JPS6392290A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリヌタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第１θ図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従
来の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一例を示
す構成図である。

第１Ｏ図において、（１）は商用交流［源からの交流を
直流に変換する第１の変換器、（２）はその直流を可変
周波の交流に変換する第２の変換器、（３）は同期電動
機で、Ｆはその界磁巻線、（４）は同期電動機（３）の
回転軸の回転角位置に応じた位相の位置信号を出力する
位置検出器、（５）は位置検出器（４）の位置信号を電
動機電機子電流の大きさに応じて移相し。

第２の変換器（２）の制御進み角γを制御するγ制御回
路、（６）はｒ制御回路（５）の出力信号により第２の
変換器（２）のゲート信号を出力するゲート出力回路。

（７）は速度発電機、（８）は速度指令回路、（９）は
速度指令回路（８）の速度指令信号と速ず発電機（７）
の出力信号である速度帰環信号を突き合わせ増幅する速
度偏差増幅器、α０は＠ｌの変換器（１）の交流入力電
流を検出するｔα電流検出器ａυは速度偏差増幅器（９
）の出力信号と電流検出器（１０の電流帰環信号を突き
合わせ増幅する電流偏差増幅器、ａａは電流偏差増幅器
σルの出力信号に基き第１の変換器（１）の点弧位相を
制御するゲートパルス位相器、□□□は界磁電流Ｉｆの
大きさを指令する指令信号Ｉｆｐを出力する異母指令回
路、α尋はサイリスタ回路ｌｌｌηの交流入力電流の大
きさを検出する電流検出器、（至）は界磁指令信号Ｉｆ
ｐと電流検出器α４の出力信号を突き合わせ増幅する電
流偏差増幅器、　ｕｅはサイリスタ回路時の点弧位相を
制御するゲートパルス位相器、αηは界磁巻線Ｆに界磁
電流Ｉｆを供給するサイリスタ回路である。

次にその動作を説明するに１部品番号（７）〜（２）は
。

速度偏差に応じて第１の変換器（１）の入力電流、すな
わちこれと比例関係にある電動機（３）の電機子電流の
大きさを制御する速度制御回路１部品番号（４）〜（６
）は電流検出器００の出力信号、すなわち電機子電流に
応じて第２の変換器（２）の制御角ｒを制御する回路１
部品番号側〜αηは界磁電流Ｉｆが界磁指令信号Ｉｆｐ
に比例して流れるようにする界磁制御回路を構成する。

これらの動作は既に周知のいわゆるサイリスタモータ装
置と同様であるから詳細説明を省略する。

第１１図は第１０図における電動機の電圧と電流の関係
を示すベクトル図である。同図（ａ）は無負荷時。

同図（ｂ）は界磁電流Ｉｆを一定に保ち、力率が一定と
なるように制御角γを制御した場合の負荷時、また同図
（ｃ）は別途異母電流Ｉｆを電機子電流Ｉａに比例する
ように制御し、γは一定にして運転した時のペクト／Ｉ
／囚である。

第１１図（１））から明らかなように、たとえ力率を所
定の値に保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流！ａの
増加（Ｉａ、からＩａ２）に伴ない低下（ＶｓからＶ、
　）する。この電圧低下により、第２の変換器（２）に
おける転流可能な最大電流値が低下する。その結果、電
動機（３）から十分な出力を得ることができない。

また、同図（ｃ）の場合は、電機子電流Ｉａの増加（Ｉ
ａｌからＩａ２）に伴なって端子電圧Ｖが上昇（Ｖｓか
らＶｚ）するので同図（ｂ）のような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器（２）のサイリスタに高耐圧
のものが必要になる。また電動機自体が磁気飽和を起す
ため、期待されるほど大きな出力が得られなくなること
がある。さらに、軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結
果、それに伴ない第１の変換器（１）の力率Ｃ１１源力
率〕が低下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭５９−１０
７７号公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分を
ベクトル的に加算して得られる無負荷誘起電圧Ｅ。の大
きさと、この無負荷誘起電圧Ｅ０と電機子電流Ｉａの位
相差を制御することにより、端子電圧を電機子電流に対
して無関係に一定に制御する方式が詳細に述べられてい
る。

第１２図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、こ
こでは簡単にこの動作を説明する。端子電圧ｖＭを一定
にするために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷
誘起電圧らの大きさ及び該亀と端子電圧の位相差θ（相
差角）を制御するとともに電機子電流Ｉａと端子電圧の
位相差γが一定となるように、ｒ＋θの関係を保持しつ
つ＠２の変換器の位相（γ＋θ）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角Ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−Ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、８０°毎に転流を行うために、他相の転流
の影響により第１８図に示すようにアーム素子であるサ
イリスタの逆電圧期間はｒ〉８００であっても８０°−
Ｕになり、第２の変換器の安定な転流を行なわせるため
にはこの転流重なり角を電機子電流の増加に対して非常
に大きくならないような端子電圧の設定が必要になる。

また、低速運転時には電動機（３）の周波数が低いため
第２の電力変換器（２）の点弧タイミングの周期が長く
なり、負荷の急増時に位相角（γ十〇）が急増してこの
点弧タイミング周期間の電流変化幅が大きくなり１位相
角の変化幅△（γ十〇〕が大きくなると他相の転流の影
響により、第１８図（ｂ）に示すようにサイリスタの逆
電圧期間が８０°−Ｕ−Δ（γ＋θ〕と減少し、安定な
転流が行えなくなる。

また、この電圧を精度よく制御するためには。

交流電動機（３）の磁気飽和特性を考慮しなければなら
ず、特公昭５９−１０７７号公報に示すものは精度の点
で問題がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以とのように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることので
きる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、１！機子電流
に応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相差θ（相差角
）と界磁電流を制御するとともに。

端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確保できるよう
に制御するベクトル演算器を具備したものである。

〔作用〕

この発明における交流Ｗ、電動機制御装置は、端子電圧
の軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクト
ル演算器により制御し、また、界磁電流は端子電圧を生
じるための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交す
る軸（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償す
るための界磁電流成分との和により制御し、力率角を速
度及び電流の関数で変化させることにより、低速運転で
も安定に転流動作する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図：こついて説明する。第
１図において、（ト）は電動機（３）の端子電圧に対す
る電機子電流の進み角φ０（力率角）を指令する力率角
指令回路、α９は電動機（３）の無負荷時の端子電圧を
指令する無負荷端子電圧指令回路、（７）はベクトル演
算器であって、ｈ記の力率角指令回路（至）及び無負荷
端子電圧指令回路四の指令と電機子電流検出信号Ｉａが
入力され、界磁電流指令Ｉｆｐ及び第２の変換器（２）
の位相指令βを出力する。同は位相制御回路であって１
位置検出器（４）及びこのベクトル演算器四の指令にも
とづき、第２の電力変換器（２）の導通位相角を制御す
る。

第２図はベクトル演算益田の詳細構成図を示す。

第２図において、　（２０１）はｖｏとＩａとφにより
信号θ（相差角）を出力するθ関数テーブル、　（２０
２）はこのθ関数テーブル（２０１）の出力とＶ。によ
り端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、　　（２０８）は
このＶ演算回路（２０２）の出力信号から磁化電流ｉμ
を演算する電動機（３）の無負荷飽和曲線テーブル、　
　（２０４）はこの無負荷飽和曲線テープ／ｌ／　（２
０３）の出力信号及びθよりｉμｄを出力するｉμｄ演
算回路、　（２０５）はＩａとφよりｑ軸重機子反作用
重圧成分Ｅａｑを演算するＥａｑ演算回路、　（２０６
）はこのＥａｑ演算回路（２０５）の出力信号より電機
子反作用の補償界磁電流成分ｉｆａを演算するｉｆａ演
算回路、　　（２０７）はこのｉｆａ演算回路（２０６
）及び上記ｉμｄ演算回路（２０４）の出力信号を加算
する界磁電流指令発生回路としての加算器、（２０８）
はＶ及びφにより転流重なり角Ｕを演算するＵ演算回路
、（２０９）はＵ演算回路（２０８）の出力信号−とφ
を加算する加算器、（２１０）はこの加算器（２０９）
の出力信号γとθを加算する加算器であり、この加算器
（２０９）、（２１０）で位相指令発生回路をなす。（
２１１）はＩａにより力率角の補正基準信号（Δφ０）
を発生する力率角テーブル。

（２１２）は速度信号Ｎにより速度のパーユニツト信号
ハを発生する速度演算器、　（２１８）はこのパーユニ
ット速ＩＷ信号パと上記力率角補正基準信号Δφ。

を掛算して力率角補正ロ号△φを出力する掛算器。

（２１４）は力率角指令φ０とこの力率角補正信号△φ
を加算する加算器である。

次に、に記実施例の動作、原理を第８図に示すペク）ル
図を参照して説明する。基準軸として。

界磁電流の方向をｄ軸とし、これと直交する軸方向をｑ
軸とすれば、ｑ軸方向に電動機（３）の無負荷誘起電圧
が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ＠ｔ
の無負荷端子電圧Ｖ。に対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子重圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移
するように制御することである。

端子電圧Ｖとｑ軸との位相差（相差角）をθ、電機子電
流Ｉａと端子電圧Ｖの位相差（力率角）をφとすれば、
端子電圧Ｖは無負荷端子電圧ｖｏとｄ軸方向に生じる電
機子反作用電圧成分Ｅａｄ−Ｘａｑ　ＩａＣＯＳ　（φ
＋θ）のベク）／１／和として求められ１次式の関係が
成立する。

Ｖｏｔａｎθ−Ｘａｑ　Ｉａｃｏｓ（φ十〇）　　　　
　　　−ｆｉｌ（１）式を変形して（２）式を得る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧ｖｏに対する
ｄ軸重礪子反作用電圧成分のバーユニツ）　（ｐｅｒｕ
ｎｉｔ）値を示している。θ関数テープ１ｖ（２０１）
は差角θを求めるテーブルであり、（２）式の左辺のｐ
ｅｒｕｎｉｔ値を入力することにより、所定のφに対す
るθを求めることができる。

第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められる。

■演算回路（２０２）は（３）式に従い端子電圧Ｖを演
算する。次に、この端子電圧信号Ｖに対して直交する方
向に生じる磁化電流ｉμ＋＊凸茹飽珀曲總テーブル（２
０８）により求める。この無負荷飽和曲線テープμはそ
の一例を曲線１として第５図にグラフにして示すように
電動機（３）の磁気飽和を考慮した所定の速度における
誘起電圧と界磁電流の関係を示すものであり、またこの
磁化電流ｉμは電動機（３）の合成起磁力に相当する。

この硼化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路（２０４）は（４）式の演
算を実行する。

ｉμｄ　＝　ｉμｃＯ８θ　　　　　　　・（４）一方
、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Ｅａｑは次式の関係
式で与えられ、　Ｅａｑ演算回路（２０５）において演
算される。

Ｅａｑ＝Ｘａｄ　Ｉａ　５ｉｎ（φ＋θ）　　　　　−
（５）このｑ軸重機子反作用？ヱ圧成分Ｅａｑはｄ軸方
向の界磁電流成分ｉｆａによって補償するように制御さ
れる。この場合のＥａｑからｉｆａの変換はｉｆａ演算
回路（２０６）によって実行され１次式に示すように、
第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Ｋｆａを係数に
して変換される。

ｉｆａ　＝Ｋｆａ−Ｅａｑ　　　　　　　　　　・　（
６）上記（４）式及び（６）式に従って得られたｄ軸の
界磁電流成分ｉμｄ　、　ｉｆａを加算器（２０７）に
より加算して１次式のように界磁電流指令Ｉｆｐを得て
いる。

Ｉｆｐ＝　ｉμｄ＋　ｉｆａ　　　　　　　−Ｃ７）第
２の変換器（２）の点弧位相指令βは、ｑ軸方向に対し
て次式の関係式によって相差角θと力率角φ及び転流重
なり角Ｕの和で与えられる。

β＝θ＋φ十−・・・（８） このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器（２）の点
弧位相角γは次のようになる。

γ冨φ十−・・・（９） ここで転流重なり角Ｕは次式に示される。

なお、　００式は 及び（９）式よりγを消去することにより得られる。

また、００式は第２の変換器（２）の直流電流Ｉｄの関
数になっているため、このＩｄを電機子電流の基本波実
効値１ａに変換する必要がある。Ｉ！！機子電子電転流
重なり角Ｕを考慮すれば、第６図に示すように台形波状
になり、このときの［ｉ子電施の基本波実効値Ｉａは次
のようにＵの関数になる。

しかしながら、１２相以上の大容量サイリヌタモータで
は、転流重なり角Ｕは一般にＵ≦２０’〜２５゜に制限
しないとサイリスタのターンオフのためのとしても差し
支えない。

従って、　００式を変形すれば。

となり、この測成に従ってＵ演算回路（２０８）は演算
を実行する。

以上、ベク）／Ｌ／演算器■の基本動作を説明したが１
次に力率角の補正部分の動作について第７図を参照して
説明する。第７図（ａ）は力率角φを力率角指令φ０に
一定に制御したときの電機子電流Ｉａの変化に対する点
弧位相βの特性の一例を示す。電機子電流の増加に対し
て相差角θ及び転流重なり角Ｕが増加するため点弧位相
βは一般に負荷が小さい領域で急増傾向を示す。これに
対し１点弧位相βを同図（ａ）の点線で示すように設定
すれば急増傾向が抑制され、低速運転時に負荷が急増し
ても安定に転流できる。力率角テープ／ｌ／　（２１１
）は同図（ａ）の実線及び点線の点弧位相βの特性の差
の特性（図示斜線図）をテーブル化したもので、力率角
補正基準信号△φ０を得る。この△φ０と力率角指令φ
０が加算されて力率角信号φを得ており、このときの特
性は本図（ｂ）のようになり１点弧位相βの急増が抑制
された特性が得られる。この力率角補正基準信号△φ０
は電動機（３）の回転速１５Ｎに応じて大きさが変える
必要がある。もしもこの△φ。が速度Ｎに関係なく第７
図（ｂ）のパターンで変化するとき。

速＋ｊｉ　Ｎが大きい領域では電動機（３）の端子電圧
が大きいため、電機子電流に対する第２の電力変換器（
２）の■流１［圧ＥｄはＥｄ中１．８５Ｖｃｏｓφによ
り大きく変化するようになるため、第１の電力変換器（
１）の電流制御系の応答が悪化し、好ましくない。一方
。

速度Ｎが小さい領域では電動機（３）の端子電圧Ｖは小
さいため、　Ｅｄの変化幅も小さくなり、電流制御系の
応答にほとんど影響しない。

△φ０の補正を必要としない中、高速領域の所定の速度
をＮＢとすれば ＮＢ−Ｎ ΔＮ−（Ｎ＜ＮＢ）　　　　　・・・口Ｂ ただし、ＮＩＮＥのときはΔＮ−０であり、Ｃ１３式に
従って速度演算器（２１２）は演算する。すなわち品は
速度のパーユニツト値を示しており、Ｎ−０のときはΔ
Ｎ−１で、Ｎ＝−ＮＢのときはΔＮ　＝　Ｏとなり、Ｎ
が０からＮＢまでの変化に対して駅は１からＯまで速度
Ｎに比例して減少する。

なお、　ＮＢは電動機（３）の周波数に応じて設定され
例えば定格周波数が商用周波数程Ｉｙに錆いｌ動機では
５０％速度に設定され、定格周波数が１０数Ｈ２と低い
電動機では定格速度に設定される。

力率角補正信号Δφは、速度のパーユニツト信号ぴと力
率角補正基準信号ΔφＧから次式（こより演算される。

ΔφツΔＮ×Δφ。　　　　　　　・・・α４以上のよ
うにこの力率角補正信号△φは電機子電流Ｉａと連間Ｎ
に応じて変えられ、力率角指令φ。と加算されて力率角
信号φを得ている。

以とのように本発明のものは（１）〜（３）式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流余裕
角（逆電圧印加期間）８０°−Ｕを確保するためには、
上記力率角φ及び無負荷端子電圧ｖＯを適当な値に選定
すればよい。

位相制御回路＠はｑ軸方向と同一位相に設定された位置
検出器（４）の出力信号に対して位相指令β分だけ進め
るような位相動作を行えばよく、この位相制御方式は樹
々のものが実用化されており。

公知の技術であるためここでは説明を省略する。

なお、上記実施例で、定数Ｘａｄ　、　Ｘａｑ　、　Ｘ
ｃは各々ｄ軸重機子反作用リアクタンス、ｑＭ電機子反
作用リアクタンス、転流リアクタンスを意味するもので
あり、これらの定数は電動機（３）の周波数に比例して
変化するため、説明の都合と、省略したが、速度発電機
（７）の出力信号に応じて変化させるようにしたもので
あってもよい。また、間際に。

無負荷飽和曲線テープ／Ｌ／　（２０８）により、磁化
電流ｉμを演算する場合、その入力信号である端子電圧
信号Ｖを電動機（３）の速（に反比例した信号に変換し
て与えるようにしたものであってもよい。

また、ｈ記実施例では力率角テープ／Ｌ’　（２１１）
と速度演算器（２１２）の両川力信号を掛算して力率角
補正信号△φを得るように構成したものを示したが。

この力率角テーブル（２１１）に速度Ｎをパラメータに
して多数の力率角補正信号△φをテーブル化したもので
あってもよい。

また、に記実施例ではベクトル演算器■の入力信号とし
て電機子電流１ａの検出信号を用いたものを示したが、
速度偏差増幅器（９）の出力信号を用いたものであって
もよく、この場合には電機子電流Ｉａの検出信号と速度
偏差増幅器（９）の出力信号である電機子電流の基準信
号との偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特
性を高めれば、ｈ記実施例と同様の効果を奏する。また
電機子電流Ｉａの検出信号と速度偏差増幅器（９）の出
力信号である電機子電流の基準信号のいずれか大きい方
を選択してベクトル演算器■のＩａ入力信号としてもよ
い。

この場合には過渡的に両者に差が生じても大きい方を選
択することにより少なくとも転流失敗を防止できる。

また、上記実施例においてベクトル演算器（ホ）の演算
はマイクロコンピュータ等でディジタル処理されるもの
であってよく、この場合にはアナログのものに比べて演
算精度が向上する。また、上記実施例では第１図におい
て第２の変換器（２）として６相整流回路のものを示し
たが、この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成
にして、１２相以上の整流回路に構成したものであって
も、上記実施例と同様の効果を奏する。

またｔ記実施例では位相制御回路−に電動機（３）の回
転位置に同期した位相基準として位置検出器（４）の出
力信号を用いたものを示したが、第８図に示すように電
動機（３）の端子電圧を検出して位相基準とするように
してもよく、（イ）はその端子電圧検出器であって位相
制御回路ゆにベクトル演算器（７）のγ信号とともに入
力される。またと記実施例に先行出願ＡＰ−２０５８９
号記載の第１図に示すように電動機（３）の端子電圧制
御ループと第２変換器（２）の直流電圧制御ルー１を付
加したものであってもよく、その実施例を第９図に示す
。本図において。

Ｏｐは直流電圧指令回路であって、電機子電流信号Ｉａ
と％電流機（３）の端子電圧を検出するＰＴ（１）及び
電圧検出回路Ｑの出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと
、ベクトル演算器（イ）の点弧位相角信号γが入力され
直流電圧指令Ｅｒｅｆ　と出力する。

鏝は直流電圧偏差増幅器であって、第２の変換器（２）
の直流電圧検出器（７）の出力信号である直流電圧信号
Ｅｆｂと前記直流電圧指令Ｅｒｅｆ　との偏差を増幅す
る。

（至）は第１のスイッチであって、速度及び電機子電流
のレベルを判別する第１のレベル判別器（至）によって
開閉が制御され、前記直流電圧偏差増幅器−の出力信号
を大切する＠ （支）は君ｌの加算器であって、前記第１のスイッチ（
至）の出力信号とベクトル演算器翰の出力信号βを加算
し、その出力を位相制御回路（資）に位相指令として与
える。

（至）は端子電圧指令回路であって、ベクトル演算器（
至）の端子電圧信号Ｖと電機子電流信号１ａが入力され
、端子電圧指令Ｖｒｅｆ　を出力する。

（至）は端子電圧偏差増幅器であって、端子電圧検出器
Ｑの出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと前記端子電圧
指令回路（至）の端子電圧指令Ｖｒｅｆ　との偏差を増
幅する。

船は第２のスイッチであって、速度のレベルを判別Ｔ；
６＠ｚのレベル判別器ｋＩｌによって開閉が制御され、
前記端子電圧偏差増幅器（７）の出力信号を入切する。

りは第２の加算器であって、前記第２のスイッチ（ト）
の出力信号とベクトル演算器■の出力信号Ｉｆｐを加算
し、その出力を電流偏差増幅器（至）に界ａ［流指令と
して与える。

本図の動作の詳細は省略するが、相差角θをもとに演算
されるβ信号によって第２の電力変換器が位相制御され
、また相差角θをもとに演算される端子電圧信号Ｖによ
り電動機（３）の端子電圧が制御されるため、第１図の
実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以とのように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのテーブルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベタｌ−／ｌ／演算を行い、また、力率角φ
の補正テーブルを設けて低速運転時に力率角を電機子電
流に応じて変化させるように構成したので装置の精度を
向上でき、また安定な転流動作を行えるものが得られる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるペク）／Ｌ／
演算器の詳細構成図、第８図はこの発明の動作原理を説
明するためのベク）ル図、第４図はθ演算回路の特性図
、第６図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機
子電流の波形図。 ＠７図は点弧位相指令βの変化を示す特性図、第８図及
び第９図はこの発明の他の実施例の制御装置を示す構成
図、第１０図は従来装置の構成図、第ｉ１図は電動機の
電圧と電流の関係を示すベクトル図、第１２図は第１０
図蛋こ示した装置の動作を説明するためのベクトル図、
第１８図はサイリスタの電圧波形図である。 （１）は第１の電力変換器、（２）は＠２の電力変換器
。 （３）は交流電動機（同期電動機）　、　（４）は位置
検出器。 （ト）は力率角指令回路、　ＱＱは無負荷端子電圧指令
回路、■はベクトル演算器、　（２０１）は相差角演算
テープ／Ｌ／、　（２０２）は端子電圧演算器、　（２
０８）は無負荷飽和曲線テープ／Ｌ／、　　（２０４）
はｄ軸成分磁化電流演算器、　（２０５）はｑ軸電機子
反作用電圧演算器、（２０６）は界磁電流演算器、　　
（２０７）は界磁電流指令発生回路（加算器）、（２０
Ｂ）は転流重なり角演算器、　（２０９）は位相指令発
生回路（加算器）なお、図中、同一符号は同一、又は相
当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　交流の周波数交換を行う電力変換器と、前記電力変換
   器の出力により駆動される交流電動機と、前記交流電動
   機の端子電圧の位相を検出する端子電圧検出器と、前記
   交流電動機の無負荷端子電圧の大きさを設定する無負荷
   端子電圧指令回路と、前記交流電動機の力率角を指令す
   る力率角指令回路と、無負荷端子電圧指令信号及び力率
   角指令信号にもとづき前記交流電動機の電機子電流の大
   きさに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記電力変
   換器の位相指令を出力するベクトル演算器を備え、前記
   ベクトル演算器は、前記電機子電流の大きさに応じて前
   記交流電動機の端子電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端
   子電圧に対して垂直方向に推移するようなベクトル演算
   を行うためにｄ軸電機子反作用電圧のパーユニツト値を
   入力して相差角を求める相差角演算テーブルと、前記相
   差角と前記無負荷端子電圧信号により端子電圧を求める
   端子電圧演算器と、前記端子電圧信号から磁化電流を求
   める前記交流電動機の無負荷飽和曲線テーブルと、前記
   相差角により前記磁化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分
   磁化電流演算器と、前記相差角、力率角及び電機子電流
   によりｑ軸電機子反作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用
   電圧演算器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償し
   て打消す界磁電流成分を求める電機子反作用補償の界磁
   電流演算器と、電機子反作用補償界磁電流信号とｄ軸成
   分磁化電流を加算して前記界磁電流指令を発生する界磁
   電流指令発生回路と、前記端子電圧信号と電機子電流信
   号と力率角により転流重なり角を求める転流重なり角演
   算器と、転流重なり角信号と力率角を加算して前記電力
   変換器の位相指令を発生する位相指令発生回路を有し、
   前記力率角指令回路は可変の力率角補正信号と所定の力
   率角指令信号が加算されて構成され、前記力率角補正信
   号は電機子電流及び回転速度の関数で変化させ低速時に
   電機子電流が減小すると、その力率角補正信号を増大し
   低速時における前記電力変換器の位相指令の変化量を減
   少するようにしたことを特徴とする交流電動機の制御装
   置。