电容器充电，而adjDown脉冲将对电容器放电。如果该功能被禁用，则adjNone被导通，并且电压被强制到参考电压(例如Vdd/2)。电容器上的电压将控制电流源，该电流源从VCO电路中增加额外的电流。调整的范围是2LSB的微调位。可能需要将振荡器修整到尽可能地接近3.125MHz，如果这个功能被启用，误差将在飞行中得到补偿。
时钟速度控制模式与闭环速度一起工作。它可能无法与开环、恒定转矩模式或恒定功率模式一起工作。SPD引脚上的更高频率将驱动更高的电机速度，如下所示：
close_loop_speed(rpm)＝clock_input×speed_ctrl_ratio
其中speed_ctrl_ratio可以在EEPROM中设定。例如，如果比率为4，时钟输入频率为60Hz，则电机将以240rpm的速度运行。请注意，为了使额定速度(RPM)设置准确，必须在编程应用中正确设置电机极对的数量。
图13显示了一个示例实施方式，其中，计数器根据输入的CLOCK信号上升和下降，电机的FG信号(或FG信号的倍数)取决于speed_ctrl_ratio。计数器控制幅值命令。
在一些实施例中，电流环是在速度环之后实现的，并且有独立控制速度环时间常数和speed_ctrl_ratio的要求。在其他实施例中，期望提取CLOCK频率，例如通过"借用"PWM解调，如图14所示。
图15显示了CLOCK模式的示例混合实施方式。时钟信号的占空比可以是50％。我们利用CLOCK信号的上升沿，通过"单稳态触发电路"来产生CLK_PWM信号，该CLK_PWM信号具有相同的频率，"通(开)"的周期Ton是固定的。所以占空比是随着CLOCK的频率变化而变化的。这个信号被送入PWM解调处理，其输出代表CLOCK频率。Ton时间是由系统的最大速度决定的，(并非额定速度，而是100％的目标速度)。更高的速度将具有更小的Ton，因此需要更高的CLOCK频率来达到目标速度。与实际速度相比较，转换后的PWM占空比或CLOCK频率被用于PI速度环，随后是电流环。由于数字实施方式可能具有量化误差，实际速度和CLOCK参考速度之间可能有相对(部分)误差。PLL电路同时工作，以作为一种补充方法来补偿PI速度环之后的相对误差。因为它只取相对误差，这个块可能只有几个位。
图16显示了示例性计算机1600，该计算机1600可以执行本文所述的至少一部分处理。计算机1600包括处理器1602、易失性存储器1604、非易失性存储器1606(例如，硬盘)、输出设备1607和图形用户界面(GUI)1608(例如，鼠标、键盘、显示器，等等)。非易失性存储器1606存储计算机指令1612、操作系统1616和数据1618。在一个示例中，计算机指令1612由处理器1602从易失性存储器1604中取出执行。在一个实施例中，物品1620包括非临时性计算机可读指令。
处理可以在硬件、软件或两者的组合中实施。处理可以在可编程计算机/机器上执行的计算机程序中实施，该计算机/机器各自包括处理器、存储介质或其他可由处理器读取的制造物品(包括易失性和非易失性存储器和/或存储元件)、至少一个输入设备和一个或多个输出设备。程序代码可应用于使用输入设备输入的数据，以进行处理并生成输出信息。
该系统可以至少部分地通过计算机程序产品(例如，机器可读存储设备中的计算机程序产品)进行处理，以便由数据处理装置(例如，可编程处理器、计算机或多台计算机)执行或控制其操作。每个这样的程序可以用高级程序或面向对象的编程语言实施，以便与计算机系统通信。然而，这些程序可以用汇编或机器语言来实施。该语言可以是编译语言或解释语言，它可以以任何形式部署，包括作为独立的程序或作为模块、组件、子程序或其他适合在计算环境中使用的单元。计算机程序可以被部署，以在一台计算机上执行，或者在一个地点或分布在多个地点并通过通信网络相互连接的多台计算机上执行。计算机程序可以存储在存储介质或设备(例如，CD-ROM、硬盘或磁性软盘)上，当存储介质或设备被计算机读取时，该存储介质或设备可被通用或专用可编程计算机读取，以用于配置和操作计算机。处理也可以作为配置有计算机程序的机器可读存储介质来实施，在执行时，计算机程序中的指令使计算机运行。
处理可由一个或多个可编程处理器执行，该一个或多个可编程处理器执行一个或多个计算机程序来执行系统的功能。系统的全部或部分可以实施为专用逻辑电路(例如，FPGA(现场可编程门阵列)和/或ASIC(特定应用集成电路))。
在描述了本发明的示例性实施例后，现在对于本领域的普通技术人员来说，显然也可以使用包含其概念的其他实施例。此处包含的实施例不应局限于公开的实施例，而应仅受所附权利要求的精神和范围的限制。本文所引用的所有出版物和参考文献都明确地通过引用而全部纳入本文。
本文描述的不同实施例的元素可以组合成上文未具体阐述的其他实施例。在单个实施例的背景下描述的各种元素也可以单独提供或以任何合适的子组合提供。本文未具体描述的其他实施例也在以下权利要求的范围内。

Claims (22)

1.一种方法，其包括：
采用曲线变换器，所述曲线变换器对于每个存储的输入值和输出值具有索引值，以用于为所述曲线变换器的输出提供存储的角点；
其中，所述曲线变换器为相邻输入值之间的输入数据输出插值数据。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述插值数据包括线性插值数据。
3.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括采用所述曲线变换器来控制三相电机。
4.根据权利要求3所述的方法，其进一步包括采用所述曲线变换器来控制电机速度。
5.根据权利要求3所述的方法，其进一步包括采用所述曲线变换器来控制电机转矩。
6.根据权利要求3所述的方法，其进一步包括采用所述曲线变换器来控制电机功率。
7.根据权利要求3所述的方法，其进一步包括采用所述曲线变换器来控制电机控制需求。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述索引值、所述输入值和所述输出值在所述曲线变换器的输出中提供台阶。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述台阶包括滞后。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，所述曲线变换器的输出不是单调的。
11.根据权利要求1所述的方法，其进一步包括采用所述曲线变换器，所述曲线变换器在电机控制器IC封装中使用极FOC。
12.一种电机控制器IC封装，其包括：
处理器和存储器，其被配置为提供：
曲线变换器，所述曲线变换器对于每个存储的输入值和输出值具有索引值，以用于为所述曲线变换器的输出提供存储的角点；
其中，所述曲线变换器为相邻输入值之间的输入数据输出插值数据。
13.根据权利要求12所述的电机控制器IC封装，其中，所述插值数据包括线性插值数据。
14.根据权利要求12所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器被配置为控制三相电机。
15.根据权利要求14所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器被配置为控制电机速度。
16.根据权利要求14所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器被配置为控制电机转矩。
17.根据权利要求14所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器被配置为控制电机功率。
18.根据权利要求14所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器被配置为控制电机控制需求。
19.根据权利要求12所述的电机控制器IC封装，其中，所述索引值、所述输入值和所述输出值在所述曲线变换器的输出中提供台阶。
20.根据权利要求19所述的电机控制器IC封装，其中，所述台阶包括滞后。
21.根据权利要求12所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器的输出不是单调的。
22.根据权利要求14所述的电机控制器IC封装，其中，所述曲线变换器被配置用于极FOC电机控制。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11387756B1 (en) 2021-01-29 2022-07-12 Allegro Microsystems, Llc Motor controller with stall detection
US11894844B1 (en) 2022-08-01 2024-02-06 Allegro Microsystems, Llc Rapid data transfer sensor arrays
US11972154B2 (en) 2022-08-02 2024-04-30 Allegro Microsystems, Llc Configurable variable-length shift register circuits

Family Cites Families (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB979501A (en) * 1960-04-13 1965-01-06 Emi Ltd Improvements relating to interpolating arrangements especially for the automatic control of machine tools
NL267022A (zh) * 1960-08-30 1900-01-01
US3154674A (en) * 1961-04-11 1964-10-27 Emi Ltd Interpolating arrangements especially for the automatic control of machine tools
US3287545A (en) * 1962-02-26 1966-11-22 Cincinnati Milling Machine Co Automatic control system
US3898568A (en) * 1972-09-14 1975-08-05 Astrosyst Inc Signal synthesizer employing an autotransformer having a tapped coil
US5872674A (en) 1996-11-22 1999-02-16 Seagate Technology, Inc. Actuator bias prediction using lookup-table hysteresis modeling
JP4174197B2 (ja) * 2001-07-06 2008-10-29 キヤノン株式会社 カラー画像形成装置及びその制御方法
US20100001670A1 (en) * 2008-07-03 2010-01-07 Honeywell International Inc., Single-chip brushless motor controller
TWI397792B (zh) 2010-07-06 2013-06-01 Delta Electronics Inc 編碼器回授位置之動態補償裝置及其操作方法
KR101702440B1 (ko) * 2010-07-08 2017-02-06 에스프린팅솔루션 주식회사 화상형성장치, 모터 제어 장치 및 그 모터 제어 방법
GB201111602D0 (en) 2011-07-06 2011-08-24 Nidec Sr Drives Ltd Control of electrical machines
JP5413424B2 (ja) 2011-08-24 2014-02-12 パナソニック株式会社 モータ駆動装置およびブラシレスモータ
GB201211541D0 (en) 2012-06-29 2012-08-15 Melexis Technologies Nv Method and system for powering and measuring position of a DC-motor over a three-wire interface
US20140055064A1 (en) 2012-08-27 2014-02-27 Allegro Microsystems, Inc. Systems and Methods for Controlling Motor Speeds
US8917043B2 (en) 2012-08-30 2014-12-23 Allegro Microsystems, Llc Electronic circuit and method for automatically adjusting a phase of a drive signal applied to an electric motor in accordance with a zero current detected in a winding of the electric motor
US9236820B2 (en) * 2013-03-11 2016-01-12 Steering Solutions Ip Holding Corporation System for reducing torque ripple in an electric motor
JP6194466B2 (ja) 2013-04-11 2017-09-13 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 モータ駆動装置
US9399407B2 (en) 2014-08-19 2016-07-26 General Electric Company Vehicle propulsion system having an energy storage system and optimized method of controlling operation thereof
CN106575933A (zh) 2014-09-05 2017-04-19 松下知识产权经营株式会社 电动机驱动装置以及无刷电动机
DE102015108617A1 (de) 2015-06-01 2016-12-01 Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft, Würzburg Bürstenloser Gleichstrommotor
US10312847B2 (en) 2016-05-09 2019-06-04 Allegro Microsystems, Llc Motor control using phase current and phase voltage
US10181810B2 (en) 2016-06-16 2019-01-15 Allegro Microsystems, Llc Determining motor position with complementary driving and detection and current injection
US10116243B2 (en) 2016-06-16 2018-10-30 Allegro Microsystems, Llc Determining motor position with complementary drive and detect and slight move
US9843285B1 (en) 2016-07-22 2017-12-12 Allegro Microsystems, Llc Digital demodulator for pulse-width modulated (PWM) signals in a motor controller
US10873280B2 (en) 2016-12-09 2020-12-22 Allegro Microsystems, Llc Methods and apparatus for motor startup with sinusoidal phase current
KR20180087584A (ko) * 2017-01-25 2018-08-02 에이치피프린팅코리아 주식회사 화상형성장치, 모터 제어 장치 및 고장 진단 방법
US20200021212A1 (en) 2017-02-02 2020-01-16 Nidec Corporation Motor controller, brushless motor, fan, and motor control method
US10326389B2 (en) 2017-03-23 2019-06-18 Allegro Microsystems, Llc Methods and apparatus for three-phase motor control with error compensation
GB2568087B (en) * 2017-11-03 2022-07-20 Imagination Tech Ltd Activation functions for deep neural networks
US10348223B1 (en) 2018-05-01 2019-07-09 Allegro Microsystems, Llc Electric motor stall detection
JP2020014364A (ja) * 2018-07-20 2020-01-23 日本電産株式会社 モータ駆動制御装置、モータ、及び送風装置

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Publication number Publication date
TWI767332B (zh) 2022-06-11
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EP4008054A1 (en) 2022-06-08

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