JP2011211832A - ブラシレスｄｃモータの駆動装置および駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】トルクリプルが小さいブラシレスＤＣモータの駆動装置および制御方法を提供する。
【解決手段】ブラシレスＤＣモータの駆動装置は、磁極位置検出素子群２と、１２０度通電ロジック回路４と、電流検出回路１０１と、電流磁束演算回路１０２と、電流磁束制御回路１０３とを具備する。磁極位置検出素子群２は、モータ巻線群９に通電されて回転するモータロータマグネット１の磁極位置を検出する。１２０度通電ロジック回路４は、磁極位置に基づいてモータ巻線群９に通電する期間とタイミングとを示す通電信号を出力する。電流検出回路１０１は、モータ巻線群９に含まれる所定の巻線に流れる電流を検出する。電流磁束演算回路１０２は、巻線に流れる電流に基づいて電流磁束の大きさを演算する。電流磁束制御回路１０３は、上記タイミングと電流磁束の大きさとに基づいて２つのＰＷＭ波形信号を生成し、３相通電時の電流磁束の大きさと方向とを前記磁極位置に応じて制御する。
【選択図】図５

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特に３相ブラシレスＤＣモータ駆動装置および駆動方法に関する。

モータは、電気エネルギーを機械エネルギーに変換する優れた機能部品で多くの電化製品で使用される。近年、小型化、低ノイズ、低コストの要求の高まりに対して、ブラシレスＤＣモータの矩形波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御の需要が増大している。ブラシレスＤＣモータを矩形波ＰＷＭ制御することにより、回転子側が永久磁石で小型化でき、ブラシなどによる切り替えノイズが発生せず、ステータ側のコイルで磁界を切り替えて回転させる処理が簡単で制御回路が低コストですむ。そのブラシレスＤＣモータの矩形波ＰＷＭ駆動において、トルクリプル改善による高性能化が求められている。

例えば、特開２００１−０３７２７８号公報には、ＰＷＭ駆動ブラシレスＤＣモータの巻線通電相切換時の通電末期部をＰＷＭ駆動しながら滑らかに低下させる技術が記載されている。

図１は、そのブラシレスＤＣモータ駆動回路の構成図である。ブラシレスＤＣモータ駆動回路は、磁極位置検出素子群２、増幅器群３、１２０度通電ロジック回路４、速度指令回路５、ＰＷＭ１回路６ａ、ＰＷＭ２回路６ｂ、上トランジスタ群７ａ、下トランジスタ群７ｂ、パワートランジスタ群であるインバータ回路８、タイミング回路１０、電解コンデンサ１１、波形発生回路１２、セレクト回路１３を備え、モータ巻き線群９に通電してモータのロータマグネット１を回転させる。

磁極位置検出素子群２は、電気角で１２０度の位置差となるように配置される。６０度毎に変化するロータマグネット１の位置を示す信号は、増幅器群３で増幅され、１２０度通電ロジック回路４に入力される。１２０度通電ロジック回路４は、ロータマグネット１の位置に対応する通電パタンによって上トランジスタ群７ａおよび下トランジスタ群７ｂを駆動し、位置信号をタイミング回路１０およびセレクト回路１３に出力する。タイミング回路１０は、入力された位置信号に基づいて通電タイミング信号を合成し、波形発生回路１２に出力する。波形発生回路１２は、通電タイミング信号に速度指令回路５において生成される速度指令電圧を加算した電圧波形を生成し、ＰＷＭ１回路６ａ、ＰＷＭ２回路６ｂに出力する。ＰＷＭ１回路６ａは、速度指令電圧に比例するＰＷＭ波形を出力する。ＰＷＭ２回路６ｂは、波形発生回路１２の出力によりＰＷＭのデューティを変化させる。すなわち、ＰＷＭ２回路６ｂは、波形発生回路１２の出力電圧に比例するＰＷＭ波形を出力する。

セレクト回路１３は、ロジック回路４の信号に基づいて、ＰＷＭ１回路６ａとＰＷＭ２回路６ｂの何れかの信号を選択し、６回路分のセレクタを備える。セレクト回路１３は、１２０度通電ロジック回路４から出力される位置信号に基づいて、最初の通電６０度（図４におけるθ１）にはＰＷＭ１回路６ａのモータ定格運転時のＰＷＭデューティ（以降、ＰＷＭ１）の信号を出力し、次の通電６０度（図４におけるθ２）には１２０度通電ロジック回路４の通電パタン（図４におけるベタＯＮ）の信号を出力し、最後の通電６０度（図４におけるθ３）にはＰＷＭ２回路６ｂの通電末期のＰＷＭデューティ（以降、ＰＷＭ２）の信号を出力して上トランジスタ群７ａおよび下トランジスタ群７ｂを制御する。

上トランジスタ群７ａは、インバータ回路８の上アームトランジスタにＰＷＭ信号を印加する。下トランジスタ群７ｂは、インバータ回路８の下アームトランジスタにＰＷＭ信号を印加する。タイミング回路１０は、１２０度通電ロジック回路４の各相から通電切換信号を合成した通電タイミング信号を出力する。波形発生回路１２は、通電タイミング信号回路１０の信号で鋸波状の信号を速度指令電圧に加算した電圧波形を発生する。

図２は、インバータ回路８およびモータ巻き線群９の構成を示す図である。インバータ回路８は、Ｗ相アームトランジスタ８Ｗ−１、Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２、Ｕ相上アームトランジスタ８Ｕ−３、Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４、Ｖ相下アームトランジスタ８Ｖ−５、Ｗ相下アームトランジスタ８Ｗ−６を備える。Ｗ相上アームトランジスタ８Ｗ−１のベースには、上トランジスタ群７ａによって制御された通電パタンを示す信号２−ｅが印加される。Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２のベースには、上トランジスタ群７ａによって制御された通電パタンを示す信号２−ｃが印加される。Ｕ相上アームトランジスタ８Ｕ−３のベースには、上トランジスタ群７ａによって制御された通電パタンを示す信号２−ａが印加される。Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４のベースには、下トランジスタ群７ｂによって制御された通電パタンを示す信号２−ｂが印加される。Ｖ相下アームトランジスタ８Ｖ−５のベースには、下トランジスタ群７ｂによって制御された通電パタンを示す信号２−ｄが印加される。Ｗ相下アームトランジスタ８Ｗ−６のベースには、下トランジスタ群７ｂによって制御された通電パタンを示す信号２−ｆが印加される。なお、各トランジスタのコレクタ・エミッタ間に循環ダイオード８Ｗ−１１、８Ｖ−１２、８Ｕ−１３、８Ｕ−１４、８Ｖ−１５、８Ｗ−１６が接続されている。

モータ巻き線群９は、Ｕ相巻線９Ｕ、Ｖ相巻線９Ｖ、Ｗ相巻線９Ｗを備える。Ｕ相巻線９Ｕ、Ｖ相巻線９Ｖ、Ｗ相巻線９Ｗの一端は、共通に接続され、他端は、Ｕ相の上下アームトランジスタ８Ｕ３、８Ｕ４の接続点、Ｖ相の上下アームトランジスタ８Ｖ２、８Ｖ−５の接続点、Ｗ相の上下アームトランジスタ８Ｗ−１、８Ｗ−６の接続点にそれぞれ接続される。一般的にモータ巻線のインダクタンスを利用したＰＷＭ制御は、インバータ回路８の上アームトランジスタ又は下アームトランジスタで制御する。

図３に、動作タイミングとＰＷＭ信号の印加状態とモータ巻線電流が示される。図３（ａ）に、Ｕ相上アームトランジスタ８Ｕ−３のベースに印加される信号２−ａとＵ相下アームトランジスタ８Ｕ−４のベースに印加される信号２−ｂが示される。図３（ｂ）に、Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２のベースに印加される信号２−ｃ、Ｖ相下アームトランジスタ８Ｖ−５のベースに印加される信号２−ｄが示される。図３（ｃ）に、Ｗ相上アームトランジスタ８Ｗ−１のベースに印加される信号２−ｅ、Ｗ相下アームトランジスタ８Ｗ−６のベースに印加される信号２−ｆが示される。

通電区間θ１（６０度）では、Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４はＰＷＭ１パタンで駆動され、Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２はＰＷＭ１００％オン状態（以降ベタＯＮパタンと称す）で駆動され、Ｗ相下アームトランジスタ８Ｗ−６はＰＷＭ２パタンで駆動される。各相を見ると、下アームトランジスタがＰＷＭパタンで駆動されていることが分かる。

次の通電区間θ２（６０度）では、Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４はベタＯＮパタンで駆動され、Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２はＰＷＭ２パタンで駆動され、Ｗ相上アームトランジスタ８Ｗ−１はＰＷＭ１パタンで駆動される。すなわち、上アームトランジスタがＰＷＭパタンで駆動される。

通電区間θ３（６０度）では、Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４はＰＷＭ２パタンで駆動され、Ｖ相下アームトランジスタ８Ｖ−５はＰＷＭ１パタンで駆動され、Ｗ相上アームトランジスタ８Ｗ−１はベタＯＮパタンで駆動される。すなわち、下アームトランジスタがＰＷＭパタンで駆動される。

また、実際の通電開始初期には、モータ巻線のインダクタンスの影響によって、モータ巻線電流は、図３（ｄ）〜（ｆ）に示されるように、Ｕ相電流２−ｇ、Ｖ相電流２−ｈ、Ｗ相電流２−ｉのように立ち上る。また、通電末期では、ＰＷＭパタンのＯＮデューティが徐々に減少するため、モータ巻線電流波形は、立ち上りと同じような傾斜を持ち、大きな歪みや急峻な変化は見られなくなる。

図４は図３に示されるＰＷＭ１、ＰＷＭ２、ベタＯＮの通電パタンを補足説明する図である。通電区間θ１の通電パタンＰＷＭ１は、モータが定格運転されている時のデューティで通電がオンオフされる。通電区間θ２の通電パタンベタＯＮは、ＰＷＭ１００％オン通電と同じ状態、すなわち連続通電を示す。また、通電区間θ３の通電パタンであるＰＷＭ２パタンは、徐々にＯＮデューティが減少する。

また、トルクリプルの小さな駆動制御方式として、特開２００１−０１８８２２号公報にベクトル制御技術が開示されている。これに開示される装置では、指令信号の主経路は、モータの制御指令値を決定する指令電流決定部から、ＰＩ制御部、２相／３相座標変換部、ＰＷＭ制御部、インバータを介してモータに至るように形成されている。また、インバータとモータとの間に電流センサが配され、電流センサで検出された信号を、指令電流決定部とＰＩ制御部との間に配される減算回路にフィードバックさせるフィードバック経路が形成されている。このフィードバック経路には、３相／２相座標変換部が配されている。この制御系により、指令電流決定部では、トルクセンサで検出されたトルク指令値Ｔｒｅｆや、位置検出センサで検出されたロータの回転角度θと電気角速度ωを受け、指令電流Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。この指令電流Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆは、それぞれ、電流センサで検出された後、フィードバック経路の３相／２相座標変換部で２相に変換されたフィードバック電流によって補正される。すなわち、フィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑと、電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆとの誤差が、減算回路で演算される。

その後、ＰＩ制御部は、ＰＷＭ制御のデューティを示す信号をｄ成分、ｑ成分の形でインバータへの指令値Ｖｄ、Ｖｑとして算出する。２相／３相座標変換部は、ｄ成分、ｑ成分から、各相成分Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換される。そして、インバータは、指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに基づいてＰＷＭ制御され、モータにインバータ電流が供給されてモータの回転を制御するようになっている。このベクトル制御の場合、トルク指令値Ｔｒｅｆおよび電気角速度ω、回転角度θに基づいて、電流指令値Ｉｄｒｅｆ、Ｉｑｒｅｆが決定される。また、モータのフィードバック電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃがフィードバック電流Ｉｄ、Ｉｑに変換され、その後、フィードバック電流ＩｄおよびＩｑと、指令電流ＩｄｒｅｆおよびＩｑｒｅｆとの誤差が演算される。その誤差に基づいてＰＩ制御による電流制御が行われることによってインバータへの指令値Ｖｄ、Ｖｑが求められる。そして、インバータへの指令値Ｖｄ、Ｖｑが再び３相の指令値Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃに逆変換されてインバータが制御され、モータの駆動制御が行われる。

このような制御を行う場合、２相通電時は、１つの相に流れ込む電流の大きさと、もう一方の相から流れ出る電流の大きさは常に等しくなるため、２つの電流磁束で合成される電流磁束の方向は、電流の大きさに関係なく固定される。合成された電流磁束の大きさは電流の大きさに比例する。定常時の電流は、モータ巻線の抵抗値で決まるため、電圧にも比例することになる。また、３相通電時は、２相に流れ込む電流の合計が、残りの相の電流の大きさに等しくなり、合成される電流磁束の方向と大きさは、流れ込む電流の大きさで変化する。合成された電流磁束とロータマグネットの磁極位置との角度をθとした場合、モータのトルクは、電流磁束の大きさとｓｉｎθとの積となり、θが９０度の時に最大となる。しかし、上記技術では、ロータマグネットの位置だけで制御される。したがって、３相通電時の電流磁束の大きさと方向とを制御できず、トルクが急峻に変化するため、トルクリプルが大きくなる。すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相で表される各相のうちの２相に電流が流れる２相通電区間と、３相全てに電流が流れる３相通電区間の制御角及びトルクに違いがある。そのため、トルクリプルが発生する。

さらに、図４に示されるように、通電末期のＰＷＭ制御パタンであるＰＷＭ２パタンを受ける時間は、モータのインダクタンス（モータ時定数）にあわせて調整されている。モータの速度によって変化する図３に示される区間θ１、θ２、θ３の時間に対して、ＰＷＭ２パタンの出力時間は常に一定であるため、２相通電制御角と３相通電制御角が変化し、トルクリプルが大きくなる。

特開２００１−０３７２７８号公報 特開２００１−０１８８２２号公報

本発明は、トルクリプルが小さいブラシレスＤＣモータの駆動装置および制御方法を提供する。

以下に、［発明を実施するための形態］で使用される番号・符号を用いて、課題を解決するための手段を説明する。これらの番号・符号は、［特許請求の範囲］の記載と［発明を実施するための形態］との対応関係を明らかにするために付加されたものである。ただし、それらの番号・符号を、［特許請求の範囲］に記載されている発明の技術的範囲の解釈に用いてはならない。

本発明の観点では、ブラシレスＤＣモータの駆動装置は、磁極位置検出素子群（２）と、１２０度通電ロジック回路（４）と、電流検出回路（１０１）と、電流磁束演算回路（１０２）と、電流磁束制御回路（１０３）とを具備する。磁極位置検出素子群（２）は、モータ巻線群（９）に通電されて回転するモータロータマグネット（１）の磁極位置を検出する。１２０度通電ロジック回路（４）は、磁極位置に基づいてモータ巻線群（９）に通電する期間とタイミングとを示す通電信号を出力する。電流検出回路（１０１）は、モータ巻線群（９）に含まれる所定の巻線に流れる電流を検出する。電流磁束演算回路（１０２）は、巻線に流れる電流に基づいて電流磁束の大きさを演算する。電流磁束制御回路（１０３）は、上記タイミングと電流磁束の大きさとに基づいて２つのＰＷＭ波形信号を生成し、３相通電時の電流磁束の大きさと方向とを前記磁極位置に応じて制御する。

本発明の他の観点では、ブラシレスＤＣモータの駆動方法は、検出するステップと、通電する期間とタイミングとを示すステップと、電流を検出するステップと、演算するステップと、制御するステップとを具備する。検出するステップでは、モータ巻線群（９）に通電されて回転するモータロータマグネット（１）の磁極位置が検出される。通電する期間とタイミングとを示すステップでは、磁極位置に基づいてモータ巻線群（９）に通電する期間とタイミングとが示される。
電流を検出するステップでは、モータ巻線群（９）に含まれる所定の巻線に流れる電流が検出される。演算するステップでは、巻線に流れる電流に基づいて電流磁束の大きさが算出される。制御するステップでは、通電する期間とタイミングと、電流磁束の大きさに基づいて２つのＰＷＭ波形信号を生成し、３相通電時の電流磁束の大きさと方向とが磁極位置に応じて制御される。

本発明によれば、トルクリプルの小さいブラシレスＤＣモータの駆動装置および制御方法を提供することができる。

３相通電時の電流磁束の大きさを２相通電時の大きさにあわせ、３相通電時の電流磁束方向をロータマグネットの磁極位置に同期して調整することにより、２相通電と３相通電の制御角およびトルクを同じにすることが出来、トルクリプルの改善が可能となる。

従来のブラシレスＤＣモータ駆動回路の構成を示す図である。 インバータ回路とモータ巻き線群の構成を示す図である。 従来のブラシレスＤＣモータ駆動回路の動作を説明する図である。 従来のブラシレスＤＣモータ駆動回路のＰＷＭ信号を説明する図である。 本発明の実施の形態に係るブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係るインバータ回路およびモータ巻き線群の構成を示す図である。 本発明の実施の形態に係るブラシレスＤＣモータ駆動装置の動作を説明する図である。 本発明の実施の形態に係るブラシレスＤＣモータ駆動装置のＰＷＭ信号を説明する図である。 本発明の実施の形態に係るブラシレスＤＣモータ駆動装置の処理を示すフローチャートである。 トルクの原理を示す図である。 トルクの波形を示す図である。

図面を参照して、本発明の実施の形態を説明する。

図５は、本発明の実施の形態に係るブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を示す図である。ブラシレスＤＣモータ駆動装置は、電流検出回路１０１、電流磁束演算回路１０２、電流磁束制御回路１０３、通電パタンセレクト回路１０４、磁極位置検出素子群２、増幅器群３、１２０度通電ロジック回路４、速度指令回路５、ＰＷＭ回路６、上トランジスタ群７ａ、下トランジスタ群７ｂ、インバータ回路８、電解コンデンサ１１を具備し、モータ巻き線群９に通電してロータマグネット１を回転させる。

磁極位置検出素子群２は、電気角で１２０度の位置差となるように配置される。６０度毎に変化するロータマグネット１の位置を示す信号は、増幅器群３で増幅され、１２０度通電ロジック回路４に入力される。１２０度通電ロジック回路４は、ロータマグネット１の位置に対応する通電パタンによって上トランジスタ群７ａおよび下トランジスタ群７ｂを駆動し、位置信号を電流磁束制御回路１０３および通電パタンセレクト回路１０４に出力する。速度指令回路５は、所望の速度を示す速度指令電圧を生成し、ＰＷＭ１回路６ａに出力する。ＰＷＭ１回路６ａは、速度指令電圧に比例するＰＷＭ波形を出力する。

電流検出回路１０１は、モータ巻き線群９に流れる電流を測定し、電流磁束演算回路１０２に測定された電流値を出力する。電流磁束演算回路１０２は、測定された電流値から電流磁束の大きさを演算する。電流磁束制御回路１０３は、３相通電時の電流磁束が、同じ大きさで、ロータマグネット１の磁極位置に対応する方向になるように、２つのＰＷＭ波形信号を生成する。通電パタンセレクト回路１０４は、ロータマグネット１の磁極位置に対応する通電パタンである２相通電パタンもしくは３相通電パタンを選択する。

上トランジスタ群７ａは、インバータ回路８の上アームトランジスタにＰＷＭ信号を印加する。下トランジスタ群７ｂは、インバータ回路８の下アームトランジスタにＰＷＭ信号を印加する。タイミング回路１０は、１２０度通電ロジック回路４の各相から通電切換信号を合成した通電タイミング信号を出力する。

図６は、インバータ回路８およびモータ巻き線群９の構成を示す図である。インバータ回路８は、Ｗ相アームトランジスタ８Ｗ−１、Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２、Ｕ相上アームトランジスタ８Ｕ−３、Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４、Ｖ相下アームトランジスタ８Ｖ−５、Ｗ相下アームトランジスタ８Ｗ−６を備える。Ｗ相上アームトランジスタ８Ｗ−１のベースには、上トランジスタ群７ａによって制御された通電パタンを示す信号１−ｅが印加される。Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２のベースには、上トランジスタ群７ａによって制御された通電パタンを示す信号１−ｃが印加される。Ｕ相上アームトランジスタ８Ｕ−３のベースには、上トランジスタ群７ａによって制御された通電パタンを示す信号１−ａが印加される。Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４のベースには、下トランジスタ群７ｂによって制御された通電パタンを示す信号１−ｂが印加される。Ｖ相下アームトランジスタ８Ｖ−５のベースには、下トランジスタ群７ｂによって制御された通電パタンを示す信号１−ｄが印加される。Ｗ相下アームトランジスタ８Ｗ−６のベースには、下トランジスタ群７ｂによって制御された通電パタンを示す信号１−ｆが印加される。なお、各トランジスタのコレクタ・エミッタ間に循環ダイオード８Ｗ−１１、８Ｖ−１２、８Ｕ−１３、８Ｕ−１４、８Ｖ−１５、８Ｗ−１６が接続されている。

モータ巻き線群９は、Ｕ相巻線９Ｕ、Ｖ相巻線９Ｖ、Ｗ相巻線９Ｗを備える。Ｕ相巻線９Ｕ、Ｖ相巻線９Ｖ、Ｗ相巻線９Ｗの一端は、共通に接続され、他端は、Ｕ相の上下アームトランジスタ８Ｕ３、８Ｕ４の接続点、Ｖ相の上下アームトランジスタ８Ｖ２、８Ｖ−５の接続点、Ｗ相の上下アームトランジスタ８Ｗ−１、８Ｗ−６の接続点にそれぞれ接続される。一般的にモータ巻線のインダクタンスを利用したＰＷＭ制御は、インバータ回路８の上アームトランジスタ又は下アームトランジスタで制御する。

Ｕ相モータ巻線９Ｕに流れる電流１−ｇは、電流検知回路１０１によって信号１０１−ｇとして検出される。Ｗ相モータ巻線８Ｗに流れる電流１−ｉは、電流検知回路１０１によって信号１０１−ｉとして検出される。ここでは、電流検知回路１０１が配置されていない例を示すが、電流検知回路１０１が配置されていれば、Ｖ相モータ巻線８Ｖに流れる電流１−ｈは、信号１０１−ｈとして検出される。

磁極位置検出素子群２は、電気角で１２０度の位置差となるように配置され、ロータマグネット１の位置を示す信号を出力する。増幅器群３は、６０度毎に変化するロータマグネット１の位置を示す信号を増幅し、１２０度通電ロジック回路４に出力する。１２０度通電ロジック回路４は、ロータマグネット１の位置に対応する期間とタイミングを示す通電パタンを上トランジスタ群７ａおよび下トランジスタ群７ｂに出力し、ロータマグネット１の位置を示す位置信号を電流磁束制御回路１０３および通電パタンセレクト回路１０４に出力する。速度指令回路５は、所望の速度を示す速度指令電圧を生成してＰＷＭ１回路６ａに出力する。ＰＷＭ１回路６ａは、速度指令電圧に比例するＰＷＭ波形を通電パタンセレクト回路１０４に出力する。

電流検出回路１０１は、２相のモータ巻線を流れる電流を検出できるように配置される。本実施の形態では、図６に示されるように、モータ巻き線群９内のＵ相巻線９ＵおよびＷ相巻線９Ｗの電流を検出するように配置されている。電流検出回路１０１で検出された結果は、電流磁束演算回路１０２に出力される。電流磁束演算回路１０２は、検出された電流値に基づいて、電流磁束の大きさを示す信号を出力する。

電流磁束制御回路１０３は、１２０度通電ロジック回路４から出力される位置信号と、電流磁束演算回路１０２から出力される電流磁束の大きさを示す信号とを入力し、２パタンのＰＷＭ信号を出力する。通電パタンセレクト回路１０４は、１２０度通電ロジック回路４から出力される位置信号と、電流磁束制御回路１０３から出力される２つのＰＷＭ信号と、ＰＷＭ１回路６ａから出力される信号とを入力する。通電パタンセレクト回路１０４は、入力された信号に基づいて、上トランジスタ群７ａ、下トランジスタ群７ｂを制御する信号を出力する。

通電パタンセレクト回路１０４の出力信号によって制御される上トランジスタ群７ａ、下トランジスタ群７ｂは、１２０度通電ロジック回路４から出力される通電パタンに通電パタンセレクト回路１０４から出力される通電パタンを掛け合わせてインバータ回路８を駆動する信号を生成する。インバータ回路８を駆動する信号は、１２０度通電ロジック回路４の位置信号に基づいて、ロータマグネット１の位置が２相通電の位置を示すときは、ＰＷＭ回路６から出力されるＰＷＭ１パタンの波形となり、３相通電の位置を示すときは、電流磁束制御回路１０３から出力されるＰＷＭａまたはＰＷＭｂの波形となる。

次に、図７、図２を参照して動作を説明する。

期間Ｔ１では３相通電が行われる。Ｕ相の下アームトランジスタ８Ｕ−４には、電流磁束制御回路１０３から出力される通電開始側のＰＷＭパタンを示す信号（以降、ＰＷＭａ信号）がベース信号１−ｂとして印加される（図７（ａ））。Ｖ相の上アームトランジスタ８Ｖ−２には、１２０度通電ロジック回路４から出力されるベタＯＮパタンを示す信号（以降、ベタＯＮ信号）がベース信号１−ｃとして印加される（図７（ｂ））。Ｗ相の下アームトランジスタ８Ｗ−６には、図５における電流磁束制御回路１０３から出力される通電終了側のＰＷＭパタンを示す信号（以降、ＰＷＭｂ信号）がベース信号１−ｆとして印加される（図７（ｃ））。

Ｕ相の下アームトランジスタ８Ｕ−４にＰＷＭａ信号が印加されると、モータ巻線群９からインバータ回路８へ向かう方向（以降、下アーム側）のＵ相電流１−ｇが増加する（図７（ｄ））。Ｗ相の下アームトランジスタ８Ｗ−６にＰＷＭｂ信号が印加され、下アーム側のＷ相電流１−ｉが減少する（図７（ｆ））。Ｖ相の上アームトランジスタ８Ｖ−２にベタＯＮ信号が印加され、インバータ回路８からモータ巻線群９へ向かう方向（以降、上アーム側）のＶ相電流１−ｈは、Ｕ相電流１−ｇとＷ相電流１−ｉを足し合わせた値になる。

期間Ｔ２では、２相通電が行われる。Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４には、ＰＷＭ１信号がベース信号１−ｂとして印加される。Ｖ相上アームトランジスタ８Ｖ−２には、ベタＯＮ信号がベース信号１−ｄとして印加される。下アーム側のＵ相電流１−ｇと上アーム側のＶ相電流１−ｈとは、同じ大きさとなる。

期間Ｔ３では、３相通電が行われる。Ｕ相の下アームトランジスタ８Ｕ−４には、ベタＯＮ信号がベース信号１−ｂとして印加される。Ｖ相の上アームトランジスタ８Ｖ−２には、ＰＷＭｂ信号がベース信号１−ｄとして印加される。Ｗ相の上アームトランジスタ８Ｗ−１には、ＰＷＭａ信号がベース信号１−ｅとして印加される。Ｖ相電流１−ｈは減少し、Ｗ相電流１−ｉは増加し、Ｕ相電流１−ｇは、Ｖ相電流１−ｈとＷ相電流１−ｉを足し合わせた値になる。

期間Ｔ４では、２相通電が行われる。Ｕ相の下アームトランジスタ８Ｕ−４には、ベタＯＮ信号がベース信号１−ｂとして印加される。Ｗ相の上アームトランジスタ８Ｗ−１には、ＰＷＭ１信号がベース信号１−ｅとして印加される。下アーム側のＵ相電流１−ｇと上アーム側のＷ相電流１−ｉは、同じ大きさとなる。

期間Ｔ５では、３相通電が行われる。Ｕ相の下アームトランジスタ８Ｕ−４には、ＰＷＭｂ信号がベース信号１−ｂとして印加される。Ｖ相の下アームトランジスタ８Ｖ−５には、ＰＷＭａ信号がベース信号１−ｄとして印加される。Ｗ相の上アームトランジスタ８Ｗ−１には、ベタＯＮ信号がベース信号１−ｅとして印加される。Ｕ相電流１−ｇは減少し、Ｖ相電流１−ｈは増加し、Ｗ相電流１−ｉはＵ相電流１−ｇとＶ相電流１−ｈを足し合わせた値になる。

図８は、図７におけるベタＯＮ信号、ＰＷＭ１信号、ＰＷＭａ信号、ＰＷＭｂ信号の通電状態を補足説明する図であり、Ｕ相下アームトランジスタのベース信号１−ｂの状態を例示する。

図８（ａ）に示されように、ベース信号１−ｂの通電パタンは、ＰＷＭａ、ＰＷＭ１、ベタＯＮ、ＰＷＭｂと切り替わる。それぞれの通電パタンでは、図８（ｂ）に示されるように、Ｕ相下アームトランジスタ８Ｕ−４のベースに電圧が印加される。期間Ｔ１のＰＷＭａ信号は、ＰＷＭのデューティが０％からＰＷＭ１信号のデューティに等しくなるまで徐々に通電間隔が増加する。期間Ｔ２のＰＷＭ１信号は、速度指令電圧に比例したＰＷＭデューティの通電パタンとなり、通電の間隔は変化しない。期間Ｔ３及び期間Ｔ４のベタＯＮ信号は、ＰＷＭのデューティが常に１００％、つまり連続通電となる。期間Ｔ５のＰＷＭｂ信号は、ＰＷＭデューティがＰＷＭ１信号のデューティから０％まで徐々に減少する。ここでは、図７の一部の期間を例として説明したが、その他の動作も、同様に、インバータ回路８の内部信号に印加する波形の変化によって、モータ巻き線群９の内部信号の電流に増減を制御することは言うまでもない。

図９は、ブラシレスＤＣモータ駆動装置の処理フローチャートである。図９を用いて、動作を説明する。

（ステップＳ１）
ＰＷＭ出力のデューティを変更するタイミング、すなわちキャリア周期で処理が開始される。

（ステップＳ２）
電流磁束演算回路１０２は、電流検出回路１０１で検出されたＵ相電流１−ｇとＷ相電流１−ｉの電流値１０１−ｇ、１０１−ｉを受けて、電流磁束の大きさを演算する。算出された電流磁束の大きさは、電流磁束制御回路１０３に出力される。

（ステップＳ３）
電流磁束制御回路１０３は、１２０度通電ロジック回路４の位置信号に基づいて、ロータマグネット１の位置を推定し、電流磁束の方向と大きさとを定め、ＰＷＭ波形信号を生成する。すなわち、電流磁束制御回路１０３は、電流磁束の方向が推定されたロータマグネット１の位置に対応する方向になるように、２相に流す電流の割合を決定する。電流磁束の大きさは、電流磁束演算回路１０２で算出された２相通電時の大きさに合わせる。

（ステップＳ４）
通電パタンセレクト回路１０４は、１２０度通電ロジック回路４から出力される位置信号に基づいて、ロータマグネット１の位置を推定し、３相通電か否かを判定する。３相通電であった場合、ステップＳ５の処理に進み、３相通電でなかった場合、ステップＳ６の処理に進む。

（ステップＳ５）
通電パタンセレクト回路１０４は、ロータマグネット１の位置に対応する通電パタンに基づいて、電流磁束制御回路１０３から出力される制御信号によって制御される制御先トランジスタを決定し、上トランジスタ群７ａ及び下トランジスタ群７ｂを制御する。

（ステップＳ６）
通電パタンセレクト回路１０４は、ロータマグネット１の位置に対応する通電パタンに基づいて、ＰＷＭ１回路６ａから出力されるＰＷＭ１信号によって制御される制御先のトランジスタを決定し、上トランジスタ群７ａ及び下トランジスタ群７ｂを制御する。

（ステップＳ７）
ステップＳ５またはステップＳ６の処理が完了すると、ステップＳ１の処理に戻り、Ｓ１からＳ５またはＳ６の処理を繰返す。

図１０（ａ）に、２相通電時の回転子の磁極位置、磁束ベクトル、モータのトルクが示される。この例では、回転子の磁極位置５１ａに対し、電流は、Ｖ相５ＶからＵ相５Ｕに流れる。Ｕ相の電流が流れて磁束ベクトル５２ａが発生し、Ｖ相の電流が流れて電流磁束ベクトル５３ａが発生する。Ｖ相５Ｖに流れ込む電流と、Ｕ相５Ｕから流れ出る電流が同じであるため、Ｖ相の電流磁束ベクトル５３ａとＵ相の電流磁束ベクトル５２ａの大きさは同じである。合成電流磁束ベクトル５５ａは、Ｖ相電流磁束ベクトル５３ａとＵ相電流磁束ベクトル５２ａの合成ベクトルであり、Ｖ相からＵ相への２相通電時の合成電流磁束ベクトル５５ａの方向は常にこの方向になる。磁極位置５１ａと合成電流磁束ベクトル５５ａとの角度５７ａがθの場合、モータのトルク５６ａは、合成電流磁束ベクトル５５ａの大きさとｓｉｎθとの積になる。

図１０（ｂ）に、３相通電時の回転子の磁極位置、磁束ベクトル、モータのトルクが示される。この例では、回転子の磁極位置５１ｂに対し、電流は、Ｖ相５Ｖ及びＷ相５ＷからＵ相５Ｕに流れる。Ｕ相の電流が流れて磁束ベクトル５２ｂが発生し、Ｖ相の電流が流れて電流磁束ベクトル５３ｂが発生し、Ｗ相の電流が流れて電流磁束ベクトル５４ｂが発生する。Ｖ相５Ｖに流れ込む電流と、Ｗ相５Ｗに流れ込む電流との和が、Ｕ相５Ｕから流れ出る電流となる。合成電流磁束ベクトル５５ｂは、Ｕ相電流磁束ベクトル５２ｂとＶ相電流磁束ベクトル５３ｂとＷ相電流磁束ベクトル５４ｂとの合成ベクトルである。Ｖ相電流磁束ベクトル５３ｂとＷ相電流磁束ベクトル５４ｂとにより合成電流磁束ベクトル５５ｂの方向を制御することができる。磁極位置５１ｂと合成電流磁束ベクトル５５ｂとの角度５７ｂがθである場合、モータのトルク５６ｂは、合成電流磁束ベクトル５５ｂの大きさとｓｉｎθとの積になる。

図１１（ａ）に、本実施の形態によるトルク波形が示される。図７に示される区間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４、Ｔ５における各相の電流に基づいて、図１０に示される原理に当てはめたトルク波形が示される。トルク波形６１ａは、振幅６２ａのトルクリプルを有する。図１０（ａ）に示される回転子磁極の磁極位置５１ａと合成電流磁束ベクトル５５ａとの角度５７ａが、区間Ｔ２と区間Ｔ４との２相通電の際、９０度の位置を中心に±１５度の電気角の範囲に制御することにより、区間Ｔ１〜Ｔ５において、電気角で３０度回転する毎に切り替わり、制御角は全て同じになる。

図１１（ｂ）は、従来技術におけるトルク波形を示す。２相通電期間の制御角が、３相通電期間の制御角より大きい場合のトルク波形図であり、トルク波形６１ｂは、振幅６２ｂのトルクリプルを有する。期間Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅは３相通電期間、期間Ｔｂ、Ｔｄは２相通電期間である。３相通電期間である期間Ｔａ、Ｔｃ、Ｔｅと、２相通電期間である期間Ｔｂ、Ｔｄにおける制御角が異なり、図１１（ａ）におけるトルクリプルの振幅６２ａと比較して、トルクリプルの振幅６２ｂは大きい。

上述のように、電流検出回路１０１で検出した電流から、電流磁束の大きさを電流磁束演算回路１０２で演算する。電流磁束制御回路１０３は、１２０度通電ロジック回路４の位置信号により、モータロータマグネット１の位置を判断し、かつ、通電が２相通電か３相通電かを判断する。３相通電時の場合は、電流磁束を、電流磁束演算回路１０２で演算された２相通電時の大きさに合わせる。更に、通電パタンセレクト回路１０４で、２相通電と３相通電の通電期間を同じに調整することにより、図１１（ａ）に示されるように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相で表される各相のうちの２相に電流が流れる２相通電区間と、３相全てに電流が流れる３相通電区間との制御角及びトルクの違いを少なくすることができる。また、３相通電時の電流磁束の大きさを２相通電時に合わせることにより、３相通電時のトルク振幅を小さくできる。すなわち、トルクリプルが改善できる。

本発明によれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相で表される各相のうちの２相に電流が流れる２相通電区間と、３相全てに電流が流れる３相通電区間との制御角を均等に、かつ、３相通電時の電流磁束の大きさを２相通電時にあわせることにより、トルクの振幅が小さくなりトルクリプルが小さくなる。

また、本発明によれば、３相通電時の電流磁束の大きさと方向を制御することで３相通電時のトルクリプルが小さくなり、エコー・ノイズによる騒音が改善される。本発明によれば、ベクトル制御技術を用いることなく従来技術よりも安定したトルク制御が可能となるため、安価なシステム構成が可能となり、コスト低減ができる。

本発明によれば、３相通電時の電流変化がモータ時定数に依存しないため、モータ巻線温度変化やモータ変更時のモータ時定数変化に対する処理やパラメータ変更が必要ないため、モータ時定数の影響を受けない汎用性がある。

以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施の形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

１ モータロータマグネット
２ 磁極位置検出素子群
３ 増幅器群
４ １２０度通電ロジック回路
５ 速度指令回路
６ａ ＰＷＭ１回路
６ｂ ＰＷＭ２回路
７ａ 上トランジスタ群
７ｂ 下トランジスタ群
８ インバータ回路
８Ｗ−１、８Ｖ−２、８Ｕ−３ 上アームトランジスタ
８Ｕ−４、８Ｖ−５、８Ｗ−６ 下アームトランジスタ
８Ｗ−１１、８Ｖ−１２、８Ｕ−１３、８Ｕ−１４、８Ｖ−１５、８Ｗ−１６ 循環ダイオード
９ モータ巻線群
９Ｕ Ｕ相巻線
９Ｖ Ｖ相巻線
９Ｗ Ｗ相巻線
１０ タイミング回路
１１ 電解コンデンサ
１２ 波形発生回路
１３ セレクト回路
５１ａ 回転子磁極位置
５２ａ Ｕ相電流磁束ベクトル
５３ａ Ｖ相電流磁束ベクトル
５５ａ 合成電流磁束ベクトル
５６ａ トルク
５７ａ 回転子磁極と合成電流磁束ベクトルの角度
５１ｂ 回転子磁極位置
５２ｂ Ｕ相電流磁束ベクトル
５３ｂ Ｖ相電流磁束ベクトル
５４ｂ Ｗ相電流磁束ベクトル
５５ｂ 合成電流磁束ベクトル
５６ｂ トルク
５７ｂ 回転子磁極と合成電流磁束ベクトルの角度
５Ｕ Ｕ相
５Ｖ Ｖ相
５Ｗ Ｗ相
６１ａ 本発明によるトルク波形
６２ａ 本発明によるトルク振幅
６１ｂ ２相通電と３相通電の制御角が異なる場合のトルク波形
６２ｂ ２相通電と３相通電の制御角が異なる場合のトルク振幅
１０１ 電流検出回路
１０２ 電流磁束演算回路
１０３ 電流磁束制御回路
１０４ 通電パタンセレクト回路
１−ａ、２−ａ Ｕ相上アームトランジスタのベース信号
１−ｂ、２−ｂ Ｕ相下アームトランジスタのベース信号
１−ｃ、２−ｃ Ｖ相上アームトランジスタのベース信号
１−ｄ、２−ｄ Ｖ相下アームトランジスタのベース信号
１−ｅ、２−ｅ Ｗ相上アームトランジスタのベース信号
１−ｆ、２−ｆ Ｗ相下アームトランジスタのベース信号
１−ｇ、２−ｇ Ｕ相電流
１−ｈ、２−ｈ Ｖ相電流
１−ｉ、２−ｉ Ｗ相電流
θ１ 通電初期の６０度（電気角）
θ２ θ１通電後の６０度（電気角）
θ３ θ２の通電後
ベタＯＮ ＰＷＭ１００％ＯＮ状態
ＰＷＭ１ モータ定格運転時のＰＷＭ波形
ＰＷＭ２ 通電末期のＰＷＭ波形
ＰＷＭａ 通電開始側のＰＷＭ波形
ＰＷＭｂ 通電終了側のＰＷＭ波形

Claims (11)

1. モータ巻線群に通電されて回転するモータロータマグネットの磁極位置を検出する磁極位置検出素子群と、
   前記磁極位置に基づいて前記モータ巻線群に通電する期間とタイミングとを示す通電信号を出力する１２０度通電ロジック回路と、
   前記モータ巻線群に含まれる所定の巻線に流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記巻線に流れる電流に基づいて電流磁束の大きさを演算する電流磁束演算回路と、
   前記タイミングと前記電流磁束の大きさとに基づいて２つのＰＷＭ波形信号を生成し、３相通電時の電流磁束の大きさと方向とを前記磁極位置に応じて制御する電流磁束制御回路と
   を具備する
   ブラシレスＤＣモータの駆動装置。
2. 前記電流磁束制御回路は、３相通電時の電流磁束が同じ大きさで前記磁極位置に対応する方向になるように前記２つのＰＷＭ波形信号を生成する
   請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
3. 前記電流検出回路は、前記モータ巻線群の所定の２つの巻線に流れる電流を検出する
   請求項１または請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
4. 前記通電信号と前記２つのＰＷＭ波形信号とに基づいて前記モータ巻線群に通電する通電パタンを選択する通電パタンセレクト回路と、
   前記通電パタンに基づいてインバータ回路を駆動する上トランジスタ群および下トランジスタ群と
   をさらに具備し、
   前記インバータ回路は、選択された前記通電パタンの電流を前記モータ巻線群に供給する
   請求項１から請求項３のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
5. 所望の回転速度を示す速度指令電圧を生成する速度指令回路と、
   前記通電信号と前記速度指令電圧とに基づいてＰＷＭ１波形信号を出力するＰＷＭ回路と
   をさらに具備し、
   前記通電パタンセレクト回路は、前記通電信号に基づいて、前記２つのＰＷＭ波形信号と前記ＰＷＭ１波形信号と連続通電信号とを切り替えて選択する
   請求項４に記載のブラシレスＤＣモータの駆動装置。
6. モータ巻線群に通電されて回転するモータロータマグネットの磁極位置を検出するステップと、
   前記磁極位置に基づいて前記モータ巻線群に通電する期間とタイミングとを示すステップと、
   前記モータ巻線群に含まれる所定の巻線に流れる電流を検出するステップと、
   前記巻線に流れる電流に基づいて電流磁束の大きさを演算するステップと、
   前記通電する期間とタイミングと前記電流磁束の大きさとに基づいて２つのＰＷＭ波形信号を生成し、３相通電時の電流磁束の大きさと方向とを前記磁極位置に応じて制御するステップと
   を具備する
   ブラシレスＤＣモータの駆動方法。
7. 前記制御するステップは、３相通電時の電流磁束が同じ大きさで前記磁極位置に対応する方向になるように前記２つのＰＷＭ波形信号を生成するステップを備える
   請求項６に記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
8. 前記電流を検出するステップは、前記モータ巻線群の所定の２つの巻線に流れる電流を検出するステップを備える
   請求項６または請求項７に記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
9. 前記通電する期間とタイミングと、前記２つのＰＷＭ波形信号とに基づいて前記モータ巻線群に通電する通電パタンを選択するステップと、
   前記通電パタンに基づいて上トランジスタ群および下トランジスタ群によってインバータ回路を駆動するステップと
   をさらに具備し、
   前記インバータ回路は、選択された前記通電パタンの電流を前記モータ巻線群に供給する
   請求項６から請求項８のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
10. 所望の回転速度を示す速度指令電圧を生成するステップと、
    前記通電する期間とタイミングと、前記速度指令電圧とに基づいてＰＷＭ１波形信号を出力するステップと
    をさらに具備し、
    前記通電パタンを選択するステップは、前記通電する期間とタイミングとに基づいて、前記２つのＰＷＭ波形信号と前記ＰＷＭ１波形信号と連続して通電する信号とを切り替えて選択する
    請求項９に記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。
11. 前記モータ巻線群内のＵ相巻線およびＷ相巻線に通電する２相通電期間と、前記モータ巻線群内のＵ相巻線、Ｖ相巻線およびＷ相巻線に通電する３相通電期間の制御角が等しくなるように、矩形波駆動制御する
    請求項６から請求項１０のいずれかに記載のブラシレスＤＣモータの駆動方法。

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