JPH0634614B2

JPH0634614B2 - 交流電動機の制御装置

Info

Publication number: JPH0634614B2
Application number: JP61280065A
Authority: JP
Inventors: 慎司城地
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1986-11-25
Filing date: 1986-11-25
Publication date: 1994-05-02
Anticipated expiration: 2009-05-02
Also published as: JPS63133886A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第９図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従来
の交流電動機の制御装置を示す構成図であり、第９図に
おいて、１は商用交流電源からの交流を直流に変換する
第１の変換器、２はその直流を可変周波の交流に変換す
る第２の変換器、３は同期電動機、Ｆはその同期電動機
の界磁巻線、４は同期電動機３の回転軸の回転角位置に
応じた位相の位置信号を出力する位置検出器、５は位置
検出器４の位置信号を電動機電機子電流の大きさに応じ
て移相し、第２の変換器２の転流進み角γを制御するγ
制御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第２の変
換器２のゲート信号を出力するゲート出力回路、７は速
度発電機、８は速度指令回路、９は速度指令回路８の速
度指令信号と速度発電機７の出力信号である速度帰還信
号を突き合わせ増幅する速度偏差増幅器、１０は第１の
変換器１の交流入力電流を検出する電流検出器、１１は
速度偏差増幅器９の出力信号と電流検出器１０の電流帰
還信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２は電
流偏差増幅器１１の出力信号に基き第１の変換器１の点
弧位相を制御するゲートパルス位相器、１３は界磁電流
Ｉｆの大きさを指令する指令信号Ifpを出力する界磁指
令回路、１４は界磁巻線Ｆに界磁電流Ｉｆを供給するサ
イリスタ回路１７の交流入力電流の大きさを検出する電
流検出器、１５は界磁電流指令Ifpと電流検出器１４の
出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１６は
サイリスタ回路１７の点弧位相を制御するゲートパルス
位相器である。

上記付号７〜１２を付した構成要素は、速度偏差に応じ
て第１の変換器１の入力電流、すなわちこれと比例関係
にある電動機３の電機子電流の大きさを制御する速度制
御回路を、付号４〜６を付した構成要素は電流検出器１
０の出力信号、すなわち電機子電流に応じて第２の変換
器２の転流進み角γを制御する転流進み角制御回路、付
号１３〜１７を付した構成要素は界磁電流Ｉｆが界磁指
令信号Ifpに比例して流れるようにする界磁制御回路
を、それぞれ構成する。

これら各回路の動作は既に周知のいわゆるサイリスタモ
ータ装置と同様であるから詳細説明を省略する。

第１０図は第９図における電動機３の電圧と電流の関係
を示すベクトル図である。第１０図において、（ａ）は
無負荷時、（ｂ）は界磁電流Ｉｆを一定に保ち、力率が
一定となるように転流進み角γを制御した場合の負荷
時、（ｃ）は別途界磁電流Ｉｆを電機子電流Ｉａに比例
するように制御し、転流進み角γを一定にして運転した
時のベクトル図である。

第１０図（ｂ）から明らかなように、たとえ力率を所定
の値に保てたとしても、端子電圧Ｖは電機子電流Ｉａの
増加（Ia₁からIa₂）に伴ない低下（Ｖ_１からＶ_２）す
る。この電圧低下により、第２の変換器２における転流
可能な最大電流値が低下する。その結果、電動機３から
十分な出力を得ることができない。

第１０図（ｃ）の場合は、電機子電流Ｉａの増加（Ia₁
からIa₂）に伴なって端子電圧Ｖが上昇（Ｖ_１から
Ｖ_２）するので、同図（ｂ）のような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器２のサイリスタに高耐圧のも
のが必要になる。また、電動機自体が磁気飽和を起すた
め、期待されるほど大きな出力が得られなくなることが
ある。さらに、軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結
果、それに伴ない第１の変換器１の力率（電源力率）が
低下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、前記の公報には、
端子電圧と同期リアクタンス降下分をベクトル的に加算
して得られる無負荷誘起電圧Ｅ_０の大きさと、この無負
荷誘起電圧Ｅ_０と電機子電流Ｉａの位相差を制御するこ
とにより、端子電圧を電機子電流に対して無関係に一定
に制御する方式が詳細に述べられている。

第１１図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、こ
こでは簡単にこの動作を説明する。端子電圧Ｖ_Ｍを一定
にするために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷
誘起電圧Ｅ_０の大きさ及び該Ｅ_０と端子電圧の位相差θ
（相差角）を制御するとともに電機子電流Ｉａと端子電
圧Ｖの位相差φが一定となるように、φ＋θの関係を保
持しつつ第２の変換器の位相（φ＋θ）を制御してい
る。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、３０゜毎に転流を行うために、他相の転流
の影響により第１２図に示すようにアーム素子であるサ
イリスタの逆電圧期間はγ＞３０゜であっても３０゜−
ｕになり、第２の変換器の安定な転流を行なわせるため
にはこの転流重なり角を電機子電流の増加に対して非常
に大きくならないような端子電圧の設定が必要になる。

また、この電圧を精度よく制御するためには、交流電動
機３の磁気飽和特性を考慮しなければならず、前記公報
に示す従来装置は精度の点で問題がある。

また、発電制動時、交流電動機の過励磁による電動機端
子電圧の飽和を防ぐため、Ｖ_Ｍ（電動機端子電圧）／f_M
（電動機周波数）＝一定に制御するのが望ましいが、従
来装置は発電制動時の界磁電流基準発生に特別な装置を
設ける必要がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られない。また、発電制動時、電機子端子電圧／
電動機周波数＝一定にするための界磁電流制御ができな
いなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることがで
き、また、発電制動時、電動機端子電圧／電動機周波数
＝一定にすることができる交流電動機の制御装置を得る
ことを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、無負荷端子電
圧指令回路の指令信号及び力率角指令回路の指令信号に
もとづき交流電動機の電機子電流に応じて端子電圧と無
負荷誘起電圧の位相差θ（相差角）と界磁電流を制御す
るとともに、端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確
保できるように制御するベクトル演算器と、第２の変換
器の直流電圧制御回路と、電動機の端子電圧制御回路
と、交流電動機の発電制動時、必要な発電制動用抵抗を
該交流電動機端子を接続するスイッチを具備したもので
ある。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、上記界磁電流は端子電圧を生じる
ための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する軸
（ｑ軸）に生じる電機子反作用電力成分を補償するため
の界磁電流成分との和により制御し、また、直流電圧制
御回路により第２の変換器の点弧位相を補正制御して端
子電圧制御回路で界磁電流の補正制御し、交流電動機の
発電制動時、交流電流機端子に発電制動用抵抗を接続し
たことにより、電動機端子電圧／電動機周波数が一定に
制御する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１８は電動機３の端子電圧に対する電機子
電流の進み角（力率角）φを指令する力率角指令回路、
１９は電動機３の無負荷時の端子電圧を指令する無負荷
端子電圧指令回路、２０はベクトル演算器であって、上
記の力率角指令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路１
９の指令と電機子電流Ｉａが入力され、界磁電流指令If
p及び第２の変換器２の位相指令βを出力する。34は位
相制御回路であって、位置検出器４及びこのベクトル演
算器２０の指令にもとづき、第２の電力変換器２の導通
位相角を制御する。

２１は直流電圧指令回路であって、電機子電流信号Ｉａ
と、電動機３の端子電圧を検出をするＰＴ３２及び電圧
検出回路３３の出力信号である端子電圧信号Ｖfbと、ベ
クトル演算器２０から転流進み角γが入力され直流電圧
指令Erefを出力する。２２は直流電圧偏差増幅器であっ
て、第２の変換器２の直流電圧検出器３１の出力信号で
ある直流電圧信号Efbと前記直流電圧指令Erefとの偏差
を増幅する。

２３は第１のスイッチであって、速度及び電機子電流の
レベルを判別する第１のレベル判別器24によって開閉が
制御され、前記直流電圧偏差増幅器２２の出力信号を入
切する。

２５は第１の加算器であって、前記第１のスイッチ２３
の出力信号とベクトル演算器２０の出力信号を加算し、
その出力を位相制御回路３４に位相指令βとして与え
る。

２６は端子電圧指令回路であって、ベクトル演算器２０
の端子電圧Ｖと電機子電流信号Ｉａが入力され、端子電
圧指令Vrefを出力する。

２７は端子電圧偏差増幅器であって、端子電圧検出器３
３の出力信号である端子電圧信号Vfbと前記端子電圧指
令回路２６の端子電圧指令Vrefとの偏差を増幅する。

２８は第２のスイッチであって、速度のレベルを判別す
る第２のレベル判別器２９によって開閉が制御され、前
記端子電圧偏差増幅器２７の出力信号を入切する。

３０は第２の加算器であって、前記第２のスイッチ２８
の出力信号とベクトル演算器２０の出力信号Ifpを加算
し、その出力を電流偏差増幅器１５に界磁電流指令とし
て与える。

３１は第２の変換器２の直流電圧検出器。

３２は電動機３の端子電圧を検出する変成器、３３はそ
の変成器の出力信号を直流として検出するダイオード整
流器、３６は発電制動時エネルギーを消費するための発
電制動用抵抗、３５は発電制動時、前記交流電動機３と
前記発電制動抵抗３６を接続するスイッチである。

第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示す。第２
図において、２０１は無負荷端子電圧Ｖ_０と電機子電流
Ｉａと力率角φにより相差角θを出力するθ関数テーブ
ル、２０２はこのθ関数テーブル２０１の出力と無負荷
端子電圧Ｖ_０により端子電圧Ｖを演算する端子電圧演算
回路、２０３はこの端子電圧演算回路２０２の出力信号
から磁化電流ｉμを演算する電動機３の無負荷飽和曲線
テーブル、２０４はこの無負荷飽和曲線テーブル２０３
の出力信号及びθより、磁化電流のｄ軸成分ｉμｄを出
力するｉμｄ演算回路、２０５は電機子電流Ｉａと力率
角φよりｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqを演算するEaq演
算回路、２０６はこのEaq演算回路２０５の出力信号よ
り電機子反作用の補償界磁電流成分ifaを演算するifa演
算回路、２０７はこのifa演算回路２０６及び上記ｉμ
ｄ演算回路２０４の出力信号を加算する界磁電流指令発
生回路としての加算器、２０８は端子電圧Ｖ及び力率角
φにより転流重なり角ｕを演算するｕ演算回路、２０９
はｕ演算回路２０８の出力信号u/2とと力率角φを加算
する加算器、２１０はこの加算器２０９の出力信号であ
る転流進み角γと相差角θを加算する加算器であり、こ
の加算器２０９，２１０で位相指令発生回路をなす。

次に、上記実施例の動作を第３図に示すベクトル図を参
照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向をｄ軸
とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ軸方向
に電動機３の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧Ｖ_０に対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移
するように制御することである。

端子電圧Ｖとｑ軸との位相差（相差角）をθ、電機子電
流Ｉａと端子電圧Ｖの位相差（力率角）をφとすれば、
端子電圧Ｖは無負荷端子電圧Ｖ_０とｄ軸方向に生じる電
機子反作用電圧成分Ead＝XaqIacos（φ＋θ）のベクト
ル和として求められ、次式の関係が成立する。

V₀tanθ＝XaqIacos（φ＋θ）………(1) （１）式を変形して（２）式を得る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧Ｖ_０に対する
ｄ軸電機子反作用電圧成分のパーユニット(perunit)値
を示している。θ関数テーブル２０１は力率角φをパラ
メータにして、から相差角θを求めるテーブルであり、（２）式の左辺
のperunit値を入力することにより、所定の力率角φに
対する相差角θを求めることができる。

第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖは相差角θの関数として次式より求められ
る。

Ｖ演算回路２０２は（３）式に従い端子電圧Ｖを演算す
る。

次に、この端子電圧Ｖに対して直交する方向に生じる磁
化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル２０３により求め
る。この無負荷飽和曲線テーブルはその一例を曲線１と
して第５図にグラフにして示すように、電動機３の磁気
飽和を考慮した所定の速度における誘起電圧と界磁電流
の関係を示すものであり、またこの磁化電流ｉμは電動
機３の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路２０４は（４）式の演算を
実行する。

ｉμｄ＝ｉμcosθ ……………(4) 一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Eaqは次式の関
係式で与えられ、Eaq演算回路２０５において演算され
る。

Eaq＝XadＩasin（φ＋θ）…………(5) このｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqはｄ軸方向の界磁電
流成分ifaによって補償するように制御される。この場
合の電機子反作用電圧成分Eaqから界磁電流成分ifaの変
換はifa演算回路２０６によって実行され、次式に示す
ように、第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Kfaを
係数にして変換される。

ifa＝Kfa・Eaq ……………(6) 上記（４）式及び（６）式に従って得られたｄ軸の界磁
電流成分ｉμｄ，ifaに加算器２０７により加算して、
次式のように界磁電流指令Ifpを得ている。

Ifp＝ｉμｄ＋ifa ……………(7) 第２の変換器２の位相指令βは、ｑ軸方向に対して次式
の関係式によって相差角θと力率角φ及び転流重なり角
ｕの和で与えられる。

このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器２の転流進
み角γは次のようになる。

ここで転流重なり角ｕは次式に示される。

なお、（１０）式は及び（９）式よりγを消去することにより得られる。ま
た、（１０）式は第２の変換器２の直流電流Idの関数に
なっているため、このIdを電機子電流の基本波実効値Ia
に変換する必要がある。電機子電流は転流重なり角ｕを
考慮すれば、第６図に示すように台形波状になり、この
ときの電機子電流の基本波実効値Iaは次のようにｕの関
数になる。

しかしながら、１２相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角ｕは一般に２０゜〜２５゜に制御し
ないとサイリスタのターンオフのための逆電圧期間を確
保できなくなる。この場合、（１１）式のは１〜０．９９２になり、実用上としても差し支えない。従って、（１０）式を変形すれ
ば、となり、この（１２）式に従ってｕ演算回路２０８は演
算を実行する。

以上のように、この発明のものは（１）〜（３）式のベ
クトル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流
余裕角（逆電圧印加期間）３０゜−ｕを確保するために
は、上記力率角φ及び無負荷端子電圧Ｖ_０を適当な値に
選択すればよい。

位相制御回路３４はｑ軸方向に同一位相に設定された位
置検出器４の出力信号に対して位相指令β分だけ進める
ような位相動作を行えばよく、この位相制御方式は種々
のものが実用化されており、公知の技術であるためここ
では説明を省略する。

しかしながら、ベクトル演算器２０の演算精度及び演算
時間の影響により、実際の端子電圧Ｖの大きさと位相が
ベクトル演算器２０の演算信号と異なる場合が生じる。
この演算誤差と応答の遅れを補正する手段として直流電
圧偏差増幅器２２と端子電圧偏差増幅器２７を設けてい
る。直流電圧指令Erefは次の式により直流電圧指令回路
２１で演算される。

ここで、Ｉｄは第２の変換器２の直流電流信号であり、
（１１）式の近似値である換算式に従い、電機子電流信号Ｉａにより求める。（１３）式
の右辺の第２項は転流電圧降下成分を示し、第３項は電
機子抵抗raの降下分を示している。

なお、右辺の第１項のVfbは端子電圧検出器３３の出力
信号であり、電動機３の端子電圧の実際値に比例してお
り、第１項は転流電圧及び抵抗降下分を無視したときの
第２の電力変換器２の直流電圧の平均値である。

直流電圧値差増幅器２２は直流電圧指令Erefに対して直
流電圧検出信号Efbが等しくなるようにその偏差を増幅
し、その出力は第１のスイッチ２３を介して第１の加算
器２５でベクトル演算器２０の位相指令βと加算されて
位相制御回路３４に与えられる。

この直流電圧偏差増幅器２２の出力信号は第２の変換器
２の位相制御角の補正信号として働き、第２の変換器２
の直流電圧が直流電圧指令Erefに追従するようになる。
このようにして、（１３）式で示されるように第２の変
換器２の転流進み角γが所定値に制御されるため、転流
失敗が防止できる。

なお、第１のスイッチ２３は電動機３の速度が所定の速
度以上あるいは電機子電流が所定の値以上のときに閉路
される。極低速領域では端子電圧のレベルが非常に低く
なり、端子電圧検出器３３としてＰＴ３２の出力をダイ
オードブリッジ回路で整流して検出する場合にはそのダ
イオードの降下分により端子電圧の検出精度が悪くな
る。

また、電機子電流が極端に小さい場合にはその脈動成分
により電流の断続現象が生じて、第１及び第２の変換器
１，２のアームサイリスタがオフしてしまい、第２の変
換器２の直流電圧が電流断続のタイミング毎に零になっ
て、（１３）式の関係式が成立しなくなる。これらの現
象を防止するために第１のレベル判別器２４によって、
速度および電機子電流のレベルを判別して開閉される第
１のスイッチ２３を設けており、低速あるいは電機子電
流が小さいときには直流電圧偏差増幅器２２の出力信号
をオフするようにしている。

端子電圧指令Vrefは次の式により端子電圧指令回路２６
で演算される。

Vref＝Ｖ＋raＩａ ……………(14) ここで、右辺の第１項はベクトル演算器２０の端子電圧
の演算値であり、第２項は電動機３の電機子抵抗raの降
下分を示している。端子電圧偏差増幅器２７はこの端子
電圧指令Vrefと端子電圧信号Vfbの偏差を増幅し、その
出力は第２のスイッチ２８を介して第２の加算器３０で
ベクトル演算器２０の界磁電流指令Ifpと加算されて界
磁電流偏差増幅器１５に与えられる。

この端子電圧偏差増幅器２７の出力信号は界磁電流指令
の補正信号として働き、電動機３の端子電圧が端子電圧
検出信号Vrefに追従するようになる。このようにして、
界磁電流指令Ifpの誤差による電動機３の端子電圧の変
動が防止でき、電動機３の出力の変動を抑制できる。

なお、第２のスイッチ２８は電動機３の速度が所定の速
度以上のときにのみ、第２のレベル判別器２９によって
閉路される。これは前述のように速度が低い場合には端
子電圧信号Vfbの検出精度が悪くなるためである。

また、発電制動時は、第１の電力変換器１及び第２の電
力変換器２のゲートしゃ断を行った後、電動機端子過電
圧を防ぐため、界磁電流Ｉｆ＝０制御を行って、交流電
動機３の端子をスイッチ３５を閉じることにより発電制
動抵抗３６に接続する。

次に界磁電流基準をランプ状（３０PU／Ｓ程度の傾き、
ＰＵ＝定格界磁電流）に入力して界磁電流を流すことに
より、磁束が発生し、発電が始まり、発電制動用抵抗３
６によって、その発電エネルギーが消費され、交流電動
機３の持つ速度エネルギーが熱エネルギーと変換され、
交流電動機３の速度は低下、停止する。

ここで、第８図は、前記発電制動時、界磁電流Ｉｆを一
定に制御した場合の特性図であるが、発電制動用抵抗３
６に流れる電流（交流電動機３の電機子電流）が減少
し、電機子反作用が減少しているにもかかわらず、界磁
電流を一定に流しているため交流電動機３は過励磁状態
となり、電動機端子電圧が電動機周波数に比例せず飽和
している。

そこで、発電制動時、前記第２図に示すベクトル演算器
２０により界磁電流指令Ifp及び端子電圧Ｖを演算し、
演算結果による端子電圧制御（端子電圧制御器２７）、
界磁電流制御（界磁電流制御器１５）を行うことによ
り、に制御し、第７図に示す発電制動特性とした。

ここで、ベクトル演算器２０における演算結果、つま
り、界磁電流指令Ifp及び端子電圧Ｖは、第２図におい
て、速度フィードバック信号に比例した無負荷端子電圧
Ｖ_０を入力し、電機子電流Ｉ_０（発電制動抵抗に流れる
電流Ｉ_Ｒ）を入力する。発電制動時、電機子リーケッジ
リアクタンスω1aは発電制動抵抗Ｒに対してω1a≪Ｒ、
故に力率角φは無視でき、力率１．０と考えφ＝０と
することにより、（２０−１）式の関係を保つ値とな
る。

なお、上記実施例で、定数Kad，Kaq，Kcは各々ｄ軸電機
子反作用リアクタンス、ｑ軸電機子反作用リアクタン
ス、転流リアクタンスを意味するものであり、これらの
定数は電動機３の周波数に比例して変化するため、説明
の都合上、省略したが、速度発電機７の出力信号に応じ
てテーブル等によって変化させるようにしたものであっ
てもよい。また、同様に、無負荷飽和曲線テーブル２０
３により、磁化電流ｉμを演算する場合、その入力信号
である端子電圧Ｖを電動機３の速度に反比例した信号に
変換して与えるようにしたものであってもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器２０の入力信号と
して電機子電流Ｉａの検出信号を用いたものを示した
が、速度偏差増幅器９の出力信号を用いたものであって
もよく、この場合には電機子電流Ｉａの検出信号と速度
偏差増幅器９の出力信号である電機子電流の基準信号と
の偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特性を
高めれば上記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例においてベクトル演算器２０の演算は
マイクロコンピュータ等でディジタル処理されるもので
あってよく、この場合にはアナログのものに比べて演算
精度が向上する。また、上記実施例では第１図において
第２の変換器２として６相整流回路のものを示したが、
この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成にし
て、１２相以上の整流回路に構成したものであっても、
上記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例において、データ読込器３６の動作及
びデータ補正器３６ｂの処理は、マイクロプロセッサの
割込機能を利用したものであっても上記実施例と同様の
効果を奏する。

また、上記実施例において、フイルタ３５は、割込信号
にて動作するソンプルホールドであっても上記実施例と
同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのテーブルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、磁化電流の演算
に無負荷飽和曲線を用いるとともに、直流電圧制御によ
り第２の変換器の位相角を補正し、かつ端子電圧制御に
より界磁電流を補正するようにしたので、装置の精度を
向上でき、また安定な転流動作を行えるものが得られ
る。また、発電制動時電動機端子電圧／電動機周波数＝
一定として過励磁による電動機端子電圧の飽和を防ぐな
どの効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル演算
器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明す
るためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、第
５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子電
流の波形図、第７図は発電制動時、ベクトル演算器にて
界磁電流制御を行ったときの発電制動特性、第８図はベ
クトル演算を行わず界磁電流一定状態に制御したときの
発電制動特性図、第９図は従来装置の構成図、第１０図
は電動機の電圧と電流の関係を示すベクトル図、第１１
図は第１図に示した装置の動作を説明するためのベクト
ル図、第１２図はサイリスタの電圧波形図である。１は第１の電力変換器、２は第２の電力変換器、３は交
流電動機（同期電動機）、４は位置検出器、１８は力率
角指令回路、１９は無負荷端子電圧指令回路、２０はベ
クトル演算器、２１は直流電圧指令回路、２２は直流電
圧制御回路（直流電圧偏差増幅器）、２６は端子電圧指
令回路、２７は端子電圧制御回路（端子電圧偏差増幅
器）、２０１は相差角演算テーブル、２０２は端子電圧
演算器、２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ
軸成分磁化電流演算器、２０５はｑ軸電流反作用電圧演
算器、２０６は界磁電流演算器、２０７は界磁電流指令
発生回路（加算器）、２０８は転流重なり角演算器、２
０９は位相指令発生回路（加算器）、３５はスイッチ、
３６は発電用制動抵抗。なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流の周波数変換を行う電力変換器と、前
記電力変換器の出力により駆動される交流電動機と、前
記交流電動機の回転位置に応じた位置信号を出力する位
置検出器と、前記電力変換器の直流電圧を検出する直流
電圧検出手段と、前記交流電動機の端子電圧を検出する
端子電圧検出手段と、前記交流電動機の界磁電流を制御
する界磁電流制御回路と、前記交流電動機の無負荷端子
電圧の大きさを設定する無負荷端子電圧指令回路と、前
記交流電動機の力率角を指令する力率角指令回路と、前
記無負荷端子電圧指令回路の指令信号及び前記力率角指
令回路の指令信号にもとづき前記交流電動機の電機子電
流の大きさに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記
電力変換器の位相指令を出力するベクトル演算器と、前
記電機子電流と前記端子電圧検出手段の出力信号と前記
ベクトル演算器の転流重なり角及び力率角の和の信号と
により直流電圧の演算を行う直流電圧指令回路と、前記
直流電圧指令回路の出力信号と前記直流電圧検出手段の
出力信号との偏差を増幅した信号を前記ベクトル演算器
の位相指令に加算して前記電力変換器の位相を制御する
直流電圧制御回路と、前記ベクトル演算器の端子電圧信
号と電機子電流により端子電圧の演算を行う端子電圧指
令回路と、前記端子電圧指令回路の出力信号と前記端子
電圧検出手段の出力信号との偏差を増幅した信号を前記
ベクトル演算器の界磁電流信号に加算して前記界磁電流
制御回路に界磁電流指令として与える端子電圧制御回路
と、前記交流電動機の発電制動時に発電制動用抵抗を該
交流電動機端子に接続するスイッチと、を備えた交流電
動機の制御装置。
【請求項２】電機子電流の大きさに応じて前記交流電動
機の端子電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端子電圧に対
して垂直方向に推移するようなベクトル演算を行うため
にｄ軸電機子反作用電圧のパーユニット値を入力して相
差角を求める相差角演算テーブルと、前記相差角と前記
無負荷端子電圧信号により端子電圧を求める端子電圧演
算器と、前記端子電圧信号から磁化電流を求める前記交
流電動機の無負荷飽和曲線テーブルと、前記相差角によ
り前記磁化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁化電流演
算器と、前記相差角、力率角及び電機子電流によりｑ軸
電機子反作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用電圧演算器
と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償して打消す界
磁電流成分を求める電機子反作用補償の界磁電流演算器
と、電機子反作用補償界磁電流信号とｄ軸成分磁化電流
を加算して前記界磁電流指令を発生する界磁電流指令発
生回路と、前記端子電圧信号と電機子電流信号と力率角
により転流重なり角を求める転流重なり角演算器と、転
流重なり角信号と力率角と相差角を加算して前記電力変
換器の位相指令を発生する位相指令発生回路とにより、
ベクトル演算器を構成したことを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載の交流電動機の制御装置。