JP2013106375A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源から電力供給を受けるモータ駆動装置において、１パルス制御の実行中に、直流電源に流れる電流に含まれるリップルを抑制することのできるモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【解決手段】直流電源３から直流母線を介して入力される直流電力を三相交流電力に変換してＩＰＭモータ８に出力するインバータ２と、電気角１周期の間に、各相に対応するスイッチング素子に対して正負１パルスの矩形波電圧をゲート駆動信号として印加する１パルス制御モードを有するインバータ制御装置１０とを備え、インバータ制御装置１０は、１パルス制御モードを実行する場合に、矩形波電圧の立ち上がり時および立ち下がり時において、所定の位相角幅でデューティを徐々に増加または減少させるモータ駆動装置１を提供する。
【選択図】図２４

Description

本発明は、モータ駆動装置に係り、特に、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換してモータに供給するモータ駆動装置に関するものである。

従来、交流電源からの交流電力を整流器によって直流電力に変換し、更に、この直流電力をインバータにより三相交流電力に変換して交流モータに供給するモータ駆動装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

また、その一方で、直流電源とインバータとを接続し、直流電源からの直流電力を三相交流電力に変換して交流モータに供給するモータ駆動装置が知られている。このようなモータ駆動装置は、例えば、エンジンを搭載していない電気自動車等に搭載される車載空調機の圧縮機モータを駆動する場合等に採用される。

また、従来、インバータの電圧利用率を高める制御方法の一つとして、１パルス制御が知られている。１パルス制御は、電気角１周期の間に、各相に対応するスイッチング素子に対して正負１パルスの矩形波電圧をゲート駆動信号として印加する制御方法である（例えば、特許文献２参照）。

特開平５−１６１３６４号公報 特開２００５−１３７２００号公報

ところで、特許文献２に開示されているような１パルス制御を行う場合、直流母線には比較的大きな高調波電流が流れることとなる。しかしながら、交流電源から電力供給を受けるモータ駆動装置では、整流を行う必要があることから、比較的大きな容量（一般的には、１，０００μＦオーダー）の平滑コンデンサが設けられており、高調波もこの平滑コンデンサにより低減され、交流電源へ流れる電流に含まれるリップル（脈流）はそれほど大きくない。

しかしながら、直流電源から電力供給を受けるモータ駆動装置では、整流の必要がないことから、コスト低減および装置の小型化の目的から、かなり小さな容量（一般的には、１０μＦから１００μＦオーダー）の平滑コンデンサが採用される。このため、１パルス制御によって発生した高調波成分を平滑コンデンサによって効果的に低減することができず、直流電源に流れる電流に比較的大きなリップルが含まれることとなる。そして、このリップルが直流電源と接続される周辺機器にノイズとして影響を及ぼすことが懸念されていた。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、直流電源から電力供給を受けるモータ駆動装置において、１パルス制御の実行中に、直流電源に流れる電流に含まれるリップルを抑制することのできるモータ駆動装置を提供することを目的とする。

本発明は、直流電源から直流母線を介して入力される直流電力を三相交流電力に変換してモータに出力するインバータと、電気角１周期の間に、各相に対応するスイッチング素子に対して正負１パルスの矩形波電圧をゲート駆動信号として印加する１パルス制御モードを有するインバータ制御手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記１パルス制御モードを実行する場合に、前記矩形波電圧の立ち上がり時および立ち下がり時において、所定の位相角幅でデューティを徐々に増加または減少させるモータ駆動装置を提供する。

本発明によれば、電気角１周期の間に、各相に対応するスイッチング素子に対して正負１パルスの矩形波電圧をゲート駆動信号として印加する１パルス制御モードを実行する際に、矩形波電圧の立ち上がり時及び立下り時において所定の位相角幅でデューティを徐々に増加または減少させるので、インバータのスイッチング素子のオンオフ切替時に伴い発生する電圧の変動量を低減させることができる。これにより、直流電源に流れる電流に含まれるリップルを低減させることが可能となる。

上記モータ駆動装置において、前記所定の位相角幅は、力率角に応じて設定されることが好ましい。

発明者らは、力率角が直流母線を流れる電流に含まれる高調波成分に関係していることを新たな知見として取得し、力率角に応じて所定の位相角幅を設定することとした。これにより、直流電源に流れる電流に含まれるリップルを効果的に低減させることが可能となる。

上記モータ駆動装置において、前記所定の位相角幅は、最大モータ回転速度及び最大モータトルクを用いて推定される力率角の最大値の２倍以上の値に設定されることが好ましい。

このような構成によれば、例えば、最大モータ回転速度及び最大モータトルクを用いて力率角の最大値がシミュレーションによって予め推定され、この力率角の最大値の２倍以上に所定の位相角幅が設定される。このように、所定の位相角幅を力率角の最大値の２倍以上に設定することで、力率角が最も大きな運転領域であっても直流電源に流れる電流に含まれる高調波成分（リップル）を効果的に低減させることができる。換言すると、１パルス制御中においては、力率角の変化の全域において直流電源に流れる電流に含まれる高調波成分を低減させることができる。

本発明によれば、１パルス制御の実行中において、直流電源に流れる電流に含まれるリップルを抑制することができるという効果を奏する。

直流電源に接続されるモータ駆動装置の一般的な構成を概略的に示した回路図である。 従来の１パルス制御に基づくゲート駆動信号のデューティ波形を示す。 従来の１パルス制御に基づくゲート駆動信号を与えたときのバス電流及び直流電流のシミュレーション結果を示した図である。 図３に示したバス電流及び直流電流の周波数分析結果を示した図である。 本発明の一実施形態に係るデューティ波形の一例を示した図である。 本発明の一実施形態に係るデューティ波形の他の例を示した図である。 ゲート駆動信号のデューティ波形における立ち上がり時の波形を２０［ｄｅｇ］の位相角幅で一次関数的に増加させた場合を例示した図である。 バス電流に表れる本発明の一実施形態に係る効果を説明するための図である。 進み力率の状態において、従来の１パルス制御を行った場合におけるバス電流及び直流電流のシミュレーション結果を示した図である。 力率１の状態において、従来の１パルス制御を行った場合におけるバス電流及び直流電流のシミュレーション結果を示した図である。 遅れ力率の状態において、従来の１パルス制御を行った場合におけるバス電流及び直流電流のシミュレーション結果を示した図である。 進み力率の状態において、従来の１パルス制御を行った場合におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流（正負）と、バス電流Ｉｓｈとの関係を模式的に示した図である。 力率１の状態において、従来の１パルス制御を行った場合におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流（正負）と、バス電流Ｉｓｈとの関係を模式的に示した図である。 遅れ力率の状態において、従来の１パルス制御を行った場合におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流（正負）と、バス電流Ｉｓｈとの関係を模式的に示した図である。 モータ電圧の大きさと誘起電圧の大きさとの比を１：０．８とし、αの値をそれぞれ０，０．１，０．２，０．３に変化させたときの重ね位相角と直流電流に含まれるリップルとの関係を示した図である。 モータ電圧の大きさと誘起電圧の大きさとの比を１：１とし、αの値をそれぞれ０，０．１，０．２，０．３に変化させたときの重ね位相角と直流電流に含まれるリップルとの関係を示した図である。 モータ電圧の大きさと誘起電圧の大きさとの比を１：１．２とし、αの値をそれぞれ０，０．１，０．２，０．３に変化させたときの重ね位相角と直流電流に含まれるリップルとの関係を示した図である。 図１５から図１７に示したシミュレーション結果におけるモータ電圧、誘起電圧、角度α、モータ電流、及び力率角の関係を説明するための図である。 ある力率角φにおける重ね位相角θ_α、リップル、及び電圧利用率の関係を示した図である。 重ね位相角を１０［ｄｅｇ］としたときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのデューティ波形、直流電流Ｉｄｃ、バス電流Ｉｓｈ、およびモータ電流のシミュレーション結果を示した図である。 図２０に示した直流電流Ｉｄｃ及びバス電流Ｉｓｈの周波数分析結果を示した図である。 重ね位相角を３０［ｄｅｇ］としたときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのデューティ波形、直流電流Ｉｄｃ、バス電流Ｉｓｈ、およびモータ電流のシミュレーション結果を示した図である。 図２２に示した直流電流Ｉｄｃ及びバス電流Ｉｓｈの周波数分析結果を示した図である。 本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示したブロック図である。 極座標とｄ軸及びｑ軸との関係を示した図である。

以下、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置について、図面を参照して説明する。
まず、本実施形態に係るモータ駆動装置について説明する前に、直流電源とインバータとを接続する直流母線に発生するリップルについて検討するために行ったシミュレーションについて説明する。

図１は、直流電源に接続されるモータ駆動装置の一般的な構成を概略的に示した回路図である。図１において、インバータ２は、Ｐ極およびＮ極の直流母線３ａ、３ｂによって直流電源３と接続されている。Ｐ極の直流母線３ａには、コイル４が接続されている。Ｐ極の直流母線３ａとＮ極の直流母線３ｂとの間には、平滑コンデンサ５が接続されている。コイル４及び平滑コンデンサ５により、ローパスフィルタ７が形成されている。

インバータ２は各相に対応して設けられた上アームのスイッチング素子Ｓ_１ｕ、Ｓ_１ｖ、Ｓ_１ｗと下アームのスイッチング素子Ｓ_２ｕ、Ｓ_２ｖ、Ｓ_２ｗとを備えており、これらのスイッチング素子が図示しないインバータ制御装置により制御されることにより、直流電力からＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）８に供給される３相交流電力が生成される。

このようなモータ駆動装置において、従来の１パルス制御に基づく矩形波電圧をゲート駆動信号としてインバータ２の各スイッチング素子に与え、そのときにＮ極の直流母線３ｂに流れる電流をシミュレーションにより得た。
図２に、従来の１パルス制御に基づくゲート駆動信号のデューティ波形を示す。図２では、Ｕ相、Ｖ相の上アームのスイッチング素子に与えるゲート駆動信号のオンデューティ波形を示している。図示しないＷ相の上アームについては、Ｖ相のオンデューティ波形に対して位相が１２０°ずれた波形となる。また、下アームは、上アームの相補で動作させるため、上アームのオンデューティが下アームのオフデューティに相当する。

また、本シミュレーションにおいては、コイル４のインダクタンスと平滑コンデンサ５の容量を共振周波数が９．５８９[ｋＨｚ]となるように設定し、モータ回転数の指令値設定をローパスフィルタ７の共振周波数９．５８９[ｋＨｚ]の１／７２倍である１３３[ｒｐｍ]に設定した。

図３は、シミュレーション結果を示した図である。図３において、デューティは、インバータ２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子に与えられるゲート駆動信号の基となるデューティ波形、直流電流Ｉｄｃは、Ｎ極の直流母線３ｂにおいて平滑コンデンサ５との接続点Ｓａよりも電源側を流れる電流、バス電流Ｉｓｈは接続点Ｓａよりもインバータ側を流れる電流、モータ電流はインバータ２からＩＰＭモータ８に出力される各相電流である。
図３から直流電流Ｉｄｃ及びバス電流Ｉｓｈが共振しているのがわかる。この共振状態を分析するため、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）を行い、周波数分析を行った。

図４（ａ）は、図３に示した直流電流Ｉｄｃの周波数分析結果、図４（ｂ）は図３に示したバス電流Ｉｓｈの周波数分析結果である。図４から直流電流Ｉｄｃにおいて、基本波周波数ｆｎのｎ次高調波成分が発生していることがわかり、更に、４次高調波成分が特に大きな値を示していることがわかった。ここで、基本周波数ｆｎは、以下の（１）式の通りである。

ｆｎ＝回転数×極対数×ａ＝１３３[ｒｐｓ]×３×６＝２．３９４[ｋＨｚ] （１）

上記（１）式において、ａはモータ１周期のうちでゲート駆動信号を変化させる回数であり、本実施形態では、電気角６０[ｄｅｇ]毎にパターンを変化させていることから、ａ＝６としている。
ここで、基本周波数ｆｎの４次高調波成分は、ローパスフィルタ７の共振周波数９．５８９[ｋＨｚ]と略一致しており、ローパスフィルタ７と共振することで特に大きなリップル成分が発生していることが分析により判明した。

上記のような分析結果から、直流電流Ｉｄｃ及びバス電流Ｉｓｈに生じる高調波成分を低減するために、本実施形態におけるモータ駆動装置では、図２に示したように、従来はステップ関数的に与えていたゲート駆動信号のデューティ波形を、図５に示すように、その立ち上がりおよび立下りにおいて、所定の位相角幅で徐々に増加または減少させることとした。なお、図５では、所定の位相角幅においてデューティを１次関数的に増加または減少させた場合の波形を例示しているが、増加時および減少時の波形については任意に選定することが可能である。例えば、図６に示すように、正弦波の一部を切り取るような増加波形および減少波形としてもよい。

図７は、ゲート駆動信号の立ち上がり時におけるデューティ波形を２０［ｄｅｇ］の位相角幅で一次関数的に増加させた場合を例示している。図７において、従来の１パルス制御におけるオンデューティ波形を比較のために破線で示している。また、本実施形態においては、位相角幅の１／２を重ね位相角θ_αと定義する。

図５から図７に一例を示したように、デューティ波形において重ね位相角θ_αを持たせることで、図８に示すように、バス電流Ｉｓｈの波形を変化させることが可能となり、バス電流Ｉｓｈに含まれる高調波成分を低減させることが可能となる。

図８（ａ）は、図２に示したような従来の１ステップ制御における矩形波電圧をインバータ２に与えた時のバス電流波形を模式的に示した図、図８（ｂ）は図５から図７に示すように重ね位相角θ_αを持たせた場合のバス電流波形を模式的に示した図である。
図８（ｂ）からわかるように、ある一定の位相幅を持たせて徐々にデューティを０［％］から１００［％］に、または、１００［％］から０［％］に変化させることにより、２相間のモータ電流を連続的に切り替えることができる。これにより、バス電流Ｉｓｈの高調波成分を低減させることが可能となる。また、デューティを徐々に変化させる所定の位相幅の期間においては、例えば、キャリア周波数でスイッチングを行うことにより、高調波のエネルギーを分散させることが可能となり、この効果としても、高調波の低減を図ることが可能となる。

次に、発明者らは、どの程度の重ね位相角θ_αを持たせた場合に、最も効果的に高調波を低減することができるか検討を行った。ここで、発明者らは、力率に着目し、力率と重ね位相角θ_αとの関係について検討した。

まず、デューティをステップ関数的に与える従来の１パルス制御において、力率を１、進み力率（＝０．９４）、遅れ力率（＝０．９８）の３パターンに変化させ、それぞれの場合において、モータ端子電圧（Ｕ相）、モータ電流（Ｕ相）、バス電流Ｉｓｈ、直流電流Ｉｄｃをシミュレーションした。シミュレーション結果を図９から図１１に示す。図９は進み力率の場合、図１０は力率１の場合、図１１は遅れ力率の場合を示している。

図９〜図１１から、図１０に示した力率１の場合は直流電流Ｉｄｃに含まれるリップルは小さいが、図９及び図１１に示した進み力率および遅れ力率の場合には、相対的に大きなリップルが直流電流Ｉｄｃに発生していることがわかる。これは、図９〜図１１において、期間Ａとして示した波形からもわかるように、力率が変わると、モータ電流からバス電流Ｉｓｈとして切り出される位相（位置）が変わり、インバータ２の相が切り替わったときに大きな電流変化が生じるためである。バス電流Ｉｓｈの変化が大きくなると、バス電流Ｉｓｈに含まれる高調波成分が増え、直流電流Ｉｄｃのリップルも大きくなるということがわかった。

図１２〜図１４は、図９〜図１１に示した各力率のときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相電流（正負）と、バス電流Ｉｓｈとの関係を模式的に示した図である。図１２は進み力率の場合、図１３は力率１の場合、図１４は遅れ力率の場合を示している。図１２〜図１４からわかるように、スイッチングによりバス電流Ｉｓｈが切り替わるタイミングと隣接する相の負のモータ電流が等しくなるタイミングの差がおおむね力率角となり、この期間を重ね位相角θ_αとして徐々にデューティを変化させれば、バス電流Ｉｓｈの変動を抑制でき、高調波成分の低減が期待できることがわかった。

そこで、力率条件と重ね位相角θ_αとを変化させたときのリップルの変化についてシミュレーションを行った。シミュレーション結果を図１５から図１７に示す。ここで、シミュレーションに際して、力率角φは直接的に制御できないため、図１８に示すように、モータ電圧Ｖの大きさと誘起電圧Ｅの大きさとの比率及びモータ電圧Ｖと誘起電圧Ｅとのなす角度α×π［ｒａｄ］のαの値を変化させることにより、間接的に力率角φを変化させた。

すなわち、図１８に示すように、誘起電圧Ｅの向きに対してα×π［ｒａｄ］の角度でモータ電圧Ｖをとり、モータ電圧Ｖのベクトルと誘起電圧Ｅのベクトルを直線で結ぶ。この直線に直交し、原点０を通るベクトルが抵抗成分を無視すれば電流Ｉのベクトルとなり、よって、モータ電圧Ｖと電流Ｉとが成す角が力率角φとなる。図１８は、モータ電圧Ｖの大きさと誘起電圧Ｅの大きさとが１：１の場合を例示している。図１８から、モータ電圧Ｖの大きさと誘起電圧Ｅの大きさ、または、モータ電圧Ｖと誘起電圧Ｅとが成す角αを変化させれば、力率角φを変化させられることがわかる。

図１５は、モータ電圧Ｖのベクトルの大きさと誘起電圧Ｅのベクトルの大きさとの比を１：０．８とし、αの値をそれぞれ０，０．１，０．２，０．３に変化させたときの重ね位相角θ_αと直流電流Ｉｄｃに含まれるリップルとの関係を示した図である。同様に、図１６はモータ電圧Ｖのベクトルの大きさと誘起電圧Ｅのベクトルの大きさとの比を１：１とした場合、図１７はモータ電圧Ｖのベクトルの大きさと誘起電圧Ｅのベクトルの大きさとの比を１：１．２とした場合の重ね位相角θ_αと直流電流Ｉｄｃに含まれるリップルとの関係をそれぞれ示している。

ここで、リップル（歪み電流）は、全ての次数高調波を対象として以下の式で計算した。

図１５〜図１７に示されるように、リップルの低減に効果が現れる重ね位相角θ_αの値は、力率角φに応じて異なるものの、概ね１０［ｄｅｇ］以上でリップル低減の効果が表れていることがわかった。
このように、図１５〜図１７により、重ね位相角θ_αを持たせることにより、直流電流Ｉｄｃに含まれる高調波成分を低減させることができることが検証された。

次に、ある力率角φにおける重ね位相角θ_α、リップル、及び電圧利用率の関係を分析した。図１９は、横軸に重ね位相角［ｄｅｇ］、縦軸にリップル及び電圧利用率を示したグラフを示した図である。図１９に示すように、重ね位相角［ｄｅｇ］が大きくなるほど電圧利用率が低下し、また、重ね位相角が約１０［ｄｅｇ］以上の範囲において、リップル電流が効果的に低減できていることがわかる。

また、図２０に重ね位相角を１０［ｄｅｇ］としたときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのデューティ波形、直流電流Ｉｄｃ、バス電流Ｉｓｈ、およびモータ電流を、図２１（ａ）に図２０に示した直流電流Ｉｄｃの周波数分析結果を、図２１（ｂ）に図２０に示したバス電流Ｉｓｈの周波数分析結果を、図２２に重ね位相角を３０［ｄｅｇ］としたときのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのデューティ波形、直流電流Ｉｄｃ、バス電流Ｉｓｈ、およびモータ電流を、図２３（ａ）に図２２に示した直流電流Ｉｄｃの周波数分析結果を、図２３（ｂ）に図２２に示したバス電流Ｉｓｈの周波数分析結果を示す。

図２０〜図２３からわかるように、重ね位相角θ_αを持たせた場合には、基本波成分ｆｎのｎ次高調波成分だけでなく、キャリア周波数ｆｃに由来する高調波に対してもエネルギーが分散され、高調波成分が減少していることがわかった。
また、図４では顕著に表れていたローパスフィルタ７（図１参照）に由来する基本波成分の４次高調波成分についても、図２１及び図２３では、他の周波数成分の信号レベルと同等程度になっていることがわかった。

以上の分析結果から１パルス制御におけるデューティ波形の立ち上がり及び立ち下がり時において、所定の位相角幅、換言すると、重ね位相角を用いて徐々にデューティを変化させることにより、直流電流Ｉｄｃに含まれる高調波成分を低減させることができることが検証された。また、この重ね位相角θ_αについては、力率角φに応じて設定することが好ましいことがわかった。

本実施形態では、予め出力可能な最大モータ回転数や最大モータトルクなどを用いてモータ電流が大きい状態での力率角の最大値を求め、この力率角の最大値を重ね位相角θ_αとして設定し、この重ね位相角θ_αを用いて１パルス制御におけるデューティ波形を生成することとした。

まず、モータ駆動装置における最大力率角φ_＿ｍａｘは、例えば、以下の手順によって求めることができる。
まず、定常状態でのＩＰＭモータの電圧方程式は以下の（２）式で与えられる。

上記（２）式において、Ｒは巻線抵抗［Ω］、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス［Ｈ］、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス［Ｈ］、Λ_ｄは誘起電圧係数［Ｖ／（ｒａｄ／ｓ）］、ｎは極対数、ｖ_ｄはｄ軸電圧［Ｖ］、ｖ_ｑはｑ軸電圧［Ｖ］、ｉ_ｄはｄ軸電流［Ａ］、ｉ_ｑはｑ軸電流［Ａ］、ω_ｍは回転速度［ｒａｄ／ｓ］である。

このとき、モータの発生トルクτは、以下の（３）式で表わされる。

τ＝ｎΛ_ｄｉ_ｑ＋ｎ（Ｌ_ｄ−Ｌ_ｑ）ｉ_ｄｉ_ｑ （３）

インバータから出力できる最大電圧Ｖ_ｍａｘで動作している場合を想定するとモータ電圧は以下の（４）式で表わされる。

Ｖ_max ^２＝ｖ_ｄ ^２＋ｖ_ｑ ^２ （４）

（４）式において、Ｖ_maxはインバータ出力電圧最大値である。
最大負荷トルクτ_max、最大回転速度ω_{m_max}で動作しているときの電圧ｖ_{d_max}、ｖ_{q_max}、電流ｉ_{d_max}、ｉ_{q_max}は上記（２）〜（４）式を連立して解くことで得ることができ、これらの電圧ｖ_{d_max}、ｖ_{q_max}、電流ｉ_{d_max}、ｉ_{q_max}から最大力率角φ_maxは以下の（５）式により求めることができる。

φ_max＝ｔａｎ^−１（ｖ_{d_max}／ｖ_{q_max}）−ｔａｎ^−１（ｉ_{d_max}／ｉ_{q_max}）
（５）

次に、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置の構成について説明する。
図２４は本実施形態に係るモータ駆動装置の概略構成を示したブロック図である。図２４において、図１に示したモータ駆動装置と同一の構成については、同一の符号を付し、説明を省略する。図２４に示すように、インバータ装置１は、Ｎ極の直流母線３ｂに流れるバス電流Ｉｓｈを検出するための電流センサ６及びインバータ２の入力直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ９を備えている。

電流センサ６により検出された直流電流Ｉｓｈ及び電圧センサ９により検出された入力直流電圧Ｖｄｃはインバータ制御装置１０に入力される。ここで、電流センサ６の一例としては、シャント抵抗が挙げられる。なお、図１では、電流センサ６を直流電源３の負極側に設けているが、正極側に設けることとしてもよい。

インバータ制御装置１０は、例えば、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）であり、以下に記載する各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、ＣＰＵがこの記録媒体に記録されたプログラムをＲＡＭ等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下の各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。

インバータ制御装置１０は、ＩＰＭモータ８の回転速度が上位の制御装置（図示略）から与えられるモータ速度指令に一致させるようなゲート駆動信号Ｓを相毎に生成し、これらをインバータ２の各相に対応するスイッチング素子に与えることでインバータ２を制御し、所望の３相交流電流をＩＰＭモータ８に供給する。

図２４では、インバータ制御装置１０が備える機能を展開して示した機能ブロックを示している。インバータ制御装置１０は、ベクトル制御部１１、デューティ指令算出部１２、極座標変換部１３、デューティ算出部１４、ゲート駆動信号生成部１５を主な構成として備えている。

ベクトル制御部１１は、公知のベクトル制御に基づき、ｄ軸電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令ｖ_ｑ ^＊を算出し、これらの値をデューティ指令算出部に出力する。
デューティ指令算出部１２は、以下の（６）、（７）式により、電圧センサ９によって検出された入力直流電圧Ｖｄｃを用いて、ベクトル制御部１１からの電圧指令ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊からｄ軸デューティｄｕｔｙ_ｄ及びｑ軸デューティｄｕｔｙ_ｑをそれぞれ算出する。

ｄｕｔｙ_ｄ＝ｖ_ｄ ^＊／（Ｖｄｃ／２^1/2） （６）
ｄｕｔｙ_ｑ＝ｖ_ｑ ^＊／（Ｖｄｃ／２^1/2） （７）

極座標変換部１３は、以下の（８）式、（９）式により、上記ｄ軸デューティｄｕｔｙ_ｄ及びｑ軸デューティｄｕｔｙ_ｑを極座標（固定座標）に変換する。ここで、図２５に、極座標とｄ軸及びｑ軸との関係を示す。

デューティ算出部１４は、極座標変換部１３によって得られた極座標の角度θ_ｖと長さ｜ｄｕｔｙ｜から各相のゲート駆動信号のデューティを算出する。具体的には、デューティ算出部１４は、極座標変換部１３によって得られた｜ｄｕｔｙ｜から変調パターンを決める。

例えば、｜ｄｕｔｙ｜が１未満であれば通常の正弦波ＰＷＭ制御によるＰＷＭ信号を出力し、｜ｄｕｔｙ｜が１以上所定の閾値Ｍｘ未満の場合にはＰＷＭ過変調制御によるＰＷＭ信号を出力し、｜ｄｕｔｙ｜がＭｘ以上の場合には、本実施形態に係る１パルス制御、すなわち、デューティの立ち上がり時および立下り時において、予め設定されている位相角幅（２×重ね位相角θ_α）で徐々にデューティが変化するデューティ波形を生成する。
ここで、重ね位相角θ_αは予め上記（２）式〜（５）式を用いて算出された最大力率角φ_maxに設定されており、閾値Ｍｘは、重ね位相角θ_α＝最大力率角φ_maxに設定して１パルス制御を行った場合の電圧利用率を予め得ておき、この値に設定されている。例えば、図１９に示した例において、重ね位相角θ_αを１０［ｄｅｇ］に設定した場合、電圧利用率は約１．１０であり、よって、閾値Ｍｘは、例えば、１．１０に設定される。

デューティ算出部１４によって生成されたデューティ波形は、ゲート駆動信号生成部１５に出力され、このデューティ波形に基づいてゲート駆動信号が生成される。なお、このとき、デューティが徐々に変化する位相角幅（２θ_α）の期間においては、例えば、キャリア周波数でスイッチングを行うように設定される。このようにして生成されたゲート駆動信号は、インバータ２の各スイッチング素子に与えられ、このゲート駆動信号に基づいてオンオフが制御される。

以上説明してきたように、本実施形態に係るモータ駆動装置によれば、｜ｄｕｔｙ｜の値が予め設定されているＭｘ以上の場合には、１パルス制御における矩形波電圧の立ち上がり及び立下り時に、所定の位相角幅でデューティが徐々に増加または減少するようなゲート駆動信号が生成されて、インバータ２の各スイッチング素子に与えられる。これにより、１パルス制御中におけるバス電流Ｉｓｈ及び直流電流Ｉｄｃに含まれるリップル（高調波成分）を低減させることができる。

１ モータ駆動装置
２ インバータ
３ 直流電源
３ａ Ｐ極の直流母線
３ｂ Ｎ極の直流母線
４ コイル
５ 平滑コンデンサ
７ ローパスフィルタ
８ ＩＰＭモータ
１０ インバータ制御装置
１１ ベクトル制御部
１２ デューティ指令算出部
１３ 極座標変換部
１４ デューティ算出部
１５ ゲート駆動信号生成部

Claims (3)

1. 直流電源から直流母線を介して入力される直流電力を三相交流電力に変換してモータに出力するインバータと、
   電気角１周期の間に、各相に対応するスイッチング素子に対して正負１パルスの矩形波電圧をゲート駆動信号として印加する１パルス制御モードを有するインバータ制御手段と
   を備え、
   前記インバータ制御手段は、
   前記１パルス制御モードを実行する場合に、前記矩形波電圧の立ち上がり時および立ち下がり時において、所定の位相角幅でデューティを徐々に増加または減少させるモータ駆動装置。
2. 前記所定の位相角幅は、力率角に応じて設定される請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記所定の位相角幅は、最大モータ回転速度及び最大モータトルクを用いて推定される力率角の最大値の２倍以上の値に設定されている請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。

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