JPH0634612B2

JPH0634612B2 - 交流電動機の制御装置

Info

Publication number: JPH0634612B2
Application number: JP61236555A
Authority: JP
Inventors: 健明朝枝; 慎司城地
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1986-10-03
Filing date: 1986-10-03
Publication date: 1994-05-02
Anticipated expiration: 2009-05-02
Also published as: JPS6392289A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第１０図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従
来の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一例を示
す構成図である。

第１０図において、(1)は商用交流電源からの交流を直
流に変換する第１の変換器、(2)はその直流を可変周波
の交流に変換する第２の変換器、(3)は同期電動機で、
Ｆは界磁巻線、(4)は同期電動機(3)の回転軸の回転角位
置に応じた位相の位置信号を出力する位置検出器、(5)
は位置検出器(4)の位置信号を電動機電機子電流の大き
さに応じて移相し、第２の変換器(2)の制御進み角γを
制御するγ制御回路、(6)はγ制御回路(5)の出力信号に
より第２の変換器(2)のゲート信号を出力するゲート出
力回路、(7)は速度発電機、(8)は速度指令回路、(9)は
速度指令回路(8)の速度指令信号と速度発電機(7)の出力
信号である速度帰還信号を突き合わせ増幅する速度偏差
増幅器、(10)は第１の変換器(1)の交流入力電流を検出
する電流検出器、(11)は速度偏差増幅器(9)の出力信号
と電流検出器(10)の電流帰還信号を突き合わせ増幅する
電流偏差増幅器、(12)は電流偏差増幅器(11)の出力信号
に基き第１の変換器(1)の点弧位相を制御するゲートパ
ルス位相器、(13)は界磁電流Ifの大きさを指令する指令
信号Ifpを出力する界磁指令回路、(14)はサイリスタ回
路(17)の交流入力電流の大きさを検出する電流検出器、
(15)は界磁指令信号Ifpと電流検出器(14)の出力信号を
突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、(16)はサイリスタ
回路(17)の点弧位相を制御するゲートパルス位相器、(1
7)は界磁巻線Ｆに界磁電流Ifを供給するサイリスタ回路
である。

次にその動作を説明するに、部品番号(7)〜(12)は、速
度偏差に応じて第１の変換器(1)の入力電流、すなわち
これと比例関係にある電動機(3)の電機子電流の大きさ
を制御する速度制御回路、部品番号(4)〜(6)は電流検出
器(10)の出力信号、すなわち電機子電流に応じて第２の
変換器(2)の制御角γを制御する回路、部品番号(13)〜
(17)は界磁電流Ifが界磁指令信号Ifpに比例して流れる
ようにする界磁制御回路を構成する。これらの動作は既
に周知のいわゆるサイリスタモータ装置と同様であるか
ら詳細説明を省略する。

第１１図は第１０図における電動機の電圧と電流の関係
を示すベクトル図である。同図ａは無負荷時、同図ｂは
界磁電流Ifを一定に保ち、力率が一定となるように制御
角γを制御した場合の負荷時、また同図ｃは別途界磁電
流Ifを電機子電流Iaに比例するように制御し、γは一定
にして運転した時のベクトル図である。

第１１図ｂから明らかなように、たとえ力率を所定の値
に保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流Iaの増加（Ia
₁からIa₂）に伴ない低下（V₁からV₂）する。この電圧低
下により、第２の変換器(2)における転流可能な最大電
流値が低下する。その結果、電動機(3)から十分な出力
を得ることができない。

また、同図ｃの場合は、電機子電流Iaの増加（Ia₁からI
a₂）に伴なって端子電圧Ｖが上昇（V₁からV₂）するので
同図ｂのような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器(2)のサイリスタに高耐圧の
ものが必要になる。また電動機自体が磁気飽和を起すた
め、期待されるほど大きな出力が得られなくなることが
ある。さらに、軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結
果、それに伴ない第１の変換器(1)の力率（電源力率）
が低下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭５９−１０
７７号公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分を
ベクトル的に加算して得られる無負荷誘起電圧E₀の大き
さと、この無負荷誘起電圧E₀と電機子電流Iaの位相差を
制御することにより、端子電圧を電機子電流に対して無
関係に一定に制御する方式が詳細に述べられている。

第１２図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、こ
こでは簡単にこの動作を説明する。端子電圧V_Mを一定に
するため電機子電流Iaの大きさに応じて、無負荷誘起電
圧E₀の大きさ及び該E₀と端子電圧の位相差θ（相差角）
を制御するとともに電機子電流Iaと端子電圧の位相差γ
が一定となるように、γ＋θの関係を保持しつつ第２の
変換器の位相（γ＋θ）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、30゜毎に転流を行うために、他相の転流の
影響により第１３図に示すようにアーム素子であるサイ
リスタの逆電圧期間はγ＞30゜であつても30゜−ｕにな
り、第２の変換器の安定な転流を行なわせるためにはこ
の転流重なり角を電機子電流の増加に対して非常に大き
くならないような端子電圧の設定が必要になる。

また電動機(3)に図示していないダンパー巻線を有する
場合には、そのダンパー巻線の作用により、電機子電流
が急変した時に電機子反作用による端子電圧の位相及び
大きさの変化に時間遅れを生じる。その結果実際の位相
（γ＋θ）を所定の値に保持できず、特にγが減少しす
ぎると、第２の変換器(2)が転流失敗を生じるなどの問
題があつた。

また、この電圧を精度よく制御するためには、交流電動
機(3)の磁気飽和特性を考慮しなければならず、特公昭
５９−１０７７号公報に示すものは精度の点で問題があ
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になつたり、十分な出
力が得られないなどの問題点があつた。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることので
きる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機子電流に
応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相差θ（相差角）
と界磁電流を制御するとともに、端子電圧の大きさを所
定の転流余裕角を確保できるように制御するベクトル演
算器を具備したものである。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、また、界磁電流は端子電圧を生じ
るための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する
軸（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償する
ための界磁電流成分との和により制御し、上記ベクトル
演算器の演算に時間遅れ要素をもたせて、電機子反作用
の応答時間に合わせる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、(18)は電動機(3)の端子電圧に対する電機
子電流の進み角φ（力率角）を指令する力率角指令回
路、(19)は電動機(3)の無負荷時の端子電圧を指令する
無負荷端子電圧指令回路、(20)はベクトル演算器であつ
て、上記の力率角指令回路(18)及び無負荷端子電圧指令
回路(19)の指令と電機子電流検出信号Iaが入力され、界
磁電流指令Ifp及び第２の変換器(2)の位相指令βを出力
する。(21)は位相制御回路であつて、位置検出器(4)及
びこのベクトル演算器(20)の指令にもとづき、第２の電
力変換器(2)の導通位相角を制御する。

第２図はベクトル演算器(20)の詳細構成図を示す。第２
図において、(211)は１次遅れ回路であつてIaの１次遅
れ信号Iaoを発生する。(201)はV₀とIaとφにより信号θ
（相差角）を出力するθ関数テーブル、(202)はこのθ
関数テーブル(201)の出力とV₀により端子電圧Ｖを演算
するＶ演算回路、(203)はこのＶ演算回路(202)の出力信
号から磁化電流ｉμを演算する電動機(3)の無負荷飽和
曲線テーブル、(204)はこの無負荷飽和曲線テーブル(20
3)の出力信号及びθよりｉμｄを出力するｉμｄ演算回
路、(205)はIaとφよりｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqを
演算するEaq演算回路、(206)はこのEaq演算回路(205)の
出力信号より電機子反作用の補償界磁電流成分ifaを演
算するifa演算回路、(207)はこのifa演算回路(206)及び
上記ｉμｄ演算回路(204)の出力信号を加算する界磁電
流指令発生回路としての加算器、(208)はＶ及びφによ
り転流重なり角ｕを演算するｕ演算回路、(209)はｕ演
算回路(208)の出力信号u/2とφを加算する加算回路、(2
10)はこの加算器(209)の出力信号γとθを加算する加算
器であり、この加算器(209)、(210)で位相指令発生回路
をなす。

次に、上記実施例の動作原理を第３図に示すベクトル図
を参照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向を
ｄ軸とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ軸
方向に電動機(3)の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧V₀に対して、電機子電流Iaに応じて端
子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移する
ように制御することである。端子電圧Ｖとｑ軸との位相
差（相差角）をθ、電機子電流Iaと端子電圧Ｖの位相差
（力率角）をφとすれば、端子電圧Ｖは無負荷端子電圧
V₀とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ead＝XaqIa
cos（φ＋θ）のベクトル和として求められ、次式の関
係が成立する。

Votanθ＝XaqIacos(φ＋θ） ……(1) (1)式を変形して(2)式を得る。

ここで(2)式の左辺は、無負荷端子電圧V₀に対するｄ軸
電機子反作用電圧成分のパーユニツト(Perunit)値を示
している。θ関数テーブル(201)は力率角φをパラメー
タにして、から相差角θを求めるテーブルであり、(2)式の左辺のP
erunit値を入力することにより、所定のφに対するθを
求めることができる。

第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められる。

Ｖ演算回路(202)は(3)式に従い端子電圧Ｖを演算する。
次に、この端子電圧信号Ｖに対して直交する方向に生じ
る磁化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル(203)により
求める。この無負荷飽和曲線テーブルはその一例を曲線
１として第５図にグラフにして示すように電動機(3)の
磁気飽和を考慮した所定の速度における誘起電圧と界磁
電流の関係を示すものであり、またこの磁化電流ｉμは
電動機(3)の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路(204)は(4)式の演算を実行
する。

ｉμｄ＝ｉμcosθ ……(4) 一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Eaqは次式の関
係式で与えられ、Eaq演算回路(205)において演算され
る。

Eaq＝Xadiasin(φ＋θ） ……(5) このｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqはｄ軸方向の界磁電
流成分ifaによつて補償するように制御される。この場
合のEaqからifaの変換はifa演算回路(206)によつて実行
され、次式に示すように、第５図に示す無負荷飽和曲線
の接線特性Kfaを係数にして変換される。

ifa＝Kfa・Eaq ……(6) 上記(4)式及び(6)式に従つて得られたｄ軸の界磁電流成
分ｉμｄ、ifaを加算器(207)により加算して、次式のよ
うに界磁電流指令Ifpを得ている。

Ifp＝ｉμｄ＋ifa ……(7) 第２の変換器(2)の点弧位相指令βは、ｑ軸方向に対し
て次式の関係式によつて相差角θと力率角φ及び転流重
なり角ｕの和で与えられる。

このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器(2)の点弧
位相角γは次のようになる。

ここで転流重なり角ｕは次式に示される。

なお、(10)式は及び(9)式よりγを消去することにより得られる。ま
た、(10)式は第２の変換器(2)の直流電流Idの関数にな
つているため、このIdを電機子電流の基本波実効値Iaに
変換する必要がある。電機子電流は転流重なり角ｕを考
慮すれば、第６図に示すように台形波状になり、このと
きの電機子電流の基本波実効値Iaは次のようにｕの関数
になる。

しかしながら、１２相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角ｕは一般にｕ＜20゜〜25゜に制限しな
いとサイリスタのターンオフのための逆電圧期間を確保
できなくなる。この場合、(11)式のは１〜0.992になり、実用上 Idとしても差し支えない。従つて(10)式を変形すれば、となり、この(12)式に従つてｕ演算回路(208)は演算を
実行する。

以上、ベクトル演算器(20)による定常状態における動作
を説明したが、次に電機子電流Iaが急変した場合の動作
例を第７図に、第８図に示す従来例と比較して示す。第
７図(a)に示す従来例のベクトル図において、電機子電
流IaがIa′に急減した場合にIaの大きさに応じてすぐに
点弧位相βを減少させると、実際の端子電圧Ｖの大きさ
と位相は電動機(3)の図示していないダンパー巻線の作
用により急変できないで図示のＶ′の位相にあるため、
力率角φがφ′に減少して転流失敗を生じる。これに対
して本発明のものでは第７図(b)に示すように、ベクト
ル演算器(20)内の１次遅れ回路(211)の時定数をダンパ
ー巻線の時定数と同じに設定することにより、相差角テ
ーブル(202)の出力信号θは急変せず、実際の電動機(3)
の相差角θと同じように動作して実際の力率角φ′を指
定値φに等しくでき、転流失敗を防止できる。また電機
子電流を急増させるときには従来例ではβも急増させる
ために、力率角φが過渡的に大きくなり、力率低下を生
じて出力が減少する。本発明のものでは位相角θの変化
に１次遅れ要素をもたせているためβは急変せず、所定
の力率角φが保持できて出力低下は生じない。

以上のように本発明のものは(1)〜(3)式のベクトル関係
式に従い制御されるため、サイリスタの転流余裕角（逆
電圧印加期間）30゜−ｕを確保するためには、上記力率
角φ及び無負荷端子電圧V₀を適当な値に選定すればよ
い。

位相制御回路(21)はｑ軸方向と同一位相に設定された位
置検出器(4)の出力信号に対して位相指令β分だけ進め
るような位相動作を行えばよく、この位相制御方式は種
々のものが実用化されており、公知の技術であるためこ
こでは説明を省略する。

なお、上記実施例で、定数Xad、Xaq、Xcは各々ｄ軸電機
子反作用リアクタンス、ｑ軸電機子反作用リアクタン
ス、転流リアクタンスを意味するものであり、これらの
定数は電動機(3)の周波数に比例して変化するため、説
明の都合上、省略したが、速度発電機(7)の出力信号に
応じて変化させるようにしたものであつてもよい。ま
た、同様に、無負荷飽和曲線テーブル(203)により、磁
化電流ｉμを演算する場合、その入力信号である端子電
圧信号Ｖを電動機(3)の速度に反比例した信号に変換し
て与えるようにしたものであつてもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器(20)の入力信号と
して電機子電流Iaの検出信号を用いたものを示したが、
速度偏差増幅器(9)の出力信号を用いたものであつても
よく、この場合には電機子電流Iaの検出信号と速度偏差
増幅器(9)の出力信号である電機子電流の基準信号との
偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特性を高
めれば、上記実施例と同様の効果を奏する。また電機子
電流Iaの検出信号と速度偏差増幅器(9)の出力信号であ
る電機子電流の基準信号のいずれか大きい方を選択して
ベクトル演算器(20)のIa入力信号としてもよい。この場
合には過渡的に両者に差が生じても大きい方を選択する
ことにより少なくとも転流失敗を防止できる。

また、上記実施例においてベクトル演算器(20)の演算は
マイクロコンピユータ等でデイジタル処理されるもので
あつてよく、この場合にはアナログのものに比べて演算
精度が向上する。また、上記実施例では第１図において
第２の変換器(2)として６相整流回路のものを示した
が、この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成に
して、１２相以上の整流回路に構成したものであつて
も、上記実施例と同様の効果を奏する。

また上記実施例では位相制御回路(21)に電動機(3)の回
転位置に同期した位相基準として位置検出器(4)の出力
信号を用いたものを示したが、第８図に示すように電動
機(3)の端子電圧を検出して位相基準とするようにして
もよく、(22)はその端子電圧検出器であつて位相制御回
路(21)にベクトル演算器(20)のγ信号とともに入力され
る。また上記実施例に先行出願ＡＰ−２０５８９号記載
の第１図に示すように電動機(3)の端子電圧制御ループ
と第２変換器(2)の直流電圧制御ループを付加したもの
であつてもよく、その実施例を第９図に示す。本図にお
いて(31)は直流電圧指令回路であつて、電機子電流信号
Iaと、電流機(3)の端子電圧を検出するＰＴ(32)及び電
圧検出回路(33)の出力信号である端子電圧信号Vfbと、
ベクトル演算器(20)の点弧位相角信号γが入力され直流
電圧指令Erefと出力する。

(34)は直流電圧偏差増幅器であつて、第２の変換器(2)
の直流電圧検出器(30)の出力信号である直流電圧信号Ef
bと前記直流電圧指令Erefとの偏差を増幅する。

(35)は第１のスイツチであつて、速度及び電機子電流の
レベルを判別する第１のレベル判別器(24)にによつて開
閉が制御され、前記直流電圧偏差増幅器(34)の出力信号
を入切する。

(36)は第１の加算器であつて、前記第１のスイツチ(35)
の出力信号とベクトル演算器(20)の出力信号βを加算
し、その出力を位相制御回路(37)に位相指令として与え
る。

(38)は端子電圧指令回路であつて、ベクトル演算器(20)
の端子電圧信号Ｖと電機子電流信号Iaが入力され、端子
電圧指令Vrefを出力する。

(39)は端子電圧偏差増幅器であつて、端子電圧検出器(3
3)の出力信号である端子電圧信号Vfbと前記端子電圧指
令回路(38)の端子電圧指令Vrefとの偏差を増幅する。

(40)は第２のスイツチであつて、速度のレベルを判別す
る第２のレベル判別器(41)によつて開閉が制御され、前
記端子電圧偏差増幅器(39)の出力信号を入切する。

(42)は第２の加算器であつて、前記第２のスイツチ(40)
の出力信号とベクトル演算器(20)の出力信号Ifpを加算
し、その出力を電流偏差増幅器(15)に界磁電流指令とし
て与える。

本図の動作の詳細は省略するが、相差角θをもとに演算
されるβ信号によつて第２の電力変換器が位相制御さ
れ、また相差角θをもとに端子電圧信号Ｖにより電動機
(3)の端子電圧が制御されるため、第１図の実施例と同
様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのデーブルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、このベクトル演
算器の電機子電流信号にダンパー巻線の時定数と同じ１
次遅れ要素をもたせて、相差角θのテーブルの入力信号
とするように構成したので、装置の精度を向上でき、ま
た安定な転流動作を行えるものが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル演算
器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明す
るためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、第
５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子電
流の波形図、第７図(a)(b)は従来のものとこの発明のも
のの過渡変化時における動作を比較説明するためのベク
トル図、第８図及び第９図はこの発明の他の実施例の制
御装置を示す構成図、第１０図は従来装置の構成図、第
１１図は電動機の電圧と電流の関係を示すベクトル図、
第１２図は第１０図に示した装置の動作を説明するため
のベクトル図、第１３図はサイリスタの電圧波形図であ
る。 (1)は第１の電力変換器、(2)は第２の電力変換器、(3)
は交流電動機（同期電動機）、(4)は位置検出器、(18)
は力率角指令回路、(19)は無負荷端子電圧指令回路、(2
0)はベクトル演算器、(201)は相差角演算テーブル、(20
2)は端子電圧演算器、(203)は無負荷飽和曲線テーブ
ル、(204)はｄ軸成分磁化電流演算器、(205)はｑ軸電機
子反作用電圧演算器、(206)は界磁電流演算器、(207)は
界磁電流指令発生回路（加算器）、(208)は転流重なり
角演算器、(209)は位相指令発生回路（加算器）、(211)
は一次遅れ回路。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流の周波数変換を行う電力変換器と、前
記電力変換器の出力により駆動される交流電動機と、前
記交流電動機の端子電圧の位相を検出する端子電圧検出
器と、前記交流電動機の無負荷端子電圧の大きさを設定
する無負荷端子電圧指令回路と、前記交流電動機の力率
角を指令する力率角指令回路と、無負荷端子電圧指令信
号及び力率角指令信号にもとづき前記交流電動機の電機
子電流の大きさに応じて該交流電動機の界磁電流指令と
前記電力変換器の位相指令を出力するベクトル演算器を
備え、前記ベクトル演算器は、前記電機子電流の大きさ
に応じて前記交流電動機の端子電圧のベクトル軌跡が前
記無負荷端子電圧に対して垂直方向に推移するようなベ
クトル演算を行うためにｄ軸電機子反作用電圧のパーユ
ニツト値を入力して相差角を求める相差角演算テーブル
と、前記相差角と前記無負荷端子電圧信号により端子電
圧を求める端子電圧演算器と、前記端子電圧信号から磁
化電流を求める前記交流電動機の無負荷飽和曲線テーブ
ルと、前記相差角により前記磁化電流のｄ軸成分を求め
るｄ軸成分磁化電流演算器と、前記相差角、力率角及び
電機子電流によりｑ軸電機子反作用電圧を求めるｑ軸電
機子反作用電圧演算器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成
分を補償して打消す界磁電流成分を求める電機子反作用
補償の界磁電流演算器と、電機子反作用補償界磁電流信
号とｄ軸成分磁化電流を加算して前記界磁電流指令を発
生する界磁電流指令発生回路と、前記端子電圧信号と電
機子電流信号と力率角により転流重なり角を求める転流
重なり角演算器と、転流重なり角信号と力率角を加算し
て前記電力変換器の位相指令を発生する位相指令発生回
路を有し、前記相差角演算テーブルの電機子電流の入力
信号に、前記電動機のダンパー巻線と等価の時定数に設
定した一次遅れ要素をもたせたことを特徴とする交流電
動機の制御装置。