JPS6256757B2 - - Google Patents
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- JPS6256757B2 JPS6256757B2 JP56181084A JP18108481A JPS6256757B2 JP S6256757 B2 JPS6256757 B2 JP S6256757B2 JP 56181084 A JP56181084 A JP 56181084A JP 18108481 A JP18108481 A JP 18108481A JP S6256757 B2 JPS6256757 B2 JP S6256757B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 7
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 14
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は無整流子電動機の制御方法、特に応答
性の向上が図られた電流形可変交流変換器（以下
単に電流形変換器という）採用の無整流子電動機
の制御方法の改良に関する。
性の向上が図られた電流形可変交流変換器（以下
単に電流形変換器という）採用の無整流子電動機
の制御方法の改良に関する。
一般に自制式電流形変換器を用いて同期電動機
を駆動する無整流子電動機装置においては、強制
転流回路を必要とせずに簡便な変換器構成となる
ことから、直流機装置に代わるものとして数多く
採用されている。
を駆動する無整流子電動機装置においては、強制
転流回路を必要とせずに簡便な変換器構成となる
ことから、直流機装置に代わるものとして数多く
採用されている。
この種の無整流子電動機制御において、同期電
動機は直流機と異なり電機子反作用によつて磁束
量が変動し磁束の軸も変わるため、トルクと電流
の対応が線形とならず、トルク制御を行なう場合
等に支障を生じるものとなる。
動機は直流機と異なり電機子反作用によつて磁束
量が変動し磁束の軸も変わるため、トルクと電流
の対応が線形とならず、トルク制御を行なう場合
等に支障を生じるものとなる。
これを解決し、さらに変換器の転流能力の向上
をはかるため、通常磁束量を一定に調節する界磁
電流制御と、出力電圧に対する出力電流の制御進
み角、あるいは転流余裕角を一定にする制御進み
角制御とを組合せ用いる方式などが適用されてい
る。しかしこのような従来方式によるものは、一
般に界磁巻線が大きなインダクタンスを有して界
磁を急変させることがむずかしく、また電流形変
換器は平滑リアクトルを有し、電源からみたイン
ピダンスが大きいために、入力電流もかなりの時
間的遅れを覚悟しなければならず、急激な負荷変
動、急加減速などにおける応答性の面で問題があ
つた。
をはかるため、通常磁束量を一定に調節する界磁
電流制御と、出力電圧に対する出力電流の制御進
み角、あるいは転流余裕角を一定にする制御進み
角制御とを組合せ用いる方式などが適用されてい
る。しかしこのような従来方式によるものは、一
般に界磁巻線が大きなインダクタンスを有して界
磁を急変させることがむずかしく、また電流形変
換器は平滑リアクトルを有し、電源からみたイン
ピダンスが大きいために、入力電流もかなりの時
間的遅れを覚悟しなければならず、急激な負荷変
動、急加減速などにおける応答性の面で問題があ
つた。
第１図は従来の無整流子電動機装置の一例を示
す系統図で、図中１はコンバータ１ａとインバー
タ１ｂ間に平滑リアクトル１ｃが挿入される電流
形変換器で、これはチヨツパとインバータあるい
はサイクロコンバータなどで構成される場合もあ
る。２は電流形変換器１の出力により駆動される
同期電動機、３は速度検出器、４は同期電動機２
の界磁巻線Ｆへの界磁電流を調節し、界磁電流の
調節機能を有する電力変換器である。５，５′，
５″は比較器、６は調節器、７は変流器、８は入
力電力調整用の移相器、８′は制御進み角制御用
の移相器を示し、９は磁束演算器である。
す系統図で、図中１はコンバータ１ａとインバー
タ１ｂ間に平滑リアクトル１ｃが挿入される電流
形変換器で、これはチヨツパとインバータあるい
はサイクロコンバータなどで構成される場合もあ
る。２は電流形変換器１の出力により駆動される
同期電動機、３は速度検出器、４は同期電動機２
の界磁巻線Ｆへの界磁電流を調節し、界磁電流の
調節機能を有する電力変換器である。５，５′，
５″は比較器、６は調節器、７は変流器、８は入
力電力調整用の移相器、８′は制御進み角制御用
の移相器を示し、９は磁束演算器である。
第１図において、速度設定値Ｎと速度検出器３
による速度検出値ｎが比較器５にて突合わされ、
その速度差分が速度調整増幅器としての調節器６
により電流指令値Ｉに変換され、さらにこの電流
指令値Ｉと変流器７による電流検出値ｉが比較器
５′で突合わされて、移相器８により、コンバー
タ１ａを制御する電流マイナーループをもつ。一
方のインバータ１ｂはモータ電圧ｖnに対する制
御進み角βが移相器８′により制御進み角設定値
β０に保たれる。また電力変換器４は、モータ電
圧ｖnと速度検出器３による速度検出値ｎから、
磁束演算器９により演算された磁束検出値Ψが、
磁束設定値Φと比較され、モータの磁束量がΦと
なるよう界磁電流を調節する。ここに磁束演算器
９は、前記モータ電圧ｖn，速度検出値ｎより
｛Ψ＝k1（ｖn／ｎ）｝（k1は比例定数）の演算を行
ない磁束量を検出する。
による速度検出値ｎが比較器５にて突合わされ、
その速度差分が速度調整増幅器としての調節器６
により電流指令値Ｉに変換され、さらにこの電流
指令値Ｉと変流器７による電流検出値ｉが比較器
５′で突合わされて、移相器８により、コンバー
タ１ａを制御する電流マイナーループをもつ。一
方のインバータ１ｂはモータ電圧ｖnに対する制
御進み角βが移相器８′により制御進み角設定値
β０に保たれる。また電力変換器４は、モータ電
圧ｖnと速度検出器３による速度検出値ｎから、
磁束演算器９により演算された磁束検出値Ψが、
磁束設定値Φと比較され、モータの磁束量がΦと
なるよう界磁電流を調節する。ここに磁束演算器
９は、前記モータ電圧ｖn，速度検出値ｎより
｛Ψ＝k1（ｖn／ｎ）｝（k1は比例定数）の演算を行
ない磁束量を検出する。
かくの如きものは、いま同期電動機２の発生す
るトルクτがモータ電流ｉnの転流重なり角を無
視することによつて｛τ＝k2Ψｉncosβ＝k3Ψ
icosβ｝（βは制御進み角、k2，k3は比例定数）
で表わせるものであり、制御進み角βが制御進み
角設定値β０に保たれて、磁束量も磁束設定値Φ
と等しくなるよう制御されるため、トルクτは定
常的に変流器７による電流検出値ｉに比例して、
電機子反作用補償と同等の効果が得られるものと
なる。しかし、過渡時の作用を見た場合、電流形
変換器態様の宿命として平滑リアクトル１ｃの如
き大きな遅れ要素を持つものであつて、実際の電
流が急変できず、界磁回路の磁束量の制御につい
てはさらに大きな遅れを伴うために、制御の応答
性がどうしても劣るものとなつてしまう。
るトルクτがモータ電流ｉnの転流重なり角を無
視することによつて｛τ＝k2Ψｉncosβ＝k3Ψ
icosβ｝（βは制御進み角、k2，k3は比例定数）
で表わせるものであり、制御進み角βが制御進み
角設定値β０に保たれて、磁束量も磁束設定値Φ
と等しくなるよう制御されるため、トルクτは定
常的に変流器７による電流検出値ｉに比例して、
電機子反作用補償と同等の効果が得られるものと
なる。しかし、過渡時の作用を見た場合、電流形
変換器態様の宿命として平滑リアクトル１ｃの如
き大きな遅れ要素を持つものであつて、実際の電
流が急変できず、界磁回路の磁束量の制御につい
てはさらに大きな遅れを伴うために、制御の応答
性がどうしても劣るものとなつてしまう。
本発明は上述したような点に鑑みて、電流遅れ
による過渡的トルク不足分を、制御進み角を制御
することにより補償して、検出器および演算器の
遅れ程度でトルク指令値に追随できる装置を実現
し得る方法を提供するものである。
による過渡的トルク不足分を、制御進み角を制御
することにより補償して、検出器および演算器の
遅れ程度でトルク指令値に追随できる装置を実現
し得る方法を提供するものである。
第２図は本発明による一実施例を示すもので、
５は比較器、６′は調節器、１０は微分器であ
る。図中第１図と同一符号のものは同じ機能をも
つ部分を示す。
５は比較器、６′は調節器、１０は微分器であ
る。図中第１図と同一符号のものは同じ機能をも
つ部分を示す。
すなわち微分器１０は、変流器７による電流検
出値ｉを微分演算し、電流微分値Δiを出力し、
さらにこの電流微分値Δiは調節器６′によりトル
ク補正相当の位相補正分Δβに変換される。比較
器５では制御進み角設定値β０と位相補正分Δ
βが突合され、その差分（β＝β０−Δβ）によ
り、制御進み角が制御される。
出値ｉを微分演算し、電流微分値Δiを出力し、
さらにこの電流微分値Δiは調節器６′によりトル
ク補正相当の位相補正分Δβに変換される。比較
器５では制御進み角設定値β０と位相補正分Δ
βが突合され、その差分（β＝β０−Δβ）によ
り、制御進み角が制御される。
第３図は本発明による他の一実施例を示すもの
で、１１は函数発生器、１２は同期電動機２の回
転子と固定子の相対位置を検出する分配器であ
り、図中第１図，第２図と同符号のものは同じ機
能をもつ部分を示す。第３図は分配器１２からの
信号を基準に制御進み角を制御する方式であり、
分配器信号に対する制御進み角設定値β０は電流
の函数となるため、変流器７による電流検出値ｉ
から函数発生器１１により所望の制御進み角設定
値β０を出力している。したがつて本発明による
電流微分値による位相補正は函数発生器１１の出
力信号β０に対して行なわれる。
で、１１は函数発生器、１２は同期電動機２の回
転子と固定子の相対位置を検出する分配器であ
り、図中第１図，第２図と同符号のものは同じ機
能をもつ部分を示す。第３図は分配器１２からの
信号を基準に制御進み角を制御する方式であり、
分配器信号に対する制御進み角設定値β０は電流
の函数となるため、変流器７による電流検出値ｉ
から函数発生器１１により所望の制御進み角設定
値β０を出力している。したがつて本発明による
電流微分値による位相補正は函数発生器１１の出
力信号β０に対して行なわれる。
第４図は従来の方法と比較して本発明の動作を
示したもので、第４図ａは従来の方法による動作
波形、第４図ｂは本発明による動作波形である。
第４図中、ａ―１，ｂ―１はトルク設定値、ａ―
２，ｂ―２は電流および電流微分値（破線）、ａ
―３，ｂ―３は制御進み角、ａ―４，ｂ―４はモ
ータの出力トルクであり、各波形とも横軸は時間
をあらわしている。
示したもので、第４図ａは従来の方法による動作
波形、第４図ｂは本発明による動作波形である。
第４図中、ａ―１，ｂ―１はトルク設定値、ａ―
２，ｂ―２は電流および電流微分値（破線）、ａ
―３，ｂ―３は制御進み角、ａ―４，ｂ―４はモ
ータの出力トルクであり、各波形とも横軸は時間
をあらわしている。
第４図ａに示すように従来の方法ではステツプ
状のトルク指令に対し電流は平滑リアクトルを含
めた回路インピダンスにより大幅に遅れるが、制
御進み角βは設定値β０に保たれるため、モータ
の出力トルクτ（τ＝k3Ψicosβ）の応答はａ―
４に示すように電流と同様の遅れをともない、即
応性を要求される負荷に対しては適用することが
できない。
状のトルク指令に対し電流は平滑リアクトルを含
めた回路インピダンスにより大幅に遅れるが、制
御進み角βは設定値β０に保たれるため、モータ
の出力トルクτ（τ＝k3Ψicosβ）の応答はａ―
４に示すように電流と同様の遅れをともない、即
応性を要求される負荷に対しては適用することが
できない。
これに対し本発明は、第４図ｂに示すようにス
テツプ状のトルク指令に対し、電流値は従来方式
と同様に遅れるが、電流検出値ｉより、第２図，
第３図の微分器１０により第４図ｂ―２破線で示
す電流微分値Δiを演算出力し、これによつてモ
ータの電圧に対する電流位相、すなわちインバー
タ１ｂの制御進み角βを変え、過渡時電流遅れに
よるトルク不足分を補償している。すなわち制御
進み角βは、第４図ｂ―３に示すように制御進み
角設定値β０に対し電流微分値Δi信号から求め
られた位相補償分Δβを差引いたβ＝β０−Δβ
に制御される。したがつてモータの出力トルクτ
はこの位相補償によつてτ＝k2Ψicosβ＝k2Ψ
icos（β０−Δβ）で表わされるごとく、電流遅
れによる不足分を補償され設定トルクに対して時
間遅れのごく少ない応答とすることができる。
テツプ状のトルク指令に対し、電流値は従来方式
と同様に遅れるが、電流検出値ｉより、第２図，
第３図の微分器１０により第４図ｂ―２破線で示
す電流微分値Δiを演算出力し、これによつてモ
ータの電圧に対する電流位相、すなわちインバー
タ１ｂの制御進み角βを変え、過渡時電流遅れに
よるトルク不足分を補償している。すなわち制御
進み角βは、第４図ｂ―３に示すように制御進み
角設定値β０に対し電流微分値Δi信号から求め
られた位相補償分Δβを差引いたβ＝β０−Δβ
に制御される。したがつてモータの出力トルクτ
はこの位相補償によつてτ＝k2Ψicosβ＝k2Ψ
icos（β０−Δβ）で表わされるごとく、電流遅
れによる不足分を補償され設定トルクに対して時
間遅れのごく少ない応答とすることができる。
以上のごとく本発明は、ステツプ状変化のトル
ク指令より出力トルクが指令値に等しくなるよう
インバータ１ｂの制御進み角βを制御する機能を
有する。ここに第４図のごとき加速トルク指令の
場合を例にとれば、その加速指令に応じて一時的
に制御進み角を絞りこみ、電流の立上りにしたが
つて次第に制御進み角設定値β０に復帰せしめる
よう作用し得るものとなる。したがつて過渡時に
電流の遅れによるトルク不足分を制御進み角によ
つて補償して速応性の高い制御が実現でき、定常
時にはトルクと電流の対応が線形となつてトルク
制御などの適用において高精度運転を実現でき
る。
ク指令より出力トルクが指令値に等しくなるよう
インバータ１ｂの制御進み角βを制御する機能を
有する。ここに第４図のごとき加速トルク指令の
場合を例にとれば、その加速指令に応じて一時的
に制御進み角を絞りこみ、電流の立上りにしたが
つて次第に制御進み角設定値β０に復帰せしめる
よう作用し得るものとなる。したがつて過渡時に
電流の遅れによるトルク不足分を制御進み角によ
つて補償して速応性の高い制御が実現でき、定常
時にはトルクと電流の対応が線形となつてトルク
制御などの適用において高精度運転を実現でき
る。
なお上述の本発明の説明では、電流形変換器１
の入力電流の微分値を検出した例について説明し
たが、平滑リアクトル１ｃを流れる電流もしくは
電流形変換器１の出力電流の微分値を検出するよ
うにしても良い。
の入力電流の微分値を検出した例について説明し
たが、平滑リアクトル１ｃを流れる電流もしくは
電流形変換器１の出力電流の微分値を検出するよ
うにしても良い。
以上説明したように本発明によれば、無整流子
電動機装置の大きな欠点であつた制御における応
答性が著るしく改善され、直流機運転に劣らない
速応性を有するメインテナンスフリーで格別な可
変速システムを提供できる。
電動機装置の大きな欠点であつた制御における応
答性が著るしく改善され、直流機運転に劣らない
速応性を有するメインテナンスフリーで格別な可
変速システムを提供できる。
第１図は従来の無整流子電動機装置の一例を示
すブロツク図、第２図は本発明の一実施例を示す
ブロツク図、第３図は本発明の他の実施例を示す
ブロツク図、第４図は動作波形図で、第４図ａは
従来の方法による動作波形、第４図ｂは本発明に
よる動作波形である。 １……電流形変換器、２……同期電動機、３…
…速度検出器、４……電力変換器、５，５′，
５″，５……比較器、６，６′……調節器、８，
８′……移相器、９……磁束演算器、１０……微
分器、１１……函数発生器、１２……分配器。
すブロツク図、第２図は本発明の一実施例を示す
ブロツク図、第３図は本発明の他の実施例を示す
ブロツク図、第４図は動作波形図で、第４図ａは
従来の方法による動作波形、第４図ｂは本発明に
よる動作波形である。 １……電流形変換器、２……同期電動機、３…
…速度検出器、４……電力変換器、５，５′，
５″，５……比較器、６，６′……調節器、８，
８′……移相器、９……磁束演算器、１０……微
分器、１１……函数発生器、１２……分配器。
Claims (1)
- １ 入力電流制御機能と、出力電圧に対する出力
電流の制御進み角を制御する機能をもつ電流形可
変交流変換器の出力を供給して同期電動機を制御
する方法において、前記可変交流変換器の入力電
流もしくは出力電流の微分値を検出し、前記制御
進み角の設定値に対し、前記電流微分値によつて
位相補償をし、前記制御進み角を制御するように
したことを特徴とする無整流子電動機の制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56181084A JPS5883596A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 無整流子電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56181084A JPS5883596A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 無整流子電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5883596A JPS5883596A (ja) | 1983-05-19 |
| JPS6256757B2 true JPS6256757B2 (ja) | 1987-11-27 |
Family
ID=16094529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56181084A Granted JPS5883596A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 無整流子電動機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5883596A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0728543B2 (ja) * | 1983-11-05 | 1995-03-29 | 株式会社東芝 | 交流電動機の制御装置 |
| JPH0728544B2 (ja) * | 1984-05-04 | 1995-03-29 | 株式会社東芝 | 交流電動機の制御装置 |
-
1981
- 1981-11-13 JP JP56181084A patent/JPS5883596A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5883596A (ja) | 1983-05-19 |
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