JPH0510037B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により駆動さ
れる交流電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第７図は特公昭59−1077号公報に記載された従
来の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一
例を示す構成図である。

第７図において、１は商用交流電源からの交流
を直流に変換する第１の変換器、２はその直流を
可変周波の交流に変換する第２の変換器、３は同
期電動機で、Ｆはその界磁巻線、４は同期電動機
３の回転軸の回転角位置に応じた位相の位置信号
を出力する位置検出器、５は位置検出器４の位置
信号を電動機電機子電流の大きさに応じて移相
し、第２の変換器２の制御進み角γを制御するγ
制御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第
２の変換器２のゲート信号を出力するゲート出力
回路、７は速度発電機、８は速度指令回路、９は
速度指令回路８の速度指令信号と速度発電機７の
出力信号である速度帰還信号を突き合わせ増巾す
る速度偏差増幅器、１０は第１の変換器１の交流
入力電流を検出する電流検出器、１１は速度偏差
増幅器９の出力信号と電流検出器１０の電流帰還
信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２
は電流偏差増幅器１１の出力信号に基き第１の変
換器１の点弧位相を制御するゲートパルス位相
器、１３は界磁電流Ifの大きさを指令する指令信
号Ifpを出力する界磁指令回路、１４はサイリス
タ回路１７の交流入力電流の大きさを検出する電
流検出器、１５は界磁指令信号Ifpと電流検出器
１４の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差増
幅器、１６はサイリスタ回路１７の点弧位相を制
御するゲートパルス位相器、１７は界磁巻線Ｆに
界磁電流Ifを供給するサイリスタ回路である。

次にその動作を説明するに、部品番号７〜12
は、速度偏差に応じて第１の変換器１の入力電
流、すなわちこれと比例関係にある電動機３の電
機子電流の大きさを制御する速度制御回路、部品
番号４〜６は電流検出器１０の出力信号、すなわ
ち電機子電流に応じて第２の変換器２の制御角γ
を制御する回路、部品番号13〜17は界磁電流Ifが
界磁指令信号Ifpに比例して流れるようにする界
磁制御回路を構成する。これらの動作は既に周知
のいわゆるサイリスタモータ装置と同様であるか
ら詳細説明を省略する。

第８図は第７図における電動機の電圧と電流の
関係を示すベクトル図である。同図ａは無負荷
時、同図ｂは界磁電流Ifを一定に保ち、力率が一
定となるように制御角γを制御した場合の負荷
時、また同図ｃは別途界磁電流Ifを電機子電流Ia
に比例するように制御し、γは一定にして運転し
た時のベクトル図である。

第８図ｂから明らかなように、たとえ力率を所
定の値に保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流
Iaの増加（Ia₁からIa₂）に伴ない低下（V₁から
V₂）する。この電圧低下により、第２の変換器
２における転流可能な最大電流値が低下する。こ
の結果、電動機３から十分な出力を得ることがで
きない。

また、同図ｃの場合は、電機子電流Iaの増加
（Ia₁からIa₂）に伴なつて端子電圧Ｖが上昇（V₁
からV₂）するので同図ｂのような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格
時より高くなるため、第２の変換器２のサイリス
タに高耐圧のものが必要になる。また電動機自体
が磁気飽和を起すため、期待されるほど大きな出
力が得られなくなることがある。さらに、軽負荷
時では端子電圧Ｖが低下する結果、それに伴ない
第１の変換器１の力率（電源力率）が低下してし
まうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭59
−1077号公報には、端子電圧と同期リアクタンス
降下分をベクトル的に加算して得られる無負荷誘
起電圧E₀の大きさと、この無負荷誘起電圧E₀と
電機子電流Iaの位相差を制御することにより、端
子電圧を電機子電流に対して無関係に一定に制御
する方式が詳細に述べられている。

第９図はこの動作原理を示すベクトル図である
が、ここでは簡単にこの動作を説明する。端子電
圧V_Mを一定にするために電機子電流Iaの大きさ
に応じて、無負荷誘起電圧E₀の大きさ及び該E₀
と端子電圧の位相差θ（相差角）を制御するとと
もに電機子電流Iaと端子電圧の位相差γが一定と
なるように、γ＋θの関係を保持しつつ第２の変
換器の位相（γ＋θ）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に
制御されるために、電機子電流の大きさに応じて
第２の変換器の転流重なり角ｕが変化し、第２の
変換器のアーム素子であるサイリスタへの逆電圧
の印加期間（γ−ｕ）が変化する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば12
相）してトルク脈動を低減し、大容量サイリスタ
モータを駆動する場合には、30°毎に転流を行う
ために、他相の転流の影響により第１０図に示す
ようにアーム素子であるサイリスタの逆電圧期間
はγ＞30°であつても30°−ｕになり、第２の変換
器の安定な転流を行なわせるためにはこの転流重
なり角を電機子電流の増加に対して非常に大きく
ならないような端子電圧の設定が必要になる。

また、この電圧を精度よく制御するためには、
交流電動機３の磁気飽和特性を考慮しなければな
らず、特公昭59−1077号公報に示すものは精度の
点で問題がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以上のように構
成されているので、負荷変動により端子電圧や力
率が大幅に変動し、第２の変換器の転流が不安定
になつたり、十分な出力が得られないなどの問題
点があつた。

この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、負荷変動による端子電圧と力
率の変動を防止して、安定に転流を行なわせ十分
な出力を得ることのできる交流電動機の制御装置
を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機
子電流に応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相
差θ（相差角）と界磁電流を制御するとともに、
端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確保でき
るように制御するベクトル演算器を具備したもの
である。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端
子電圧の軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行する
ようにベクトル演算器により制御し、また、界磁
電流は端子電圧を生じるための磁化電流のｄ軸成
分と界磁電流の軸と直交する軸（ｑ軸）に生じる
電機子反作用起電力成分を補償するための界磁電
流成分との和により制御する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第１図において、１８は電動機３の端子電圧
に対する電機子電流の進み角φ（力率角）を指令
する力率角指令回路、１９は電動機３の無負荷時
の端子電圧を指令する無負荷端子電圧指令回路、
２０はベクトル演算器であつて、上記の力率角指
令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路１９の指
令と電機子電流検出信号Iaが入力され、界磁指令
と電機子電流検出信号Iaが入力され、界磁電流指
令信号Ifp及び第２の変換器２の位相指令βを出
力する。２１は位相制御回路であつて、位置検出
器４及びこのベクトル演算器２０の指令にもとづ
き、第２の電力変換器２の導通位相角を制御す
る。２２は最大値選択回路であつて、この最大値
選択回路２２は電機子電流の指令と検出信号の大
きい方を選択して出力する。

第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示
す。第２図において、２０１はV₀とIaとφによ
り信号θ（相差角）を出力するθ関数テーブル、
２０２はこのθ関数テーブル２０１の出力とV₀
により端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、２０３
はこのＶ演算回路２０２の出力信号から磁化電流
iμを演算する電動機３の無負荷飽和曲線テーブ
ル、２０４はこの無負荷飽和曲線テーブル２０３
の出力信号及びθよりiμdを出力するiμd演算回
路、２０５はIaとφとθよりｑ軸電機子反作用電
圧成分Eaqを演算するEaq演算回路、２０６はこ
のEaq演算回路２０５の出力信号より電機子反作
用の補償界磁電流成分ifaを演算するifa演算回
路、２０７はこのifa演算回路２０６及び上記iμd
演算回路２０４の出力信号を加算する界磁電流指
令発生回路としての加算器、２０８はＶ及びφに
より転流重なり角ｕを演算するｕ演算回路、２０
９はｕ演算回路２０８の出力信号ｕ／２とφを加算 する加算器、２１０はこの加算器２０９の出力信
号γとθを加算する加算器であり、この加算器２
０９，２１０で位相指令発生回路をなす。

次に、上記実施例の動作原理を第３図に示すベ
クトル図を参照して説明する。基準軸として、界
磁電流の方向をｄ軸とし、これと直交する軸方向
をｑ軸とすれば、ｑ軸方向に電動機３の無負荷誘
起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすもの
は、ｑ軸上の無負荷端子電圧V₀に対して、電機
子電流Iaに応じて端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、
ｄ軸方向と並行に推移するように制御することで
ある。端子電圧Ｖとｑ軸との位相差（相差角）を
θ、電機子電流Iaと端子電圧Ｖの位相差（力率
角）をφ、ｑ軸電機子反作用リアクタンスをXaq
とすれば、端子電圧Ｖは無負荷端子電圧V₀とｄ
軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ead＝
XaqIacos（φ＋θ）のベクトル和として求めら
れ、次式の関係が成立する。

V₀tanθ＝XaqIacos（φ＋θ） ……(1) (1)式を変形して(2)式を得る。

XaqIa／V₀＝tanθ／cos（φ＋θ） ……(2) ここで(2)式の左辺は、無負荷端子電圧V₀に対
するｄ軸電機子反作用電圧成分の（パーユニツト
（perunit）値を示している。θ関数テーブル２０
１は力率角φをパラメータにして、tanθ／cos（φ＋θ
） から相差角θを求めるテーブルであり、(2)式の左
辺のperunit値を入力することにより、所定のφ
に対するθを求めることができる。

第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフに
して示したものである。

つまり、端子電圧Ｖの軌跡がｄ軸と並行するよ
うに制御されている場合、ｑ軸電機子反作用によ
るｄ軸電機子反作用電圧成分の無負荷端子電圧
V₀との比と相差角θ、力率角φの関係は前記(2)
式のようになる。

ここで、第４図は横軸に相差角θ、縦軸に(2)式
右辺の値をとり、力率角φをパラメータとして相
差角θを0°〜50°まで変化した時の縦軸の値を計
算し、ROMの中にテーブル値として記憶してお
く。

そして、制御時は(2)式左辺が演算により算出さ
れ、力率角φは設定値であるため、例えばXaq−
Ia／V₀＝3.0で力率角θ＝40°一定に制御する場
合、テーブルを第４図点線矢印の順に参照するこ
とにより必要なθは36°であることが導出される。
尚、パラメータθに関しては例えばθ＝30°〜40°
まで平面的にテーブル化されている。

端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められ
る。

Ｖ＝V₀／cosθ ……(3) Ｖ演算回路２０２は(3)式に従い端子電圧Ｖを演
算する。次に、この端子電圧信号Ｖに対して直交
する方向に生じる磁化電流iμを無負荷飽和曲線テ
ーブル２０３により求める。この無負荷飽和曲線
テーブルはその一例を曲線１として第５図にグラ
フにして示すように電動機３の磁気飽和を考慮し
た所定の速度における誘起電圧と界磁電流の関係
を示すものであり、また、この磁化電流iμは電動
機３の合成起磁力に相当する。

この磁化電流iμのｄ軸成分iμdは次式の関係式
に従い演算され、iμd演算回路２０４は(4)式の演
算を実行する。

iμd＝iμcosθ ……(4) 一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Eaqは
次式の関係式で与えられ、Eaq演算回路２０５に
おいて演算される。

Eaq＝XadIasin（φ＋θ） ……(5) このｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqはｄ軸方向
の界磁電流成分ifaによつて補償するように制御
される。この場合のEaqからifaの変換はifa演算
回路２０６によつて実行され、次式に示すよう
に、第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Kfa
を係数にして変換される。

ifa＝Kfa・Eaq ……(6) 上記(4)式及び(6)式に従つて得られたｄ軸の界磁
電流成分iμd，ifaを加算器２０７により加算し
て、次式のように界磁電流指令Ifpを得ている。

Ifp＝iμd＋ifa ……(7) 第２の変換器２の点弧位相指令βは、ｑ軸方向
に対して次式の関係式によつて相差角θと力率角
φ及び転流重なり角ｕの和で与えられる。

β＝θ＋φ＋ｕ／２ ……(8) このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器２
の点弧位相角γは次のようになる。

γ＝φ＋ｕ／２ ……(9) ここで転流重なり角ｕは次式に示される。

なお、(10)式は cos（γ−ｕ）−cosγ＝√2XcId／Ｖ 及び(9)式よりγを消去することにより得られる。
また、(10)式は第２の変換器２の直流電流Idの関数
になつているため、このIdを電機子電流の基本波
実効値Iaに変換する必要がある。電機子電流は転
流重なり角ｕを考慮すれば、第６図に示すように
台形波状になり、このときの電機子電流の基本波
実効値Iaは次のようにｕの関数になる。

Ia＝√６／π sinｕ／２／ｕ／２Id ……(11) しかしながら、12相以上の大容量サイリスタモ
ータでは、転流重なり角ｕは一般にｕ20°〜25°
に制限しないとサイリスタのターンオフのための
逆電圧期間を確保できなくなる。この場合、(11)式
のsinｕ／２／ｕ／２は１〜0.992になり、実用上Ia≒ √６／πIdとしても差し支えない。

従つて、(10)式を変形すれば、 となり、この(12)式に従つてｕ演算回路２０８は演
算を実行する。

以上のように本発明のものは(1)〜(3)式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転
流余裕角（逆電圧印加期間）30°−ｕを確保する
ためには、上記力率角φ及び無負荷端子電圧V₀
を適当な値に選定すればよい。

位相制御回路２１はｑ軸方向と同一位相に設定
された位置検出器４の出力信号に対して位相指令
β分だけ進めるような位相動作を行えばよく、こ
の位相制御方式は種々のものが実用化されてお
り、公知の技術であるためここでは説明を省略す
る。

ベクトル演算器２０の電機子電流指令Iaとし
て、電流検出器１０の出力信号である電機子電流
の検出器信号と速度偏差増幅器９の出力信号であ
る電機子電流の指令信号のうち、大きい方を最大
値選択回路２２で与えるようにしている。

これは、つぎのような理由による。電機子電流
の指令信号が急変したときに、電機子電流の検出
信号の応答特性と第２の変換器の位相制御の応答
特性との間に応答時間差が生じたときに、第３図
のベクトル関係がずれて、第２の変換器の転流動
作が不安定になる。例えば、ベクトル演算器２０
の入力信号として電機子電流の検出信号を用いる
場合には、ベクトル演算器２０の演算処理の時間
遅れのために、電機子電流が増加したにもかかわ
らず、相差角θの演算値増加変化が遅れて実際の
端子電圧Ｖの位相よりも小さくなり、その結果、
電動機３の実際の力率φが減少し、第２の変換器
の逆電圧期間が減少する。

逆に速度偏差増幅器９の出力信号である電機子
電流の指令信号をベクトル演算器２０の入力信号
として用いる場合には、電機子電流を減少させる
ときに、電流偏差増幅器１１の応答時間遅れのた
めに電機子電流の実際値が指令値よりも大きい状
態が過渡的に生じる。このときも実際の相差角θ
よりベクトル演算器２０での演算値θが小さくな
り、実際の力率角φが減少し、第２の変換器の逆
電圧期間が減少する。

上記両ケースはいずれも電機子電流の指令値と
検出信号値のうち、小さい方が選択されたときに
生じる現象であり、逆に大きい方を選択すれば、
電機子電流の急変時にベクトル演算器２０での相
差角θの演算値は実際の相差角θよりも大きくな
り、過渡的に実際の力率角φが増加し、力率は悪
くなるが、第２の変換器の逆電圧期間が増加する
ため、転流は安定に行える。

なお、上記実施例で、定数Xad，Xaq，Xcは
各々ｄ軸電機子反作用リアクタンス、ｑ軸電機子
反作用リアクタンス、転流リアクタンスを意味す
るものであり、これらの定数は電動機３の周波数
に比例して変化するため、説明の都合上省略した
が、速度発電機７の出力信号に応じて変化させる
ようにしたものであつてもよい。また、同様に、
無負荷飽和曲線テーブル２０３により磁化電流iμ
を演算する場合、その入力信号である端子電圧信
号Ｖを電動機３の速度に反比例した信号に変換し
て与えるようにしたものであつてもよい。

また、上記実施例においてベクトル演算器２０
の演算はマイクロコンピユータ等でデイジタル処
理されるものであつてよく、この場合にはアナロ
グのものに比べて演算精度が向上する。また、上
記実施例では第１図において第２の変換器２とし
て６相整流回路のものを示したが、この第２の変
換器を複数台並列あるいは直列構成にして、12相
以上の整流回路に構成したものであつても、上記
実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕 以上のように、この発明によれば、端子電圧の
ベクトル軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向
を並行に変化するような相差角θのデーブルを用
い電機子電流の基本成分に応じてベクトル演算を
行い、また、磁化電流の演算に無負荷飽和曲線を
用いるようにしたので、装置の精度を向上でき、
また安定な転流動作を行えるものが得られる効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機
の制御装置を示す構成図、第２図は第１図におけ
るベクトル演算器の詳細構成図、第３図はこの発
明の動作原理を説明するためのベクトル図、第４
図はθ演算回路の特性図、第５図は無負荷飽和曲
線を示す特性図、第６図は電機子電流の波形図、
第７図は従来装置の構成図、第８図は電動機の電
圧と電流の関係を示すベクトル図、第９図は第７
図に示した装置の動作を説明するためのベクトル
図、第１０図はサイリスタの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換
器、３は交流電動機（同期電動機）、４は位置検
出器、１８は力率角指令回路、１９は無負荷端子
電圧指令回路、２０はベクトル演算器、２０１は
相差角演算テーブル、２０２は端子電圧演算器、
２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ軸
成分磁化電流演算器、２０５はｑ軸電機子反作用
電圧演算器、２０６は界磁電流演算器、２０７は
界磁電流指令発生回路（加算器）、２０８は転流
重なり角演算器、２０９は位相指令発生回路（加
算器）。なお、図中、同一符号は同一、又は相当
部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 交流を直流に変換し該直流を交流に変換する
   第１、第２の電力変換器と、前記第２の電力変換
   器の出力により駆動される交流電動機と、前記交
   流電動機の回転位置に応じた位置信号を出力する
   位置検出器と、前記第１の電力変換器の出力電流
   を制御する電流制御回路と、前記交流電動機の無
   負荷端子電圧の大きさを設定する無負荷端子電圧
   指令回路と、前記交流電動機の力率角を指令する
   力率角指令回路と、無負荷端子電圧指令信号及び
   力率角指令信号にもとづき前記交流電動機の電機
   子電流の大きさに応じて該交流電動機の界磁電流
   指令と前記第２の電力変換器の点弧位相指令を出
   力するベクトル演算器と、前記位置信号と前記点
   弧位相指令とを入力し、該位置信号を該点弧位相
   指令だけ進めてゲート出力回路に供給する位相制
   御回路とを備え、前記ベクトル演算器は、前記電
   機子電流の大きさに応じて前記交流電動機の端子
   電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端子電圧に対し
   て垂直方向に推移するようなベクトル演算を行う
   ためにｄ軸電機子反作用電圧の無負荷端子電圧と
   の比を入力して相差角を求める相差角演算テーブ
   ルと、前記相差角と前記無負荷端子電圧信号によ
   り端子電圧を求める端子電圧演算器と、前記端子
   電圧信号から磁化電流を求める前記交流電動機の
   無負荷飽和曲線テーブルと、前記相差角により前
   記磁化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁化電流
   演算器と、前記相差角、力率角及び電機子電流に
   よりｑ軸電機子反作用電圧を求めるｑ軸電機子反
   作用電圧演算器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成
   分を補償して打消す磁界電流成分を求める電機子
   反作用補償の磁界電流演算器と、電機子反作用補
   償界磁電流信号とｄ軸成分磁化電流を加算して前
   記界磁電流指令を発生する磁界電流指令発生回路
   と、前記端子電圧信号と電機子電流信号と力率角
   により転流重なり角を求める転流重なり角演算器
   と、転流重なり角信号と力率角と相差角を加算し
   て前記電力変換器の位相指令を発生する位相指令
   発生回路を備え、前記ベクトル演算器への電機子
   電流信号として前記電動機の電機子電流の検出信
   号と前記電流制御回路の電機子電流指令信号のい
   ずれか大きい方を選択して与える最大値選択回路
   を備えたことを特徴とする交流電動機の制御装
   置。