JP2001218493A - 同期モータ制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 位置センサの取り付け精度を高めなくても波
形制御を高精度化するとともに、高応答性を実現する。 【解決手段】 任意に装着されたパルスエンコーダ２、
アップ／ダウン・カウンタ３、インバータ４、ＰＷＭ制
御部５、電流制御部６、スイッチングパターン選択部
７、始動シーケンス部８、回転位置角設定部９、および
加算器１０を有し、始動時に始動シーケンス部８から電
流制御部６に所定の電流振幅指令を供給して同期モータ
１の固定子をロックすることにより、回転子位置角と通
電波形との位相を特定し、この位相およびアップ／ダウ
ン・カウンタ３の内容に基づいて回転子の位置角を検出
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、制御電源を制御
して同期モータに所定の電圧もしくは電流を供給するこ
とにより同期モータを制御するための方法およびその装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】地球環境保護の観点から各種機器の省エ
ネルギーのニーズが高まっている。

【０００３】こうした背景の中、電動可変速モータ（以
下、単に可変速モータと略称する）は、これを駆動する
ための電源の周波数とモータ回転数との間にあるすべり
により原理的に効率が悪い非同期モータ（例えば誘導モ
ータなど）に代わって、前記すべりがないため高効率な
同期モータ（例えば、ブラシレスＤＣモータ、シンクロ
ナスリラクタンスモータ、スイッチトリラクタンスモー
タなど）が主流になってきている。

【０００４】同期モータでは、これに接続された制御電
源（例えば、インバータ、サイクロ（登録商標）コンバ
ータなどであり、以下、単にインバータと称する）の周
波数と回転数とを同期させるために回転位置検出が不可
欠であり、（１）モータ軸に回転位置センサを取り付け
て回転位置角を直接検出する方法、または（２）モータ
端子電圧や電流などを検出して回転位置角を間接的に検
出する方法が用いられる。

【０００５】産業機械や工作機械用途で用いられる同期
モータは、トルクリプル補償や高速トルク応答を実現す
るモータ制御が望まれる。このため、モータを駆動する
インバータの電流もしくは電圧波形の振幅や位相を回転
位置角に応答して、精密に、かつ高速に制御する必要が
あり、一般的には回転位置センサには、回転角の検出分
解能が１０００パルス／回転以上で、レゾルバや絶対値
エンコーダなどの回転角の絶対位置検出機能を有するも
のが採用される｛山村他、「パワーエレクトロニクス入
門（改訂２版）」、オーム社、ｐ．２１７−ｐ．２１９
参照｝。そして、この回転位置センサからの出力信号は
インバータを制御するための高性能・高速マイコンやア
ナログ回路に入力されている。

【０００６】なお、モータ端子電圧や電流などを検出し
て回転位置角を間接的に検出する方法を用いる場合に
も、同程度の分解能で絶対回転位置角が得られる電子回
路が用いられる。

【０００７】このため、一般にモータ制御装置はコスト
高になっている。なお、以降において、これらを「高性
能同期サーボモータ」と称する。

【０００８】図３４はブラシレスＤＣモータを採用した
高性能同期サーボモータの装置構成例を示すブロック図
である。

【０００９】ブラシレスＤＣモータの回転軸には、１０
２４パルス／回転の分解能を持つ絶対位置エンコーダ
が、その検出位置角の”０”とブラシレスＤＣモータの
ｕ相逆貴電圧位相の”０”とが一致するように取り付け
られている。そして、絶対位置エンコーダの検出位置角
θに対して外部からの位相指令β＊が加算され、加算結
果が３相正弦波発生部に供給されている。この３相正弦
波発生部の出力に速度制御部から出力される電流振幅指
令を乗算し、インバータをスイッチング制御する電流制
御部に電流指令として供給している。そして、インバー
タを介して、指令電流に対応する巻線電流がブラシレス
ＤＣモータに供給される。

【００１０】前記速度制御部は、回転位置角を時間微分
して実回転速度を得る速度検出部の出力と外部からの速
度指令とを入力として、例えばＰＩ演算（比例・積分演
算）を行って電流振幅指令を出力する。

【００１１】なお、インバータの電流制御の動作につい
ては、例えば、電気学会 半導体電力変換方式調査専門
委員会編、「半導体電力変換回路」、電気学会、ｐ．１
４３−ｐ．１５０などに種々の方式が詳述されているの
で、詳細な説明を省略する。

【００１２】図３５は図３４の装置により得られる電流
波形とモータ逆起電圧波形との関係を示す図である。

【００１３】なお、インバータのスイッチング動作に伴
う電流リプルは通常小さいので、簡単化のために図示を
省略している。ブラシレスＤＣモータの発生トルクは原
理的に、ブラシレスＤＣモータの巻線電流をモータ逆起
電圧に対して所定の位相｛ブラシレスＤＣモータとして
永久磁石を回転子の表面の装着した構造（以下、表面磁
石構造と略称する）を採用した場合には電気角で０（ｒ
ａｄ）に固定、ブラシレスＤＣモータとして永久磁石を
回転子の内部に装着した構造（以下、埋込磁石構造と略
称する）を採用した場合には電気角で０〜π／５（ｒａ
ｄ）程度の範囲を電流振幅に応じて変化させる｝の正弦
波交流とすれば、トルク発生効率を極大化でき、かつ、
トルクリプルを極小化できる（例えば、畠中他、「ＰＭ
形ブラシレスＤＣモータの最大トルク制御」電気学会半
導体電力変換研究会、ＳＰＣ−９１−６、１９９１年参
照）。

【００１４】そして、１０２４パルス／回転の高分解能
な位置検出器を採用しているので、図３５のような正弦
波電流を各相に供給でき、かつ、回転子の絶対位置角を
検出しているので、モータ巻線電流とモータ逆起電圧と
の位相を正確に設定できている。

【００１５】一方、低コストが求められる家庭機器用途
で使われる同期モータの回転位置センサとしては、同期
モータを１回転させるのに必要なインバータ出力波形の
転流回数に等しい分解能、具体的には、４極のブラシレ
スＤＣモータで１２パルス／回転のものが専ら用いられ
ている。この回転位置センサから得られる信号は安価な
ワンチップマイコンに供給され、マイコン処理で位置信
号周期を１サンプル前の速度情報に基づいて分割し、内
蔵タイマにより擬似的な位置信号を得、インバータの電
流もしくは電圧波形の振幅や位相をマイコン制御してい
る。なお、以降において、これを「同期サーボモータ」
と称する。

【００１６】図３６はブラシレスＤＣモータを採用した
同期サーボモータの装置構成例を示すブロック図であ
る。

【００１７】ブラシレスＤＣモータの内部には、位置セ
ンサとして最も安価なホール素子が、回転子に装着され
た永久磁石もしくは位置検出用に別途回転軸に取り付け
られた永久磁石の磁束を検出するように、電気的に１２
０度毎に３つ配置されている。そして、インバータは、
これらのホール素子によってモータ回転子の位置角に対
応した信号を得てブラシレスＤＣモータの巻線に１２０
度通電方式で電圧を印加して駆動するようにしている。

【００１８】コンパレータなどにより”０””１”のデ
ジタル信号に変換されたホール素子信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈ
ｗは、表１のように、回転位置角（電気角）に対応して
いる。

【００１９】

【表１】

【００２０】これらホール素子信号はインバータの通電
状態を制御するために、表１、表２に基づいてインバー
タに含まれるトランジスタＴｒのオンオフ信号を出力す
るスイッチングパターン選択部に供給される。

【００２１】

【表２】

【００２２】さらに、図３７に示す論理回路により、各
ホール素子信号の立ち上がりもしくは立ち下がりに応答
して”０””１””０”・・・と変化するパルス列に変
換され、速度検出部に供給される。速度検出部では、入
力のパルス列の周期測定、並びにその逆数演算を経て速
度情報を出力する。この速度情報はＰＩ演算などで構成
された速度制御部に供給され、ここで得られた演算結果
は電流振幅指令として電流制御部に供給される。電流制
御部には、他にインバータの直流側の電流検出値が供給
され、例えばＰＩ演算によりインバータの出力電圧指令
を演算し、この演算結果と鋸歯状波との比較によりチョ
ッパ信号を出力する。このチョッパ信号は、ＰＷＭ制御
部を介して選択的に、表２の各モードの”＊”に対応す
るトランジスタＴｒのゲート駆動回路に供給している。

【００２３】このＰＷＭ制御の結果、インバータ出力電
流波形の波高値が直流側の電流値に設定される。

【００２４】なお、通電波形の位相を制御するために、
スイッチングパターン選択部からの出力は遅延部に供給
されている。この遅延部に記憶されたスイッチングパタ
ーン（スイッチングパターン選択部からの出力）は、前
記論理回路からの出力をトリガとしてカウントダウンす
るタイマのアンダーフロー信号に応答して出力される。
ここで、タイマ値は、外部から与えられる位相指令と速
度検出部からの出力（速度情報）とを入力とするタイマ
値演算部で決定される。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】産業機器や工作機器な
どで使われている油圧ポンプなどの駆動源に可変速モー
タを使う場合には、ポンプ吐出圧力に発生するサージを
なくし、もしくは低減するために、圧力変化に応答して
高速な流量制御、すなわち、ポンプの回転速度制御を行
うことが必要とされる。

【００２６】また、定常時には、ポンプ吐出圧力の脈動
をなくし、もしくは低減するために、高精度なモータの
回転速度制御、もしくはトルク制御が要求され、さらに
は、高効率化のために、モータ発生トルクの極大化が必
要とされる。

【００２７】このような要求は、高精度同期サーボモー
タを採用すれば満足することができるが、油圧ポンプ装
置のコストが高くなるので、コストダウンへの要求が高
い油圧ポンプ装置などの用途に適用することは困難であ
る。

【００２８】また、同期サーボモータを採用する場合に
は、ホール素子によってモータ回転角の絶対位置を検出
しなければならないので、ホール素子の取り付け位置精
度を高めなければならず、この結果、組立作業が煩雑化
してしまうという不都合がある。

【００２９】さらに説明する。

【００３０】高性能同期サーボモータに接続される絶対
値エンコーダの構成は図３９中（Ａ）〜（Ｅ）に示すよ
うに、回転軸に装着されたスリット円盤に位置分解能に
対応して設けられたスリット列に対応して複数のフォト
センサが装着され、対向部に光源が配置されている。そ
して、図３９中（Ｄ）（Ｅ）に示すように、スリットの
開口部に正対するフォトセンサからは受光により”１”
信号が、スリットの開口部に正対しないフォトセンサか
らは非受光により”０”信号が出力される。なお、スリ
ット列は２進数として符号化されているため、例えば、
１０列のスリット列を持つスリット円盤と１０個のフォ
トセンサ並びに光源の組み合わせにより、１０ビットの
分解能（最下位ビットが１回転で１０２４パルスの出
力）で回転位置角を検出することができる。

【００３１】１回転で最下位ビットに１０２４パルスの
出力のある絶対値エンコーダの場合、例えば、モータの
回転数が１００ｒｐｓであれば、パルス列の周波数は１
００ｋＨｚ以上に達する。そして、このような高周波応
答を得るためには、エンコーダに用いるフォトインタラ
プタがコスト高になり、さらに、カップリングなどを介
してモータ軸にエンコーダの回転軸を取り付けるため、
位相合わせを精度よく行うためには、工程が複雑化し、
生産コストが高くなる。

【００３２】一方、従来の同期サーボモータにおいて
は、位置センサは安価であっても、ホール素子信号の立
ち上がり、もしくは立ち下がりが絶対位置角を示すの
で、その取り付け精度を高くする必要があり、高性能同
期サーボモータと同様に、工程が複雑化し、生産コスト
が高くなる（例えば、特開平９−１４９６７９号公報参
照）。

【００３３】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、位置センサの取り付け精度を高めなくて
も波形制御を高精度化するとともに、角度検出の分解能
が低い位置センサを用いて高応答性を実現することがで
きる同期モータ制御方法およびその装置を提供すること
を目的としている。

【００３４】

【課題を解決するための手段】請求項１の同期モータ制
御方法は、停止時に回転子位置角と通電波形との位相を
特定し、始動後に、任意に装着された位置センサからの
出力信号に基づいて制御電源を制御する方法である。

【００３５】請求項２の同期モータ制御方法は、前記位
置センサの分解能を同期モータ１回転の転流回数の２倍
以上に設定し、位置センサからの出力信号の変化に同期
させて制御電源波形を出力する方法である。

【００３６】請求項３の同期モータ制御方法は、前記位
置センサからの出力信号の周期を速度情報に基づいて分
割して擬似的な位置信号を発生し、擬似的な位置信号に
も基づいて制御電源を制御する方法である。

【００３７】請求項４の同期モータ制御方法は、前記位
置センサの分解能を同期モータの１回転当たり２００パ
ルス以下に設定する方法である。

【００３８】請求項５の同期モータ制御方法は、停止時
に、同期モータの回転子を所定位置にロックするための
トルクに対応する通電電流振幅指令を出力することによ
り、回転子位置角と通電波形との位相を特定する方法で
ある。

【００３９】請求項６の同期モータ制御方法は、始動後
に、回転子のロック位置と、回転子のロックと同期して
内容がクリアされ、その後の位置センサからの出力信号
のカウント値との加算結果に基づいて制御電源を制御す
る方法である。

【００４０】請求項７の同期モータ制御装置は、停止時
に回転子位置角と通電波形との位相を特定する位相特定
手段と、始動後に、任意に装着された位置センサからの
出力信号に基づいて制御電源を制御する制御電源制御手
段とを含むものである。

【００４１】請求項８の同期モータ制御装置は、前記位
置センサとして分解能を同期モータ１回転の転流回数の
２倍以上に設定したものを採用し、前記制御電源制御手
段として位置センサからの出力信号の変化に同期させて
制御電源波形を出力するものを採用するものである。

【００４２】請求項９の同期モータ制御装置は、前記制
御電源制御手段として、前記位置センサからの出力信号
の周期を速度情報に基づいて分割して擬似的な位置信号
を発生し、擬似的な位置信号にも基づいて制御電源を制
御するものを採用するものである。

【００４３】請求項１０の同期モータ制御装置は、前記
位置センサとして分解能を同期モータの１回転当たり２
００パルス以下に設定したものを採用するものである。

【００４４】請求項１１の同期モータ制御装置は、前記
位相特定手段として、同期モータの回転子を所定位置に
ロックするためのトルクに対応する通電電流振幅指令を
出力するものを採用するものである。

【００４５】請求項１２の同期モータ制御装置は、前記
制御電源制御手段として、位相特定手段による回転子の
ロック位置と、回転子のロックと同期して内容がクリア
され、その後の位置センサからの出力信号のカウント値
との加算結果に基づいて制御電源を制御するものを採用
するものである。

【００４６】請求項１３の同期モータ制御方法は、同期
モータの回転動作に伴って位置センサから出力される出
力信号に基づいて制御電源制御手段により制御電源を制
御して同期モータに所定の電圧もしくは電流を供給する
ことにより同期モータを制御するに当たって、位置セン
サの分解能を同期モータの１回転の転流回数の２倍以上
に設定し、位置センサからの出力信号の変化に同期させ
て制御電源波形を出力する方法である。

【００４７】請求項１４の同期モータ制御方法は、前記
位置センサからの出力信号の周期を速度情報に基づいて
分割して擬似的な位置信号を発生し、擬似的な位置信号
にも基づいて制御電源を制御する方法である。

【００４８】請求項１５の同期モータ制御方法は、前記
位置センサの分解能を同期モータの１回転当たり２００
パルス以下に設定する方法である。

【００４９】請求項１６の同期モータ制御装置は、同期
モータの回転動作に伴って位置センサから出力される出
力信号に基づいて制御電源制御手段により制御電源を制
御して同期モータに所定の電圧もしくは電流を供給する
ことにより同期モータを制御するものであって、前記位
置センサとして分解能を同期モータの１回転の転流回数
の２倍以上に設定したものを採用し、前記制御電源制御
手段として位置センサからの出力信号の変化に同期させ
て制御電源波形を出力するものを採用するものである。

【００５０】請求項１７の同期モータ制御装置は、前記
制御電源制御手段として、前記位置センサからの出力信
号の周期を速度情報に基づいて分割して擬似的な位置信
号を発生し、擬似的な位置信号にも基づいて制御電源を
制御するものを採用するものである。

【００５１】請求項１８の同期モータ制御装置は、前記
位置センサとして分解能を同期モータの１回転当たり２
００パルス以下に設定したものを採用するものである。

【００５２】請求項１９の同期モータ制御方法は、制御
電源の直流通電相を少なくとも１回切り換えることによ
り回転子位置角と通電波形との位相を特定する方法であ
る。

【００５３】請求項２０の同期モータ制御方法は、制御
電源の直流通電相を２回以上切り換えることにより回転
子位置角と通電波形との位相を特定する方法である。

【００５４】請求項２１の同期モータ制御装置は、前記
位相特定手段として、制御電源の直流通電相を少なくと
も１回切り換える直流通電相切換手段を含むものを採用
するものである。

【００５５】請求項２２の同期モータ制御装置は、前記
位相特定手段として、制御電源の直流通電相を２回以上
切り換える直流通電相切換手段を含むものを採用するも
のである。

【００５６】

【作用】請求項１の同期モータ制御方法であれば、制御
電源を制御して同期モータに所定の電圧もしくは電流を
供給することにより同期モータを制御するに当たって、
停止時に回転子位置角と通電波形との位相を特定し、始
動後に、任意に装着された位置センサからの出力信号に
基づいて制御電源を制御するのであるから、位置センサ
の取り付け精度を高めなくても（換言すれば、モータ回
転角の絶対位置を検出する機能のない位置センサを用い
ても）波形制御を高精度化するとともに、高応答性を実
現することができる。

【００５７】請求項２の同期モータ制御方法であれば、
前記位置センサの分解能を同期モータ１回転の転流回数
の２倍以上に設定し、位置センサからの出力信号の変化
に同期させて制御電源波形を出力するのであるから、実
際の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に起因す
るトルク変動を大幅に緩和することができ、さらにモー
タ効率や制御系の安定性を低下する低周波成分の重畳が
ない（もしくは、極めて小さい）指令波形を出力するこ
とができるほか、請求項１と同様の作用を達成すること
ができる。

【００５８】請求項３の同期モータ制御方法であれば、
前記位置センサからの出力信号の周期を速度情報に基づ
いて分割して擬似的な位置信号を発生し、擬似的な位置
信号にも基づいて制御電源を制御するのであるから、位
相制御の分解能を位置センサの検出分解能以上に高める
ことができ、実際の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅
れ位相に起因するトルク変動を大幅に緩和することがで
きるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成
することができる。

【００５９】請求項４の同期モータ制御方法であれば、
前記位置センサの分解能を同期モータの１回転当たり２
００パルス以下に設定するのであるから、タイマによる
制御を省略することができるほか、請求項２または請求
項３と同様の作用を達成することができる。

【００６０】請求項５の同期モータ制御方法であれば、
停止時に、同期モータの回転子を所定位置にロックする
ためのトルクに対応する通電電流振幅指令を出力するこ
とにより、回転子位置角と通電波形との位相を特定する
のであるから、簡単にかつ確実に回転子位置角と通電波
形との位相を特定することができるほか、請求項１から
請求項４の何れかと同様の作用を達成することができ
る。

【００６１】請求項６の同期モータ制御方法であれば、
始動後に、回転子のロック位置と、回転子のロックと同
期して内容がクリアされ、その後の位置センサからの出
力信号のカウント値との加算結果に基づいて制御電源を
制御するのであるから、位置センサが絶対位置を検出で
きなくても、簡単に絶対位置を得て制御電源を制御する
ことができ、請求項５と同様の作用を達成することがで
きる。

【００６２】請求項７の同期モータ制御装置であれば、
位相特定手段によって停止時に回転子位置角と通電波形
との位相を特定し、始動後に、制御電源制御手段によっ
て、任意に装着された位置センサからの出力信号に基づ
いて制御電源を制御することができる。

【００６３】したがって、位置センサの取り付け精度を
高めなくても（換言すれば、モータ回転角の絶対位置を
検出する機能のない位置センサを用いても）波形制御を
高精度化するとともに、高応答性を実現することができ
る。

【００６４】請求項８の同期モータ制御装置であれば、
前記位置センサとして分解能を同期モータ１回転の転流
回数の２倍以上に設定したものを採用し、前記制御電源
制御手段として位置センサからの出力信号の変化に同期
させて制御電源波形を出力するものを採用するのである
から、実際の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相
に起因するトルク変動を大幅に緩和することができ、さ
らにモータ効率や制御系の安定性を低下する低周波成分
の重畳がない（もしくは、極めて小さい）指令波形を出
力することができるほか、請求項７と同様の作用を達成
することができる。

【００６５】請求項９の同期モータ制御装置であれば、
前記制御電源制御手段として、前記位置センサからの出
力信号の周期を速度情報に基づいて分割して擬似的な位
置信号を発生し、擬似的な位置信号にも基づいて制御電
源を制御するものを採用するのであるから、位相制御の
分解能を位置センサの検出分解能以上に高めることがで
き、実際の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に
起因するトルク変動を大幅に緩和することができるほ
か、請求項７または請求項８と同様の作用を達成するこ
とができる。

【００６６】請求項１０の同期モータ制御装置であれ
ば、前記位置センサとして分解能を同期モータの１回転
当たり２００パルス以下に設定したものを採用するので
あるから、タイマによる制御を省略することができるほ
か、請求項８または請求項９と同様の作用を達成するこ
とができる。

【００６７】請求項１１の同期モータ制御装置であれ
ば、前記位相特定手段として、同期モータの回転子を所
定位置にロックするためのトルクに対応する通電電流振
幅指令を出力するものを採用するのであるから、簡単に
かつ確実に回転子位置角と通電波形との位相を特定する
ことができるほか、請求項７から請求項１０の何れかと
同様の作用を達成することができる。

【００６８】請求項１２の同期モータ制御装置であれ
ば、前記制御電源制御手段として、位相特定手段による
回転子のロック位置と、回転子のロックと同期して内容
がクリアされ、その後の位置センサからの出力信号のカ
ウント値との加算結果に基づいて制御電源を制御するも
のを採用するのであるから、位置センサが絶対位置を検
出できなくても、簡単に絶対位置を得て制御電源を制御
することができ、請求項１１と同様の作用を達成するこ
とができる。

【００６９】請求項１３の同期モータ制御方法であれ
ば、同期モータの回転動作に伴って位置センサから出力
される出力信号に基づいて制御電源を制御して同期モー
タに所定の電圧もしくは電流を供給することにより同期
モータを制御するに当たって、位置センサの分解能を同
期モータの１回転の転流回数の２倍以上に設定し、位置
センサからの出力信号の変化に同期させて制御電源波形
を出力するのであるから、実際の通電波形の遅れ位相を
小さくし、遅れ位相に起因するトルク変動を大幅に緩和
することができ、さらにモータ効率や制御系の安定性を
低下する低周波成分の重畳がない（もしくは、極めて小
さい）指令波形を出力することができる。

【００７０】請求項１４の同期モータ制御方法であれ
ば、前記位置センサからの出力信号の周期を速度情報に
基づいて分割して擬似的な位置信号を発生し、擬似的な
位置信号にも基づいて制御電源を制御するのであるか
ら、位相制御の分解能を位置センサの検出分解能以上に
高めることができ、実際の通電波形の遅れ位相を小さく
し、遅れ位相に起因するトルク変動を大幅に緩和するこ
とができる。

【００７１】請求項１５の同期モータ制御方法であれ
ば、前記位置センサの分解能を同期モータの１回転当た
り２００パルス以下に設定するのであるから、タイマに
よる制御を省略することができるほか、請求項１３また
は請求項１４と同様の作用を達成することができる。

【００７２】請求項１６の同期モータ制御装置であれ
ば、同期モータの回転動作に伴って位置センサから出力
される出力信号に基づいて制御電源制御手段により制御
電源を制御して同期モータに所定の電圧もしくは電流を
供給することにより同期モータを制御するに当たって、
前記位置センサの分解能を同期モータの１回転の転流回
数の２倍以上に設定するとともに、前記制御電源制御手
段として位置センサからの出力信号の変化に同期させて
制御電源波形を出力するものを採用するのであるから、
実際の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に起因
するトルク変動を大幅に緩和することができ、さらにモ
ータ効率や制御系の安定性を低下する低周波成分の重畳
がない（もしくは、極めて小さい）指令波形を出力する
ことができる。

【００７３】請求項１７の同期モータ制御装置であれ
ば、前記制御電源制御手段として、前記位置センサから
の出力信号の周期を速度情報に基づいて分割して擬似的
な位置信号を発生し、擬似的な位置信号にも基づいて制
御電源を制御するものを採用するのであるから、位相制
御の分解能を位置センサの検出分解能以上に高めること
ができ、実際の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位
相に起因するトルク変動を大幅に緩和することができ
る。

【００７４】請求項１８の同期モータ制御装置であれ
ば、前記位置センサとして分解能を同期モータの１回転
当たり２００パルス以下に設定したものを採用するので
あるから、タイマによる制御を省略することができるほ
か、請求項１６または請求項１７と同様の作用を達成す
ることができる。

【００７５】請求項１９の同期モータ制御方法であれ
ば、制御電源の直流通電相を少なくとも１回切り換える
ことにより回転子位置角と通電波形との位相を特定する
のであるから、単に制御電源の直流通電相を設定しただ
けでは回転子位置角と通電波形との位相を特定すること
ができない場合であっても、制御電源の直流通電相の切
り換えによって回転子位置角と通電波形との位相を一意
に特定することができるほか、請求項１と同様の作用を
達成することができる。

【００７６】請求項２０の同期モータ制御方法であれ
ば、制御電源の直流通電相を２回以上切り換えることに
より回転子位置角と通電波形との位相を特定するのであ
るから、単に制御電源の直流通電相を設定しただけでは
回転子位置角と通電波形との位相を特定することができ
ない場合であっても、制御電源の直流通電相の切り換え
によって回転子位置角と通電波形との位相を一意に特定
することができるとともに、同期モータが油圧ポンプ、
圧縮機などを駆動するものである場合に、油圧ポンプ内
の作動油、圧縮機内の冷媒を排出して、回転子位置ロッ
ク時の負荷トルクを低減することができるほか、請求項
１と同様の作用を達成することができる。

【００７７】請求項２１の同期モータ制御装置であれ
ば、前記位相特定手段として、制御電源の制御電源の直
流通電相を少なくとも１回切り換える直流通電相切換手
段を含むものを採用するのであるから、単に制御電源の
直流通電相を設定しただけでは回転子位置角と通電波形
との位相を特定することができない場合であっても、制
御電源の直流通電相の切り換えによって回転子位置角と
通電波形との位相を一意に特定することができるほか、
請求項７と同様の作用を達成することができる。

【００７８】請求項２２の同期モータ制御装置であれ
ば、前記位相特定手段として、制御電源の制御電源の直
流通電相を２回以上切り換える直流通電相切換手段を含
むものを採用するのであるから、単に制御電源の直流通
電相を設定しただけでは回転子位置角と通電波形との位
相を特定することができない場合であっても、制御電源
の直流通電相の切り換えによって回転子位置角と通電波
形との位相を一意に特定することができるとともに、同
期モータが油圧ポンプ、圧縮機などを駆動するものであ
る場合に、油圧ポンプ内の作動油、圧縮機内の冷媒を排
出して、回転子位置ロック時の負荷トルクを低減するこ
とができるほか、請求項７と同様の作用を達成すること
ができる。

【００７９】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明の同期モータ制御方法およびその装置の実施の態様
を詳細に説明する。

【００８０】図１はこの発明の同期モータ制御装置の一
実施態様の要部を示すブロック図である。このブロック
図は同期モータの回転位置角を検出する部分のみを示し
ている。

【００８１】この装置は、同期モータ１の回転軸と接続
された２相インクリメンタルパルスエンコーダ２と、２
相インクリメンタルパルスエンコーダ２から出力される
Ａ信号およびＢ信号を入力とするアップ／ダウン・カウ
ンタ３とを有している。

【００８２】この２相インクリメンタルパルスエンコー
ダ２からは、Ａ信号、Ｂ信号のパルス列が１回転当た
り”１０２４”出力される。そして、この２相信号は、
回転方向が時計回りの場合に、Ｂ信号がＡ信号に対し
て、（パルス列の周期を３６０°として）９０°進み位
相となり、図２に示すように、回転方向が反時計回りの
場合に、Ｂ信号がＡ信号に対して９０°遅れ位相とな
る。

【００８３】したがって、Ｂ信号をアップ／ダウン・カ
ウンタ３のアップ／ダウン端子Ｕ／Ｄ（この入力が”
１”でアップカウント、”０”でダウンカウント）に入
力し、Ａ信号をインクリメンタル信号としてカウンタ端
子ＣＬＫに入力することで、図２に示すように、回転方
向に対応して、時計回りでアップカウントし、反時計回
りでダウンカウントする。

【００８４】なお、Ａ信号、Ｂ信号は、例えば、図３９
に示す構成のエンコーダにおいて、フォトセンサ列と光
源とを２組にし、９０°の位相差で配列したスリットを
２列にすれば得ることができるため、図３９に示すエン
コーダを２組設ける場合と比較してコストダウンを達成
することができる。

【００８５】位置センサとしては、正転／逆転動作が必
要な用途では２相のパルスエンコーダを使用する必要が
あるが、同期モータを１方向にのみ回転させる用途で
は、例えば、カウントアップ動作のみで十分であるから
１相パルス出力のものを使用すればよい。また、１０２
４パルスのインクリメンタルパルスエンコーダでは、カ
ウンタのビット幅を１０ビットに選べば、・・・”１０
２２””１０２３””０””１”・・・とサイクリック
に位置情報をカウンタ出力から得ることができる。

【００８６】図３はこの発明の同期モータ制御装置の一
実施態様を示すブロック図である。

【００８７】この同期モータ制御装置は、図１とほぼ同
様の装置に加え、インバータ４、ＰＷＭ（パルス幅変
調）制御部５、電流制御部６、スイッチングパターン選
択部７、始動シーケンス部８、回転位置角設定部９、お
よび加算器１０を有している。

【００８８】前記始動シーケンス部８は、同期モータ１
の巻線に直流を通電すべくスイッチングパターン選択部
７に供給するモード信号を出力し、同期モータ１の回転
子を所定位置にロックするためのトルクに対応させた通
電電流振幅指令を電流制御部６へ出力し、始動時の回転
位置角の初期設定値を回転位置角設定部９へ出力するも
のである。

【００８９】前記電流制御部６は、通電電流振幅指令を
入力として従来公知の電流制御演算を行って電圧振幅指
令を算出し、ＰＷＭ制御部５に供給するものである。

【００９０】前記スイッチングパターン選択部７はモー
ド信号を入力として予め設定されているスイッチングパ
ターンを選択し、スイッチングパターン信号をＰＷＭ制
御部５に供給するものである。

【００９１】前記ＰＷＭ制御部５は、電流制御部６から
の電圧振幅指令またはスイッチングパターン選択部７か
らのスイッチングパターン信号を入力としてＰＷＭ制御
演算を行い、スイッチング指令をインバータ４に供給す
るものである。

【００９２】前記回転位置角設定部９は、始動時の回転
位置角の初期設定値を保持するとともに、初期設定値の
保持と同期してアップ／ダウン・カウンタ３のクリア端
子ＣＬにクリア信号を供給するものである。

【００９３】前記加算器１０は、アップ／ダウン・カウ
ンタ３の内容と回転位置角設定部９の初期設定値とを加
算して位置角（位置角に対応したデジタル値）を出力す
るものである。

【００９４】インクリメンタルパルスエンコーダ２は、
Ａ信号、Ｂ信号を出力するものである。

【００９５】アップ／ダウン・カウンタ３は、Ｂ信号を
アップ／ダウン端子Ｕ／Ｄに入力し、Ａ信号をインクリ
メンタル信号としてカウンタ端子ＣＬＫに入力すること
で、回転方向に対応して、時計回りでアップカウント
し、反時計回りでダウンカウントするものである。

【００９６】図４は始動シーケンス部の処理経過と各部
の波形との関係を示す図である。

【００９７】同期モータ１の巻線に直流通電を開始する
と、回転子は所定の位置に回転し、ロックされる。図４
においては、所定時間（Ｔｌｏｃｋ）の直流通電後にロ
ックされたと判定し、初期位置を設定するとともに、モ
ータ制御許可フラグをセットし、これに応答して、通常
行われる波形制御処理（同期サーボモータを回転させる
制御）が開始される。

【００９８】ただし、Ａ信号もしくはＢ信号の出力を監
視し、パルス列に変化がなくなったことに応答してロッ
ク状態を判定するようにしてもよい。

【００９９】図５は同期モータとしてブラシレスＤＣモ
ータもしくはシンクロナスリラクタンスモータを採用し
た場合に対応する始動シーケンス部の処理を説明するフ
ローチャートである。

【０１００】処理開始と共に、ステップＳＰ１におい
て、モード信号＝５｛Ｔｗ＋（ｗ相の上アームのトラン
ジスタ）およびＴｖ−（ｖ相の下アームのトランジス
タ）をオンにするモード信号｝をスイッチングパターン
選択部７へ出力し、ステップＳＰ２において、電流振幅
指令Ｉ＊＝Ｉを電流制御部６へ出力し、ステップＳＰ３
において、通電タイマ用の変数ｋをｋ＝０に初期化す
る。

【０１０１】そして、ステップＳＰ４において、変数ｋ
を１だけインクリメントし、ステップＳＰ５において、
変数ｋが所定時間（Ｔｌｏｃｋ）に対応するカウント値
Ｔｉを越えたか否かを判定する。この判定により変数ｋ
がカウント値Ｔｉを越えていないと判定された場合に
は、再びステップＳＰ４の処理を行う。逆に、この判定
により変数ｋがカウント値Ｔｉを越えたと判定された場
合には、ステップＳＰ６において、位置角カウンタを初
期化し（θｒ＝π／４に初期化し）、ステップＳＰ７に
おいて、モータ制御許可フラグをセットし、その後、波
形制御処理などを含むメイン処理に戻る。

【０１０２】なお、位置角カウンタの初期化は、アップ
／ダウン・カウンタ３をクリアし、回転位置角設定部９
に初期化する角度に対応したカウンタ値をセットするこ
とにより行われる。

【０１０３】図６はモード信号＝５に設定した場合の直
流通電の回路状態を示す図である。

【０１０４】始動シーケンス部８から与えられた電流振
幅指令を実現するようにトランジスタＴｗ＋は電流制御
部６およびＰＷＭ制御部５を介してオンオフ制御（ＰＷ
Ｍ制御）される。トランジスタＴｗ＋オン時には、トラ
ンジスタＴｗ＋、Ｔｖ−を介して直流電圧ＶＤＣが印加
される。トランジスタＴｗ＋のオフ時はダイオードＤｗ
−がオンし、ｖ−ｗ線間の印加電圧は０となる。そし
て、トランジスタＴｗ＋のオンオフにより得られたＰＷ
Ｍ波形の平均電圧は、巻線電流を電流振幅指令に保持す
るために必要な電圧となる。

【０１０５】図７中（Ａ）（Ｂ）はブラシレスＤＣモー
タのｖ相、ｗ相の巻線電流とそれにより生ずる磁束を示
す図である。

【０１０６】図５の処理が開始すると、位置角θｒ＝π
／１２の状態｛図７中（Ａ）参照｝で通電すると、固定
子に誘起された磁束により回転子磁石が吸引され、位置
角θｒ＝π／４の状態でロック（図８に示すディテント
トルクの安定点Ａで停止）する｛図７中（Ｂ）参照｝。
この状態は回転子磁石のｕ相鎖交磁束が０となる位置、
すなわち、ｕ相逆起電圧最大の位置角になる。

【０１０７】このように、直流通電時に、回転子は電磁
吸引力で回転する場合があるが、それは１回転未満（最
大回転角度＝３６０°／モータ１回転に必要なインバー
タ出力波形の転流回数）であり、例えば、油圧ポンプに
おいてはこの程度の回転による圧力上昇が無視できる程
度に小さく、ひいては負荷トルクがほぼ０［Ｎｍ］に保
持され、回転子を所定の位置に確実にロックできる。

【０１０８】この状態で、位置検出部の位置角θｒをπ
／４に設定すればよい（ただし、この角度はモータの極
対数により変わる）。なお、Ｐ極対のブラシレスＤＣモ
ータもしくはシンクロナスリラクタンスモータでは、イ
ンバータ出力波形に対応した電気角をθｅ＝θｒ・Ｐと
すればよい。

【０１０９】また、電流制御を図３４の高性能同期サー
ボモータの構成にする場合には、位置検出部の信号に代
えて正弦波発生部の入力に固定位相φ＝０を供給するこ
とにより直流通電を実現できる。

【０１１０】図９は同期モータとしてスイッチトリラク
タンスモータを採用した場合に対応する始動シーケンス
部の処理を説明するフローチャートである。

【０１１１】処理開始と共に、ステップＳＰ１におい
て、モード信号＝０｛Ｔｕ＋（ｕ相の上アームのトラン
ジスタ）およびＴｕ−（ｕ相の下アームのトランジス
タ）をオンにするモード信号｝をスイッチングパターン
選択部７へ出力し、ステップＳＰ２において、電流振幅
指令Ｉ＊＝Ｉを電流制御部６へ出力し、ステップＳＰ３
において、通電タイマ用の変数ｋをｋ＝０に初期化す
る。

【０１１２】そして、ステップＳＰ４において、変数ｋ
を１だけインクリメントし、ステップＳＰ５において、
変数ｋが所定時間（Ｔｌｏｃｋ）に対応するカウント値
Ｔｉを越えたか否かを判定する。この判定により変数ｋ
がカウント値Ｔｉを越えていないと判定された場合に
は、再びステップＳＰ４の処理を行う。逆に、この判定
により変数ｋがカウント値Ｔｉを越えたと判定された場
合には、ステップＳＰ６において、位置角カウンタを初
期化し（θｒ＝２π／９に初期化し）、ステップＳＰ７
において、モータ制御許可フラグをセットし、その後、
波形制御処理などを含むメイン処理に戻る。

【０１１３】なお、位置角カウンタの初期化は、アップ
／ダウン・カウンタ３をクリアし、回転位置角設定部９
に初期化する角度に対応したカウンタ値をセットするこ
とにより行われる。

【０１１４】図１０はモード信号＝０に設定した場合の
直流通電の回路状態を示す図である。 始動シーケンス
部８から与えられた電流振幅指令を実現するようにトラ
ンジスタＴｕ＋は電流制御部６およびＰＷＭ制御部５を
介してオンオフ制御（ＰＷＭ制御）される。トランジス
タＴｕ＋オン時には、トランジスタＴｕ＋、Ｔｕ−を介
して直流電圧ＶＤＣが印加される。トランジスタＴｕ＋
のＯＦＦ時はダイオードＤｕ−がオンし、印加電圧は０
となる。そして、トランジスタＴｕ＋のオンオフにより
得られたＰＷＭ波形の平均電圧は、巻線電流を電流振幅
指令に保持するために必要な電圧となる。

【０１１５】また、モードとインバータの各トランジス
タのオンオフ状態との関係を表３に示している。

【０１１６】

【表３】

【０１１７】図１１中（Ａ）（Ｂ）はスイッチトリラク
タンスモータのｕ相の巻線電流とそれにより生ずる磁束
を示す図である。

【０１１８】図９の処理を開始し、位置角θｒ＝０（ｕ
相インダクタンスが極小値から回転に伴い上昇に転ずる
ポイント）の状態｛図１１中（Ａ）参照｝で通電する
と、固定子に誘起された磁束により回転子の突極が吸引
され、位置角θｒ＝２π／９の状態でロック（図１２に
示すディテントトルクの安定点Ｂで停止）する｛図１１
中（Ｂ）参照｝。

【０１１９】このように、直流通電時に、回転子は電磁
吸引力で回転する場合があるが、それは１回転未満（最
大回転角度＝３６０°／モータ１回転に必要なインバー
タ出力波形の転流回数）であり、例えば、油圧ポンプに
おいては、この程度の回転による圧力上昇が無視できる
程度に小さく、ひいては、負荷トルクがほぼ０［Ｎｍ］
に保持され、回転子を所定の位置に確実にロックするこ
とができる。

【０１２０】この状態で、位置検出部の位置角θｒを２
π／９に設定すればよい。なお、この位置角θｒは、固
定子や回転子の極数に加えてそれぞれの極幅で変わる
が、図１６に示すようなインダクタンス波形と回転位置
角との関係を測定し、これを基に直流通電時の回転子ロ
ック位置角と位置角θｒ＝０との関係から所望の初期設
定位置角を定めることができる。

【０１２１】なお、スイッチトリラクタンスモータの巻
線電流はユニポーラ電流波形で駆動されるので、ｕ→ｖ
→ｗの転流サイクル１周期を電気角の１周期としている
（図１６の通電波形を参照）。

【０１２２】以上の実施態様を採用することにより、従
来必要であった位置センサの絶対位置出力機能を不要に
することができるとともに、センサ出力による位置信号
とモータ回転位置角との絶対位置合わせのための生産工
程を不要にすることができ、ひいては同期サーボモータ
装置のコストダウンを達成することができる。

【０１２３】この発明では、さらに位置センサの分解能
を低減し、位置センサのコストダウンを達成する（安価
な位置センサを使用可能とする）とともに、従来の同期
サーボモータの急加減速時において発生する遅れ位相に
起因するトルク変動を緩和すべく実際の通電波形の遅れ
位相を小さくするために、位置センサの分解能を同期モ
ータの１回転の転流回数の２倍以上とし、位置センサ信
号の変化に同期させてインバータ波形を制御するととも
に、位置センサから得られる信号の周期を速度情報に基
づいて分割し、擬似的な位置信号を発生するようにして
いる。

【０１２４】さらに、位置センサの変化に同期させて、
インバータを制御するための指令波形（電流指令波形も
しくは電圧指令波形）を更新することにより。モータ効
率や制御系の安定性を低下する低周波成分の重畳がない
（もしくは、極めて小さい）指令波形を出力することが
できる。

【０１２５】以下、従来技術と対比して説明する。

【０１２６】図３２は、同期モータとしてブラシレスＤ
Ｃモータもしくはシンクロナスリラクタンスモータを採
用し、図３３は同期モータとしてスイッチトリラクタン
スモータを採用し、上記の処理（図３２もしくは図３３
に始動シーケンス部と表記）を行うようにした同期モー
タ制御装置の構成を示すブロック図である。

【０１２７】図３２の同期モータ制御装置は、位置セン
サから出力される位置センサ信号を入力として位置検出
を行う位置検出部１１と、位置検出部１１から出力され
る位置検出信号の周期に基づいて速度を検出する速度検
出部１２と、検出された実速度と外部からの速度指令ω
＊とを入力として速度制御処理を行い、電流振幅指令ｉ
＊を出力する速度制御部１３と、位置検出部１１から出
力される位置検出信号を入力としてカウントダウン動作
により分周を行う分周部１８と、分周部１８から出力さ
れる信号の変化（トリガ）に応答して、計時を開始する
タイマ部１７と、このタイマ部からの出力変化（トリ
ガ）により、処理が実行されるモード演算部１４と、モ
ード演算部１４からの出力に応じたスイッチングパター
ンを選択し、ＰＷＭ制御部２０に該パターンを供給する
スイッチングパターン選択部１５と、スイッチングパタ
ーン選択部１５からの出力並びに電流制御部１９からの
チョッパ信号を入力として、インバータ４の各相のトラ
ンジスタに対するオンオフ信号を出力するＰＷＭ制御部
２０とを有している。電流制御部１９は、電流振幅指令
ｉ＊およびインバータ４の直流側の実電流を入力として
電流制御処理を行い、チョッパ信号を出力している。さ
らに、外部から与えられた位相指令β＊を入力として、
分周部１８に設定するカウンタ値を演算するための分周
カウンタ値演算部２１と、位相指令β＊並びに速度情報
を入力として、タイマ部１７に設定すべきタイマ値を演
算するためのタイマ値演算部１６とを有している。

【０１２８】なお、タイマ部１７、分周部１８並びにモ
ード演算部１４の初期値は始動シーケンス部の処理によ
り定まる位置角θｒに対応した値にそれぞれ初期化され
る。

【０１２９】また、図３３の同期モータ制御装置はイン
バータ４の主回路構成のみが異なり、その他は同一であ
る。

【０１３０】さらに説明する。なお、以下の説明では、
断りのない限り、位相については電気角で表記してい
る。

【０１３１】図１３、図１４は表面磁石タイプ（回転子
の表面に永久磁石を装着してなるタイプ）のブラシレス
ＤＣモータ、埋込磁石タイプ（回転子の内部に永久磁石
を装着してなるタイプ）のブラシレスＤＣモータの各相
基本波電流と各相逆起電圧基本波との間（例えば、ｕ相
電流とｕ相逆起電圧との基本波の間）の位相β（β＞０
で電流が進み位相）とモータトルクとの関係を示してい
る。

【０１３２】トルク式は、 τＭ＝ＫＭ・Ｉｔ・ｃｏｓβ ｛：表面磁石タイプ｝ τＭ＝ＫＭ・Ｉｔ・ｃｏｓβ＋ＫＲ・Ｉｔ²・ｓｉｎ
（２β） ｛：埋込磁石タイプ｝ となる。ここで、ＫＭ、ＫＲは定数、Ｉｔは巻線電流基
本波振幅である。

【０１３３】図１５はシンクロナスリラクタンスモータ
のトルク特性を示す図であり、回転角に応じて変化する
各相巻線自己インダクタンス波形の基本波と巻線の各相
基本波電流との間（例えば、ｕ相巻線自己インダクタン
ス波形の基本波とｕ相巻線電流の基本波との間）の位相
をβ（β＞０で電流が進み位相）としている（例えば、
Ｄａｖｉｄ Ａ． Ｓｔａｔｏｎ他「Ｕｎｉｆｉｅｄ
Ｔｈｅｏｒｙ ｏｆＴｏｒｑｕｅ Ｐｒｏｄｕｃｔｉｏ
ｎ ｉｎ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｒｉｌｕｃｔａｎｃｅ
ａｎｄ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃ
ｅ Ｍｏｔｏｒｓ」 ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ
Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ， Ｖｏ
ｌ．３１， Ｎｏ．２， １９９５参照）。

【０１３４】トルク式は、 τＭ＝ＫＲ・Ｉｔ²・ｓｉｎ（２β） となる。

【０１３５】図１３〜図１５のトルク特性は、モータト
ルク発生原理から３相正弦波交流により得られるが、こ
れらの図から電流位相βによりトルクが大きく変化する
ことが分かる。

【０１３６】図３２の装置においては、図５から図８に
より説明した始動シーケンス部の作用により、回転子位
置角、すなわち、ブラシレスＤＣモータでは各相逆起電
圧位相、シンクロナスリラクタンスモータでは各相イン
ダクタンス波形の基本波位相を特定できているため、図
１３から図１５に示した最大トルク点τｍａｘに保持す
るように、電流位相βを制御することができる。

【０１３７】一方、スイッチトリラクタンスモータの１
相の巻線に通電した時の発生トルクτＭは、 τＭ＝（１／２）・ｄＬ（θ）／ｄθ・Ｉ² で与えられる。ここで、ｄＬ（θ）／ｄθは巻線自己イ
ンダクタンスの回転角に対する変化率である。

【０１３８】このため、スイッチトリラクタンスモータ
の巻線自己インダクタンス波形Ｌ（θ）と通電波形との
位相関係は、図１６に示すように、各相巻線の自己イン
ダクタンスが極小値から回転に伴い上昇に転ずるポイン
トから通電し、自己インダクタンスが減少に転ずる前に
非通電状態とする矩形波がトルク／電流比を最大にでき
る理想状態である。

【０１３９】図１７は、図１６のように各相電流を電気
角で２π／３通電した場合における、転流位相（ｕ相イ
ンダクタンスが極小値から回転に伴い上昇に転ずるポイ
ントとｕ相通電波形の起点との間の位相）とトルクとの
関係を示す図である。ブラシレスＤＣモータやシンクロ
ナスリラクタンスモータと同様に転流位相βによりトル
クが大きく変化することが分かる。

【０１４０】図３３の装置においては、図９から図１２
により説明した始動シーケンス部の作用により、回転子
位置角、すなわち、ｕ相インダクタンスが極小値から回
転に伴い上昇に転ずるポイントの位相を特定できている
ため、図１７に示した最大トルク点τｍａｘに保持する
ように、転流位相βを制御することができる。

【０１４１】同期モータとしてブラシレスＤＣモータや
シンクロナスリラクタンスモータを採用した場合には、
制御回路コストを極小にするために、正弦波に比べ波形
出力（制御）が容易な１２０°通電波形などの矩形波が
専ら用いられる。また、同期モータとしてスイッチトリ
ラクタンスモータを採用した場合には、前述したとお
り、トルク発生原理から矩形波が好ましい。

【０１４２】表面磁石タイプのブラシレスＤＣモータを
例にとって同期モータの１２０°通電波形制御について
説明する。図１８中（Ａ）（Ｂ）は、低速時、高速時の
矩形波通電波形を示す図である。

【０１４３】インバータからモータ巻線に印加する電源
の周波数が低い低速回転では、巻線のインダクタンスの
インピーダンスも小さく、電流指令｛図１８中（Ａ）の
細線参照｝に実電流が追従している。このため、矩形波
の基本波位相は所定の値に設定できている。しかし、モ
ータ巻線に供給する電源周波数が高くなる高速回転で
は、図１８中（Ｂ）に示すように、巻線インダクタンス
の影響で電流の立ち上がり、立ち下がり共に鈍くなり、
ひいては、通電矩形波の基本波が設定された電流波形の
基本波に対してΔβだけ遅れ位相となる。

【０１４４】このような不都合に対処するために、矩形
波電流指令の位相を所定値だけ進める制御が一般に行わ
れる。図１９、図２０は、低速、高速での制御の様子を
示す波形図である。

【０１４５】ホール素子は、その信号の立ち上がりもし
くは立ち下がりが示す位置角を図３８もしくは図３５に
比べて電気角でπ／６だけ進ませるように取り付けられ
ている。一方、図３７に示す、ホール素子信号を入力と
した論理回路の出力として得たトリガ信号周期は、電気
角でπ／３に相当する。

【０１４６】したがって、図１９に示すとおり、低速回
転では、トリガ信号周期Ｔｗの１／２の時間をタイマに
セットし（β＊＝０に対応させ）、設定時間後、タイマ
から出力されるトリガ信号に基づいて各相の転流を行え
ば、図３８と同じように、各相逆起電圧と矩形波電流指
令との位相関係を得ることができる。

【０１４７】そして、回転数が上昇するに伴い、タイマ
にセットすべき時間を、 Ｔβ（ｎ）＝Ｔｗ（ｎ−１）・｛１／２−β＊／（π／
３）｝ ただし、Ｔβ（ｎ）＜０ならばＴβ（ｎ）＝０、またβ
＊は電流位相指令 と設定すれば、指令電流波形の位相をβ＊だけ進ませる
ことができる。β＊はホール素子の取り付け角の進ませ
角（この例では、π／６）まで進ませることができる。
また、図２０は、β＊＝π／９の場合について示してい
る。

【０１４８】図２１は、図１９もしくは図２０の動作を
行う同期サーボモータを用い、１０［ｒｐｓ］の低速回
転から、加速レートΔＮ／Δｔ＝８００［ｒｐｓ／ｓ］
の急加速を行った場合のシミュレーション結果を示す図
である。

【０１４９】サンプル点ｎで位相制御を行うタイマにセ
ットされる時間Ｔβ（ｎ）は直前のトリガ信号周期Ｔｗ
（ｎ−１）が用いられる。このため、図示のとおり、所
望の通電波形（図２１中の細線参照）に対して、タイマ
からの信号に応答して出力される実際の通電波形（矩形
波電流指令）には位相制御誤差Δδ＝約π／１０の遅れ
が生ずる。これにより、図１３を参照して分かるよう
に、モータ発生トルクに変動（落ち込み）が生ずる。Δ
δは当然のことながら加減速レートと共に増加し、発生
するトルク変動も大きくなる。すなわち、Δδの発生に
より制御系が不安定になり、大きなモータ振動などの不
都合を招くことが分かる。

【０１５０】なお、図１３から図１５および図１７を参
照して分かるように、他の同期モータにおいても位相制
御誤差Δδによりトルクに落ち込みが生じ、ひいては制
御系の不安定化やモータ振動などの不都合を招く。

【０１５１】このような不都合は、加減速レートを小さ
くすることにより回避でき、問題はなくなるが、この発
明が想定している高速応答の制御が必須である用途（例
えば、油圧ポンプ）では、そうした対策は実用上困難で
ある。

【０１５２】当然のことながら、位置センサパルス数を
増加させ、タイマを介することなく制御を行えば、こう
した不都合をなくすることができるが、例えば、位相制
御を０．５°（電気角）の分解能で行おうとすれば、２
極対のブラシレスＤＣモータでは、１回転当たり３６０
／０．５×２＝１４４０パルスの分解能の位置センサが
必要になる。そして、高分解能かつ高速回転まで対応で
きる周波数応答特性を有するこのような位置センサは極
めて高価である。

【０１５３】図２２中（Ａ）（Ｂ）は転流信号を生成す
るための装置（電流制御部１９およびＰＷＭ制御部２
０）の構成を示すブロック図である。

【０１５４】電流振幅指令と実電流との差分をＰＩ（比
例・積分）演算器２７に供給してＰＩ演算を行い、ＰＩ
演算結果と鋸歯状波発振器２２からの鋸歯状波とを比較
器２３に供給してチョッパ信号（ＰＷＭ信号）を出力す
る｛図２２中（Ａ）参照｝。

【０１５５】そして、チョッパ信号とＰＷＭするトラン
ジスタの選択信号とをＡＮＤゲート２４に供給すること
により、対応するトランジスタ用の転流信号を出力する
｛図２２中（Ｂ）参照｝。

【０１５６】図２３は、位置センサの分解能を２極対の
ブラシレスＤＣモータの転流回数の３倍に設定した場合
における位置センサ信号と通電波形との関係を示す図で
ある。

【０１５７】位置センサから供給されるＡ信号のパルス
列を分周カウンタにて１／３に分周し、この分周カウン
タの出力の変化（電気角のπ／３毎に変化）に応答して
タイマの計時をスタートしている。このタイマに設定さ
れた時間になるとタイマからトリガ信号が出力され、こ
れに応答して転流（各相電流指令波形の更新）を行って
いる。なお、タイマの設定値は最大でＡ信号のパルス周
期となるように設定されている。

【０１５８】このため、タイマにより調整可能な位相制
御幅は０〜π／９｛＝（π／３）／３｝となり、図１
９、図２０に示す従来例の位相調整幅の１／３になる
が、図２１の急加速時に発生していたΔδも１／３に軽
減され、ひいてはΔδによるトルク変動を大幅に緩和す
ることができる。

【０１５９】次に、０〜π／９以上の位相制御幅の設定
法について、以下実施態様をもとに説明する。

【０１６０】図２４は図２３に示す波形を得るための装
置の構成例を示すブロック図である。

【０１６１】図２５、図２６は図２４の装置構成により
位相制御幅を拡大するための動作を説明する図である。

【０１６２】図２４の装置は、Ａ信号のパルス列を入力
としてダウンカウントを行うカウンタ２５と、このカウ
ンタ２５がアンダーフローしたことに応答して、カウン
タ値を更新する値を保持するリロードレジスタ２６とを
有している。

【０１６３】なお、図２４の装置は、図３２もしくは図
３３の分周部１６に対応している。

【０１６４】図２５のＧ点において位相進み処理を実行
すると、分周カウンタの値としてリロードレジスタに設
定した値から１だけデクリメントした値（＝１）をセッ
トする。また、図２６のＨ点において位相遅れ処理を実
行すると、分周カウンタの値としてリロードレジスタに
設定した値を１だけインクリメントした値（＝３）をセ
ットする。

【０１６５】そして、これらの処理をｎ回繰り返すこと
により、タイマ計時を開始する位相（タイミング）をｎ
・π／９＝｛ｎ・（π／３）／３｝だけ進めたり、遅ら
せたりすることができ、これらの作用はそのまま電流指
令波形の位相に反映される。

【０１６６】図２７は、図２５、図２６の動作波形に対
応した位相制御の処理を説明するフローチャートであ
る。

【０１６７】ステップＳＰ１において、位相指令β＊の
入力を行い、ステップＳＰ２において、ＣＯ＝ｆｌｏｏ
ｒ｛（β＊）／ΔＤ｝＋１｛ここで、ΔＤ＝３６０°／
Ｎｐ、Ｎｐは電気角１周期で得られる位置センサパルス
数、ｆｌｏｏｒ（）は負の方向の最寄りの整数に変換す
る関数（例えば、ｆｌｏｏｒ（１．５）＝１，ｆｌｏｏ
ｒ（−１．２）＝−２）である｝の演算を行って位相指
令β＊をカウンタ値ＣＯに変換する。この時、カウンタ
値は所定値に対して１だけ（角度ではΔＤだけ）進ませ
ている。

【０１６８】そして、ステップＳＰ３において、ｔβ
（ｎ）＝［｛ＣＯ×ΔＤ−（β＊）｝／ΔＤ］×ｔｗ
（ｎ−１）（ここで、ｔｗ（ｎ−１）は直前の位置セン
サ信号の周期であり、速度情報の逆数として得ることが
できる）の演算を行ってΔＤ以下の分解能の位相を設定
するためのタイマ値（図２８参照）を演算し、このタイ
マ値を所定のタイマに設定する。 その後、ステップＳ
Ｐ４において、演算されたカウンタ値ＣＯと中間変数Ｃ
１との大小を比較する。

【０１６９】ステップＳＰ４においてＣＯ≦Ｃ１である
と判定された場合には、ステップＳＰ５において、ＣＯ
＜Ｃ１か否かを判定し、ＣＯ＜Ｃ１であると判定された
場合には、ステップＳＰ６において、（図３２の分周部
１６の）カウンタ値を１だけインクリメントし、ステッ
プＳＰ７において、中間変数Ｃ１を１だけデクリメント
する。すなわち、ステップＳＰ６、ステップＳＰ７の処
理により遅れ位相処理を実行する。

【０１７０】逆に、ステップＳＰ４においてＣＯ＞Ｃ１
であると判定された場合には、ステップＳＰ８におい
て、（図３２の分周部１６の）カウンタ値を１だけデク
リメントし、ステップＳＰ９において、中間変数Ｃ１を
１だけインクリメントする。すなわち、ステップＳＰ
８、ステップＳＰ９の処理により進み位相処理を実行す
る。

【０１７１】そして、ステップＳＰ５においてＣＯ＝Ｃ
１であると判定された場合、ステップＳＰ７の処理が行
われた場合、またはステップＳＰ９の処理が行われた場
合には、ステップＳＰ１０において、タイマの計時開始
フラグをセットしてタイマによる計時を開始し、そのま
まメインの処理に復帰する。

【０１７２】なお、この一連の処理は、分周カウンタ出
力の変化に応答して実行される。また、タイマは計時時
間に達すると波形出力のためのトリガを出力し、計時動
作を停止する。

【０１７３】図２９はブラシレスＤＣモータやシンクロ
ナスリラクタンスモータに対応した波形出力処理を説明
するフローチャートである。

【０１７４】タイマ信号に応答して処理が開始すると、
ステップＳＰ１において、ｍｏｄｅをインクリメントし
てモードを更新し、ステップＳＰ２において、ｍｏｄｅ
が５を越えたか否かを判定し、ｍｏｄｅが５を越えたと
判定された場合には、ステップＳＰ３において、モード
を初期化する（ｍｏｄｅを０に設定する）。

【０１７５】そして、ステップＳＰ２においてｍｏｄｅ
が５を越えていないと判定された場合、またはステップ
ＳＰ３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ４にお
いて、モード出力処理（図３２のスイッチングパターン
選択部１５への出力）を行い、そのままメインの処理に
復帰する。

【０１７６】なお、このようにモード出力処理が行われ
れば、表４に示すように、各モードに対応してインバー
タの各トランジスタのオンオフが、図３２のスイッチン
グパターン選択部１５を介して制御される。

【０１７７】

【表４】

【０１７８】図３０はスイッチトリラクタンスモータに
対応した波形出力処理を説明するフローチャートであ
る。

【０１７９】タイマ信号に応答して処理が開始すると、
ステップＳＰ１において、ｍｏｄｅをインクリメントし
てモードを更新し、ステップＳＰ２において、ｍｏｄｅ
が２を越えたか否かを判定し、ｍｏｄｅが２を越えたと
判定された場合には、ステップＳＰ３において、モード
を初期化する（ｍｏｄｅを０に設定する）。

【０１８０】そして、ステップＳＰ２においてｍｏｄｅ
が２を越えていないと判定された場合、またはステップ
ＳＰ３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ４にお
いて、モード出力処理（図３３のスイッチングパターン
選択部１５への出力）を行い、そのままメインの処理に
復帰する。

【０１８１】なお、このようにモード出力処理が行われ
れば、表５に示すように、各モードに対応してインバー
タの各トランジスタのオンオフが、図３３のスイッチン
グパターン選択部１５を介して制御される。

【０１８２】

【表５】

【０１８３】上記の実施態様を採用すれば、位置センサ
の分解能をモータの１回転の転流回数の２倍以上とし
て、位置センサ信号の変化に同期させてインバータ波形
を制御するとともに、位置センサから得られる信号の周
期を速度情報に基づいて分割し、擬似的な位置信号を発
生し、これによりきめ細かな位相制御を達成することが
でき、高速応答かつ高精度な位相制御、ひいてはモータ
効率の向上を達成することができる。

【０１８４】もちろん、位置センサの分解能をコスト高
にならない範囲（一般に２００パルス／回転以下の範
囲）の上限に設定することが可能であり、この場合に
は、タイマによる制御を省略することができる。

【０１８５】さらに、正弦波電流指令を出力するための
実施態様を説明し、この発明の効果を示す。図４０にこ
の実施態様の処理を説明するフローチャートを示す。な
お、この処理は図２９の処理に代えて行われる。すなわ
ち、位置センサからの信号が入力された分周カウンタの
変化に応答して、計時を開始するタイマから計時時間に
達し出力されるトリガ信号により処理が開始される。

【０１８６】図４０の処理が開始すると、ステップＳＰ
１において、ｍｏｄｅをインクリメントしてモードを更
新し、ステップＳＰ２において、ｍｏｄｅが２３を越え
たか否かを判定し、ｍｏｄｅが２３を越えたと判定され
た場合には、ステップＳＰ３において、モードを初期化
する（ｍｏｄｅを０に設定する）。

【０１８７】逆に、ステップＳＰ２においてｍｏｄｅが
２３を越えていないと判定された場合、またはステップ
ＳＰ３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ４にお
いて、表６に示すルックアップテーブル｛各ｓｉｎ（）
値は適当なデジタル値に変換され、マイコンに記憶して
いる。また、表６には、便宜上、１相分のデータのみを
示している。）を参照し、図示しないＡ／Ｄ変換器を介
してアナログの電流指令として出力される。そして、ス
テップＳＰ４の処理が行われた後は、そのまま元の処理
に戻る。

【０１８８】

【表６】

【０１８９】図３１中（Ｃ）は、図４０の処理により、
位置センサの分解能をモータの１回転の転流回数の２倍
以上とし、しかも位置センサ信号の変化に同期させてイ
ンバータ波形を制御するようにして得た電流指令波形を
示し、図３１中（Ｄ）は、この指令波形と正弦波電流波
形との誤差電流を示している。図３１中（Ａ）は、従来
方法で得られた電流指令波形を示し、図３１中（Ｂ）
は、この指令波形と正弦波電流波形との誤差電流を示し
ている。なお、何れの場合も、モータ回転数が８５［ｒ
ｐｓ］に設定されたブラシレスＤＣモータについて示し
ている。

【０１９０】また、従来方法では、２５０［μｓ］の制
御周期で１０２４パルス／回転の位置センサからの位置
角を入力し、マイコンの内部に記憶したルックアップテ
ーブル｛（３６０／１０２４）×２＝０．７０３°毎に
データを格納｝を参照して指令電流を出力している。こ
れに対してこの発明では、その約１／２０の４８パルス
／回転の位置センサを用い、位置センサ信号の変化に応
答してモードを更新し、モードに対応したルックアップ
テーブルを参照して電流指令波形を出力している。この
ため、制御処理の頻度は１／（９０＊４８）＝２３１
［μｓ］となり、従来方法と比較して遜色はない。

【０１９１】もちろん、この発明では、電流指令波形を
位置センサの変化に同期して更新させるため、位置セン
サの信号周期が遅くなる低速では、１秒当たりの図３９
の処理頻度が少なくなり、ひいては、マイコンの処理負
担が軽減される。

【０１９２】図３１中（Ｂ）（Ｄ）の誤差電流を比較し
て分かるように、従来方法では、位置センサの分解能は
十分であっても、マイコン処理能力の制約から決まる制
御周期（波形更新頻度）により、指令波形と正弦波波形
（理想波形）との差である誤差電流には基本波周波数の
ビート成分が発生していることが分かる。これにより、
モータ効率や制御系の安定性の低下を招く。

【０１９３】これに対して、この発明により得た指令波
形にも誤差電流を生じているが、基本波周波数を除く高
周波成分のみで、かつ、その振幅も小さくなっている。

【０１９４】さらに、図３１中（Ａ）の矢視Ｊ、Ｋの１
周期後のゼロクロス点を対比して分かるように、その位
相も常時変化してしまっている。もちろん、高速処理可
能な高価なマイコンにより制御周期を高めればこの問題
点を解決することができるが、低コスト化の要求を達成
することができない。

【０１９５】これに対して、この発明によれば、正弦波
電流指令により同期モータを制御する装置においても、
位置センサのコスト低減を達成することができるととも
に、波形制御に用いるマイコンのコストの低減を達成す
ることができ、ひいては一層の低コスト化を達成するこ
とができる。

【０１９６】なお、前記の実施態様においては、同期モ
ータの回転方向を１方向に設定した場合について説明し
たが、位置センサとして２相パルスエンコーダなどのよ
うに回転方向を検出できる機能を有するものを採用すれ
ば、正転／逆転に簡単に対応させることができる。

【０１９７】以上には、電流波形指令についてその実施
態様を示したが、所定の電流波形を出力するために演算
した電圧波形指令に対してもこの発明を適用することが
できる。

【０１９８】さらに、電流もしくは電圧波形の位相を制
御することにより定出力範囲を拡大する同期モータの弱
め磁束制御においても、この発明を適用することができ
る。

【０１９９】また、この発明の用途として油圧ポンプの
みを例示したが、高速応答のみを要求される用途にこの
発明を適用すれば、低コスト化を達成することができ
る。

【０２００】上記の実施態様は、同期モータ１の巻線に
直流通電を行うことによって回転子のロック位置を一意
に決定できると仮定している。しかし、例えば、スイッ
チトリラクタンスモータ（ＳＲモータ）を例にとると、
１相通電時には、回転子の停止角は２箇所存在し得る。
具体的には、図４１中（ｂ）に示すように、通電相の固
定子突極と回転子突極とが対向した状態（以下、アライ
ン状態と称する）｛図４２中（ａ）のインダクタンス波
形のトップの位置参照｝と、図４１中（ｃ）に示すよう
に、通電相の固定子突極と回転子突極とが最も離れた状
態（以下、アンアラインと称する）｛図４２中（ｂ）の
インダクタンス波形のボトムの位置参照｝とがある。

【０２０１】さらに説明する。

【０２０２】図４１中（ａ）に示す初期状態で通電する
と、回転角θｒに応じたトルクが発生し、トルク＝０の
Ｂ点、即ちアライン状態で停止する｛図４１中（ｂ）参
照｝。

【０２０３】また、摩擦などの力が働く場合には、通電
電流を増加させれば、回転角に対するトルクの変化を大
きくすることができ｛図４１中（ｄ）破線参照｝、Ｂ点
とＢ’点との角度差を小さくでき、Ｂ点の位置に精度よ
く停止させることができる。

【０２０４】一方、図４１中（ｅ）に示す点Ａのアンア
ライン状態で通電すると、回転はせず、アンアライン状
態を保持する｛図４１中（ｃ）参照｝。ただし、通電時
の位置がアンアライン状態でない限り、この位置に留ま
ることがないため、希にしか起こらない状態である。

【０２０５】このように、回転子の通電前の初期位置に
よって２つの停止角が存在するため、１回の１相通電で
は回転子位置を確実に特定することができない。ただ
し、メカ的な工夫で停止時にアンアライン状態で停止し
ない機構を設けることで、この不都合を回避することが
可能である。

【０２０６】図４２はＳＲモータのインダクタンス波形
を示す図である。

【０２０７】ｕ相通電により、アライン状態もしくはア
ンアライン状態で静止している。

【０２０８】この時、ｗ相のインダクタンス波形に着目
すると、ｗ相に通電を切り換えると、ｕ相アライン状態
では負、ｕ相アンアライン状態では正のトルクがそれぞ
れ発生し、ｗ相インダクタンス最大の点（ｗ相アライン
状態）まで回転し停止することが分かる。

【０２０９】なお、ＳＲモータのトルク発生式は、一般
に３相機の場合、次式で与えられる。 τ＝（１／２）・（ｉｕ・ｉｕ・ｄＬｕ／ｄθｒ＋ｉｖ
・ｉｖ・ｄＬｖ／ｄθｒ＋ｉｗ・ｉｗ・ｄＬｗ／ｄθ
ｒ） ここで、θｒは回転子位置角、ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは各相
巻線電流、Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗは各相巻線の自己インダク
タンスである。

【０２１０】したがって、直流通電相を少なくとも１回
切り換えることにより、停止角を確実に、かつ一意に決
定することができる。ただし、圧縮機や油圧ポンプで
は、通電相切り換えにより微小回転により負荷圧（負荷
トルク）が発生する。そして、例えば、吐出容量が大き
い油圧ポンプを使用する場合には、微小回転角による負
荷圧を無視することができなくなる。

【０２１１】このような不都合を解消するためには、例
えば、前記シーケンスにより通電相の切り換えを行い、
ｗ相アライン状態に位置を確定した後、ｖ相に通電して
反時計方向に回転させることにより、圧縮機内の冷媒、
もしくは油圧ポンプ内の作動油を排出し、負荷圧を減少
させ、より精度よくアライン状態にすることができる。
なお、時計方向に回転させることで冷媒もしくは作動油
を排出する圧縮機もしくは油圧ポンプでは通電相をｕ相
→ｖ相→ｗ相の順に切り換えればよい。

【０２１２】図４３はこのような処理を説明するフロー
チャートである。なお、この処理は、図３に示す同期モ
ータ制御装置の始動シーケンス部８において行われる。
また、図４４は初期位置角設定処理の一例を説明する信
号波形図である。

【０２１３】ステップＳＰ１において、ｕ相通電のスイ
ッチングパターンを出力し、ステップＳＰ２において、
電流振幅指令を出力し（電流振幅指令ｉ＊＝Ｉに設定
し）、ステップＳＰ３において、所定時間の待ち時間処
理を行い、ステップＳＰ４において、ｗ相通電のスイッ
チングパターンを出力し、ステップＳＰ５において、所
定時間の待ち時間処理を行い、ステップＳＰ６におい
て、ｖ相通電のスイッチングパターンを出力し、ステッ
プＳＰ７において、所定時間の待ち時間処理を行い、ス
テップＳＰ８において、位置角カウンタを初期化し、ス
テップＳＰ９において、モータ制御処理許可フラグをセ
ットし、そのまま元の処理に戻る。

【０２１４】なお、上記フローチャートの処理におい
て、待ち時間は、通電切り換え後に発生する回転子の振
動がなくなる程度の時間であればよく、実験に基づいて
設定すればよい。また、排出すべき冷媒、作動油の量を
増加させる必要がある場合には、通電相切り換え回数を
さらに増加させればよい。

【０２１５】この実施態様はＳＲモータを例にとって説
明したが、ブラシレスＤＣモータ、シンクロナスリラク
タンスモータについても同様に適用することができ、同
様の作用を達成することができる。

【０２１６】

【発明の効果】請求項１の発明は、位置センサの取り付
け精度を高めなくても（換言すれば、モータ回転角の絶
対位置を検出する機能のない位置センサを用いても）波
形制御を高精度化するとともに、高応答性を実現するこ
とができるという特有の効果を奏する。

【０２１７】請求項２の発明は、実際の通電波形の遅れ
位相を小さくし、遅れ位相に起因するトルク変動を大幅
に緩和することができ、さらにモータ効率や制御系の安
定性を低下する低周波成分の重畳がない（もしくは、極
めて小さい）指令波形を出力することができるほか、請
求項１と同様の効果を奏する。

【０２１８】請求項３の発明は、位相制御の分解能を位
置センサの検出分解能以上に高めることができ、実際の
通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に起因するト
ルク変動を大幅に緩和することができるほか、請求項１
または請求項２と同様の効果を奏する。

【０２１９】請求項４の発明は、タイマによる制御を省
略することができるほか、請求項２または請求項３と同
様の効果を奏する。

【０２２０】請求項５の発明は、簡単にかつ確実に回転
子位置角と通電波形との位相を特定することができるほ
か、請求項１から請求項４の何れかと同様の効果を奏す
る。

【０２２１】請求項６の発明は、位置センサが絶対位置
を検出できなくても、簡単に絶対位置を得て制御電源を
制御することができ、請求項５と同様の効果を奏する。

【０２２２】請求項７の発明は、位置センサの取り付け
精度を高めなくても（換言すれば、モータ回転角の絶対
位置を検出する機能のない位置センサを用いても）波形
制御を高精度化するとともに、高応答性を実現すること
ができるという特有の効果を奏する。

【０２２３】請求項８の発明は、実際の通電波形の遅れ
位相を小さくし、遅れ位相に起因するトルク変動を大幅
に緩和することができ、さらにモータ効率や制御系の安
定性を低下する低周波成分の重畳がない（もしくは、極
めて小さい）指令波形を出力することができるほか、請
求項７と同様の効果を奏する。

【０２２４】請求項９の発明は、位相制御の分解能を位
置センサの検出分解能以上に高めることができ、実際の
通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に起因するト
ルク変動を大幅に緩和することができるほか、請求項７
または請求項８と同様の効果を奏する。

【０２２５】請求項１０の発明は、タイマによる制御を
省略することができるほか、請求項８または請求項９と
同様の効果を奏する。

【０２２６】請求項１１の発明は、簡単にかつ確実に回
転子位置角と通電波形との位相を特定することができる
ほか、請求項７から請求項１０の何れかと同様の効果を
奏する。

【０２２７】請求項１２の発明は、位置センサが絶対位
置を検出できなくても、簡単に絶対位置を得て制御電源
を制御することができ、請求項１１と同様の効果を奏す
る。

【０２２８】請求項１３の発明は、実際の通電波形の遅
れ位相を小さくし、遅れ位相に起因するトルク変動を大
幅に緩和することができ、さらにモータ効率や制御系の
安定性を低下する低周波成分の重畳がない（もしくは、
極めて小さい）指令波形を出力することができるという
特有の効果を奏する。

【０２２９】請求項１４の発明は、位相制御の分解能を
位置センサの検出分解能以上に高めることができ、実際
の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に起因する
トルク変動を大幅に緩和することができるという特有の
効果を奏する。

【０２３０】請求項１５の発明は、タイマによる制御を
省略することができるほか、請求項１３または請求項１
４と同様の効果を奏する。

【０２３１】請求項１６の発明は、実際の通電波形の遅
れ位相を小さくし、遅れ位相に起因するトルク変動を大
幅に緩和することができ、さらにモータ効率や制御系の
安定性を低下する低周波成分の重畳がない（もしくは、
極めて小さい）指令波形を出力することができるという
特有の効果を奏する。

【０２３２】請求項１７の発明は、位相制御の分解能を
位置センサの検出分解能以上に高めることができ、実際
の通電波形の遅れ位相を小さくし、遅れ位相に起因する
トルク変動を大幅に緩和することができるという特有の
効果を奏する。

【０２３３】請求項１８の発明は、タイマによる制御を
省略することができるほか、請求項１６または請求項１
７と同様の効果を奏する。

【０２３４】請求項１９の発明は、単に制御電源の直流
通電相を設定しただけでは回転子位置角と通電波形との
位相を特定することができない場合であっても、制御電
源の直流通電相の切り換えによって回転子位置角と通電
波形との位相を一意に特定することができるほか、請求
項１と同様の効果を奏する。

【０２３５】請求項２０の発明は、単に制御電源の直流
通電相を設定しただけでは回転子位置角と通電波形との
位相を特定することができない場合であっても、制御電
源の直流通電相の切り換えによって回転子位置角と通電
波形との位相を一意に特定することができるとともに、
同期モータが油圧ポンプ、圧縮機などを駆動するもので
ある場合に、油圧ポンプ内の作動油、圧縮機内の冷媒を
排出して、回転子位置ロック時の負荷トルクを低減する
ことができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。

【０２３６】請求項２１の発明は、単に制御電源の直流
通電相を設定しただけでは回転子位置角と通電波形との
位相を特定することができない場合であっても、制御電
源の直流通電相の切り換えによって回転子位置角と通電
波形との位相を一意に特定することができるほか、請求
項７と同様の効果を奏する。

【０２３７】請求項２２の発明は、単に制御電源の直流
通電相を設定しただけでは回転子位置角と通電波形との
位相を特定することができない場合であっても、制御電
源の直流通電相の切り換えによって回転子位置角と通電
波形との位相を一意に特定することができるとともに、
同期モータが油圧ポンプ、圧縮機などを駆動するもので
ある場合に、油圧ポンプ内の作動油、圧縮機内の冷媒を
排出して、回転子位置ロック時の負荷トルクを低減する
ことができるほか、請求項７と同様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の同期モータ制御装置の一実施態様の
要部を示すブロック図である。

【図２】位置角検出処理の一例を説明する図である。

【図３】この発明の同期モータ制御装置の一実施態様を
示すブロック図である。

【図４】初期位置角設定処理の一例を説明する図であ
る。

【図５】ブラシレスＤＣモータもしくはシンクロナスリ
ラクタンスモータに対応した始動シーケンス部の処理を
説明するフローチャートである。

【図６】モード＝５に設定した場合における直流通電の
回路状態を示す図である。

【図７】ブラシレスＤＣモータのｖ相、ｗ相の巻線電流
とそれにより生ずる磁束を示す図である。

【図８】位置角に対するｗ−ｖ相通電時のモータディテ
ントトルクの変化を示す図である。

【図９】スイッチトリラクタンスモータに対応した始動
シーケンス部の処理を説明するフローチャートである。

【図１０】モード信号＝０に設定した場合の直流通電の
回路状態を示す図である。

【図１１】スイッチトリラクタンスモータのｕ相の巻線
電流とそれにより生ずる磁束を示す図である。

【図１２】回転角に対するｕ相通電時のモータディテン
トトルクの変化を示す図である。

【図１３】表面磁石タイプのブラシレスＤＣモータにお
ける電流位相に対するモータトルクの変化を示す図であ
る。

【図１４】埋込磁石タイプのブラシレスＤＣモータにお
ける電流位相に対するモータトルクの変化を示す図であ
る。

【図１５】シンクロナスリラクタンスモータにおける電
流位相に対するモータトルクの変化を示す図である。

【図１６】スイッチトリラクタンスモータの位置検出部
出力、各相インダクタンス波形、各相インダクタンスの
回転角に対する変化率、各相巻線電流を示す図である。

【図１７】スイッチトリラクタンスモータにおける転流
位相に対するモータトルクの変化を示す図である。

【図１８】低速時、高速時における矩形波通電波形を示
す図である。

【図１９】低速時において矩形波電流指令の位相を進め
る制御を説明する図である。

【図２０】高速時において矩形波電流指令の位相を進め
る制御を説明する図である。

【図２１】図１９もしくは図２０の動作を行う同期サー
ボモータを用い、１０［ｒｐｓ］の低速回転から、加速
レートΔＮ／Δｔ＝８００［ｒｐｓ／ｓ］の急加速を行
った場合のシミュレーション結果を示す図である。

【図２２】転流信号を生成するための装置（電流制御部
１９およびＰＷＭ制御部２０）の構成を示すブロック図
である。

【図２３】位置センサの分解能を２極対のブラシレスＤ
Ｃモータの転流回数の３倍に設定した場合における位置
センサ信号と通電波形との関係を示す図である。

【図２４】図２３の波形を得るための装置の構成例を示
すブロック図である。

【図２５】位相制御幅を拡大するための位相進み処理を
説明する図である。

【図２６】位相制御幅を拡大するための位相遅れ処理を
説明する図である。

【図２７】図２５、図２６の動作波形に対応した位相制
御を説明するフローチャートである。

【図２８】Δδ以下の分解能の位相を設定するためのタ
イマ値を説明する図である。

【図２９】ブラシレスＤＣモータ、シンクロナスリラク
タンスモータに対応した波形出力処理を説明するフロー
チャートである。

【図３０】スイッチトリラクタンスモータに対応した波
形出力処理を説明するフローチャートである。

【図３１】従来方法により得られる正弦波電流指令波形
と、この発明の実施態様により得られる正弦波電流指令
波形とを示す図である。

【図３２】同期モータとしてブラシレスＤＣモータを採
用し、位置センサの分解能を同期モータの１回転の転流
回数の２倍以上とし、位置センサ信号の変化に同期させ
てインバータ波形を制御するとともに、位置センサから
得られる信号の周期を速度情報に基づいて分割し、擬似
的な位置信号を発生する処理を行うようにした同期モー
タ制御装置の構成を示すブロック図である。

【図３３】同期モータとしてスイッチトリラクタンスモ
ータを採用し、位置センサの分解能を同期モータの１回
転の転流回数の２倍以上とし、位置センサ信号の変化に
同期させてインバータ波形を制御するとともに、位置セ
ンサから得られる信号の周期を速度情報に基づいて分割
し、擬似的な位置信号を発生する処理を行うようにした
同期モータ制御装置の構成を示すブロック図である。

【図３４】ブラシレスＤＣモータを採用した高性能同期
サーボモータの装置構成例を示すブロック図である。

【図３５】巻線電流波形とモータ逆起電圧波形との関係
を示す図である。

【図３６】ブラシレスＤＣモータを採用した同期サーボ
モータの装置構成例を示すブロック図である。

【図３７】論理回路の構成を示すブロック図である。

【図３８】図３６の装置におけるモータ逆起電圧波形、
ホール素子信号、巻線電流波形を示す図である。

【図３９】絶対値エンコーダの構成を示す図である。

【図４０】正弦波電流指令を出力するための処理を説明
するフローチャートである。

【図４１】ＳＲモータの回転子の停止角が２箇所存在す
ることを説明する図である。

【図４２】ＳＲモータの各相インダクタンス波形および
ｕ相通電時の停止位置を示す図である。

【図４３】位置角初期化動作を説明するフローチャート
である。

【図４４】初期位置角設定処理の一例を説明する信号波
形図である。

【符号の説明】

１ 同期モータ ２ パルスエンコーダ ４ インバータ ５ ＰＷＭ制御部 ６ 電流制御部 ７ スイッチングパターン選択部 ９ 回転位置角設定部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 須原 淳 滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２ 株式会社ダイキン空調技術研究所滋賀分室 内 Ｆターム(参考） 5H550 AA09 BB02 BB05 BB08 CC01 DD04 DD08 DD09 FF01 FF03 FF05 GG05 GG08 HB07 HB16 JJ12 JJ19 JJ24 JJ26 LL07 LL22 LL34 5H560 AA02 BB04 BB12 BB18 DA07 EC02 HA09 TT02 TT07 TT08 TT20 XA02 XA12

Claims (22)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御電源（４）を制御して同期モータ
   （１）に所定の電圧もしくは電流を供給することにより
   同期モータ（１）を制御する方法であって、 停止時に回転子位置角と通電波形との位相を特定し、 始動後に、任意に装着された位置センサ（２）からの出
   力信号に基づいて制御電源を制御することを特徴とする
   同期モータ制御方法。
2. 【請求項２】 前記位置センサ（２）の分解能を同期モ
   ータ（１）の１回転の転流回数の２倍以上に設定し、位
   置センサ（２）からの出力信号の変化に同期させて制御
   電源波形を出力する請求項１に記載の同期モータ制御方
   法。
3. 【請求項３】 前記位置センサ（２）からの出力信号の
   周期を速度情報に基づいて分割して擬似的な位置信号を
   発生し、擬似的な位置信号にも基づいて制御電源（４）
   を制御する請求項１または請求項２に記載の同期モータ
   制御方法。
4. 【請求項４】 前記位置センサ（２）の分解能を同期モ
   ータ（１）の１回転当たり２００パルス以下に設定する
   請求項２または請求項３に記載の同期モータ制御方法。
5. 【請求項５】 停止時に、同期モータ（１）の回転子を
   所定位置にロックするためのトルクに対応する通電電流
   振幅指令を出力することにより、回転子位置角と通電波
   形との位相を特定する請求項１から請求項４の何れかに
   記載の同期モータ制御方法。
6. 【請求項６】 始動後に、回転子のロック位置と、回転
   子のロックと同期して内容がクリアされ、その後の位置
   センサ（２）からの出力信号のカウント値との加算結果
   に基づいて制御電源を制御する請求項５に記載の同期モ
   ータ制御方法。
7. 【請求項７】 制御電源（４）を制御して同期モータ
   （１）に所定の電圧もしくは電流を供給することにより
   同期モータ（１）を制御する装置であって、 停止時に回転子位置角と通電波形との位相を特定する位
   相特定手段（６）（９）と、 始動後に、任意に装着された位置センサ（２）からの出
   力信号に基づいて制御電源（４）を制御する制御電源制
   御手段（５）（７）とを含むことを特徴とする同期モー
   タ制御装置。
8. 【請求項８】 前記位置センサ（２）は分解能を同期モ
   ータ（１）の１回転の転流回数の２倍以上に設定したも
   のであり、前記制御電源制御手段（５）（７）は位置セ
   ンサ（２）からの出力信号の変化に同期させて制御電源
   波形を出力するものである請求項７に記載の同期モータ
   制御装置。
9. 【請求項９】 前記制御電源制御手段（５）（７）は、
   前記位置センサ（２）からの出力信号の周期を速度情報
   に基づいて分割して擬似的な位置信号を発生し、擬似的
   な位置信号にも基づいて制御電源（４）を制御するもの
   である請求項７または請求項８に記載の同期モータ制御
   装置。
10. 【請求項１０】 前記位置センサ（２）は分解能を同期
    モータ（１）の１回転当たり２００パルス以下に設定し
    たものである請求項８または請求項９に記載の同期モー
    タ制御装置。
11. 【請求項１１】 前記位相特定手段（６）は、同期モー
    タ（１）の回転子を所定位置にロックするためのトルク
    に対応する通電電流振幅指令を出力するものである請求
    項７から請求項１０の何れかに記載の同期モータ制御装
    置。
12. 【請求項１２】 前記制御電源制御手段（５）（７）
    は、位相特定手段（６）による回転子のロック位置と、
    回転子のロックと同期して内容がクリアされ、その後の
    位置センサ（２）からの出力信号のカウント値との加算
    結果に基づいて制御電源（４）を制御するものである請
    求項１１に記載の同期モータ制御装置。
13. 【請求項１３】 同期モータ（１）の回転動作に伴って
    位置センサ（２）から出力される出力信号に基づいて制
    御電源（４）を制御して同期モータ（１）に所定の電圧
    もしくは電流を供給することにより同期モータ（１）を
    制御する方法であって、 位置センサ（２）の分解能を同期モータ（１）の１回転
    の転流回数の２倍以上に設定し、位置センサ（２）から
    の出力信号の変化に同期させて制御電源波形を出力する
    ことを特徴とする同期モータ制御方法。
14. 【請求項１４】 前記位置センサ（２）からの出力信号
    の周期を速度情報に基づいて分割して擬似的な位置信号
    を発生し、擬似的な位置信号にも基づいて制御電源
    （４）を制御する請求項１３に記載の同期モータ制御方
    法。
15. 【請求項１５】 前記位置センサ（２）の分解能を同期
    モータ（１）の１回転当たり２００パルス以下に設定す
    る請求項１３または請求項１４に記載の同期モータ制御
    方法。
16. 【請求項１６】 同期モータ（１）の回転動作に伴って
    位置センサ（２）から出力される出力信号に基づいて制
    御電源制御手段（５）（７）により制御電源（４）を制
    御して同期モータ（１）に所定の電圧もしくは電流を供
    給することにより同期モータ（１）を制御する装置であ
    って、前記位置センサ（２）は分解能を同期モータ
    （１）の１回転の転流回数の２倍以上に設定したもので
    あり、前記制御電源制御手段（５）（７）は位置センサ
    （２）からの出力信号の変化に同期させて制御電源波形
    を出力するものであることを特徴とする同期モータ制御
    装置。
17. 【請求項１７】 前記制御電源制御手段（５）（７）
    は、前記位置センサ（２）からの出力信号の周期を速度
    情報に基づいて分割して擬似的な位置信号を発生し、擬
    似的な位置信号にも基づいて制御電源（４）を制御する
    ものである請求項１６に記載の同期モータ制御装置。
18. 【請求項１８】 前記位置センサ（２）は分解能を同期
    モータ（１）の１回転当たり２００パルス以下に設定し
    たものである請求項１６または請求項１７に記載の同期
    モータ制御装置。
19. 【請求項１９】 制御電源（４）の直流通電相を少なく
    とも１回切り換えることにより回転子位置角と通電波形
    との位相を特定する請求項１に記載の同期モータ制御方
    法。
20. 【請求項２０】 制御電源（４）の直流通電相を２回以
    上切り換えることにより回転子位置角と通電波形との位
    相を特定する請求項１に記載の同期モータ制御方法。
21. 【請求項２１】 前記位相特定手段は、制御電源（４）
    の直流通電相を少なくとも１回切り換える直流通電相切
    換手段を含む請求項７に記載の同期モータ制御装置。
22. 【請求項２２】 前記位相特定手段は、制御電源（４）
    の直流通電相を２回以上切り換える直流通電相切換手段
    を含む請求項７に記載の同期モータ制御装置。