JPS6024676B2 - 永久磁石同期電動機を制御する装置 - Google Patents
永久磁石同期電動機を制御する装置Info
- Publication number
- JPS6024676B2 JPS6024676B2 JP57077604A JP7760482A JPS6024676B2 JP S6024676 B2 JPS6024676 B2 JP S6024676B2 JP 57077604 A JP57077604 A JP 57077604A JP 7760482 A JP7760482 A JP 7760482A JP S6024676 B2 JPS6024676 B2 JP S6024676B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- phase
- phasor
- current
- command
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title claims description 15
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 51
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 210000005069 ears Anatomy 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は全般的に永久磁石形交流同期電動機を制御す
る装置、更に具体的に云えば、機械的な鞠位置感知装置
を必要とせずに、強制転流式ィンバータから給電される
永久磁石形交流同期電動機を制御することに関する。
る装置、更に具体的に云えば、機械的な鞠位置感知装置
を必要とせずに、強制転流式ィンバータから給電される
永久磁石形交流同期電動機を制御することに関する。
永久磁石形交流同期電動機を制御する装置は、電動機の
界磁を制御することが出釆ないこと、並びに強制転流式
ィンバータを使う時は、電動機の運転が進み又は遅れ力
率様式のいずれかになり得ることに適応し得るものでな
ければならない。
界磁を制御することが出釆ないこと、並びに強制転流式
ィンバータを使う時は、電動機の運転が進み又は遅れ力
率様式のいずれかになり得ることに適応し得るものでな
ければならない。
望ましい運転様式は、電動機の効率を最適にする為に、
小さな遅れ力率から小さな進み力率までの範囲で運転す
ることであろう。また、米国特許第４２５８３０２号に
記載のような機械的な鞠位置感知装置を必要としない角
度制御装置を使うことも望ましい。然し、従来の角度制
御装置は、進み力率だけ又は遅れ力率だけで動作するも
のであった。誘導電動機では、電動機電流は常に電圧よ
り遅れている。従って、固定子電流と空隙磁束の間の電
気角は常に一９０ｏ乃至十９００の範囲内にあり、負の
角度は発電動作、正の角度は電動機（力行）動作を表わ
す。同期電動機に給電する負荷転流式ィンバータでは、
負荷の転流を保つ為に、固定子電流は電圧より進んでい
なければならす、この為、電動機を遅れ様式で運転する
ことが出来ない。
小さな遅れ力率から小さな進み力率までの範囲で運転す
ることであろう。また、米国特許第４２５８３０２号に
記載のような機械的な鞠位置感知装置を必要としない角
度制御装置を使うことも望ましい。然し、従来の角度制
御装置は、進み力率だけ又は遅れ力率だけで動作するも
のであった。誘導電動機では、電動機電流は常に電圧よ
り遅れている。従って、固定子電流と空隙磁束の間の電
気角は常に一９０ｏ乃至十９００の範囲内にあり、負の
角度は発電動作、正の角度は電動機（力行）動作を表わ
す。同期電動機に給電する負荷転流式ィンバータでは、
負荷の転流を保つ為に、固定子電流は電圧より進んでい
なければならす、この為、電動機を遅れ様式で運転する
ことが出来ない。
固定子爵流と空隙磁束の間の電気角は常に９００より大
きく、１８００より小さい。然し、強制転流式ィンバー
タを用いて永久磁石形電動機を運転する場合、ィンバー
タから供給される電圧が逆起電力に較べて比較的大きい
と、固定子電流と空隙磁束の間の電気角が９００より小
さくなる。
きく、１８００より小さい。然し、強制転流式ィンバー
タを用いて永久磁石形電動機を運転する場合、ィンバー
タから供給される電圧が逆起電力に較べて比較的大きい
と、固定子電流と空隙磁束の間の電気角が９００より小
さくなる。
同じトルク出力を保ちながらィンバータの出力電圧を下
げると、固定子電流は、固定子電圧と同相になり、その
後空隙磁束に対する電気角が９ｏｏ より大きくなるこ
とがある。電気角の正弦が角度制御装置の角度婦環信号
として使われていると、８が９００より小さい値から９
００より大きい値になると、正弦関数の勾配が変わり、
それを帰糠ループに使うには不遜当になる。永久磁石形
電動機に伴う別の難点は、高速の時、電動機の逆起電力
が給電電圧より高くなり、進み力率になることである。
この発明の目的は、強制転流式ィンバータと共に使うの
に適していて、機械的な鞠位置感知装置を必要とせず、
１に近い力率の運転が達成し得る様に、電動機の電気角
を適応形で制御しながら、無負荷から最大負荷までの動
作を制御し得る永久磁石形同期電動機制御装置を提供す
ることである。
げると、固定子電流は、固定子電圧と同相になり、その
後空隙磁束に対する電気角が９ｏｏ より大きくなるこ
とがある。電気角の正弦が角度制御装置の角度婦環信号
として使われていると、８が９００より小さい値から９
００より大きい値になると、正弦関数の勾配が変わり、
それを帰糠ループに使うには不遜当になる。永久磁石形
電動機に伴う別の難点は、高速の時、電動機の逆起電力
が給電電圧より高くなり、進み力率になることである。
この発明の目的は、強制転流式ィンバータと共に使うの
に適していて、機械的な鞠位置感知装置を必要とせず、
１に近い力率の運転が達成し得る様に、電動機の電気角
を適応形で制御しながら、無負荷から最大負荷までの動
作を制御し得る永久磁石形同期電動機制御装置を提供す
ることである。
この発明の１実施例では、永久磁石形同期電動機に電流
制御形ＰＷＭィンバータから可変周波数の電力を供給す
る。
制御形ＰＷＭィンバータから可変周波数の電力を供給す
る。
電流制御形ＰＷＭィンバータが、強制転流式ィンバータ
と、電動機の各相に対して１つずつ設けられた複数個の
電流調整器と、周波数入力及び電流大きさ入力を要求す
る多相波形発生器とを有する。波形発生器が各々の電流
調整器に対して基準波形を供給する。各々の電流調整器
が電動機電流を対応する基準波形と比較し、電動機に供
給される電流の実際の分布が予定の不惑帯内に局限され
る様に、ィンバータの対応する相のスイッチングを制御
する。制御ループによりィンバー夕の周波数を調整し、
電動機とィンバータの同期を保つ。トルク指令が関数発
生器を介して送られ、電流指令の大きさを定める。制御
ループは電動機の磁束フェーザを測定し、この電動機の
磁束フェーザ（ｐｈａｓｏｒ，位相ベクトル）を典型的
には３０ｏの予定の角度だけ回転させ、回転させた磁束
フェーザと固定子電流フェーザとの間の角度の正弦（こ
れは電気角帰還信号として使われる）が、電動機の運転
中、単調（ｍｏｎｏのｎｊｃ）にとどまる様にする。
と、電動機の各相に対して１つずつ設けられた複数個の
電流調整器と、周波数入力及び電流大きさ入力を要求す
る多相波形発生器とを有する。波形発生器が各々の電流
調整器に対して基準波形を供給する。各々の電流調整器
が電動機電流を対応する基準波形と比較し、電動機に供
給される電流の実際の分布が予定の不惑帯内に局限され
る様に、ィンバータの対応する相のスイッチングを制御
する。制御ループによりィンバー夕の周波数を調整し、
電動機とィンバータの同期を保つ。トルク指令が関数発
生器を介して送られ、電流指令の大きさを定める。制御
ループは電動機の磁束フェーザを測定し、この電動機の
磁束フェーザ（ｐｈａｓｏｒ，位相ベクトル）を典型的
には３０ｏの予定の角度だけ回転させ、回転させた磁束
フェーザと固定子電流フェーザとの間の角度の正弦（こ
れは電気角帰還信号として使われる）が、電動機の運転
中、単調（ｍｏｎｏのｎｊｃ）にとどまる様にする。
３０ｏの移相により、制動動作では限られた範囲で動作
が出来る様にすると共に、電動機動作の範囲の略全体に
わたって運転出来る様にする。
が出来る様にすると共に、電動機動作の範囲の略全体に
わたって運転出来る様にする。
利用者によって指示されたトルクと電動機の実際のトル
クとの間の差から電気角指令信号が決定され、電気角婦
環信号と比較されて、波形発生器に対する周波数指令′
を発生する。この発明の新規な特徴は特許請求の範囲に
具体的に記載してあるが、この発明の構成、作用並びに
その他の目的及び利点は、以下図面について説明する所
から、更によく理解されよう。
クとの間の差から電気角指令信号が決定され、電気角婦
環信号と比較されて、波形発生器に対する周波数指令′
を発生する。この発明の新規な特徴は特許請求の範囲に
具体的に記載してあるが、この発明の構成、作用並びに
その他の目的及び利点は、以下図面について説明する所
から、更によく理解されよう。
第１図について説明すると、永久磁石形同期電動機４に
、電流制御形パルス幅変調式ィンバータ６から可変周波
数の交流電力が供給される。
、電流制御形パルス幅変調式ィンバータ６から可変周波
数の交流電力が供給される。
電流制御形パルス幅変調式ィンバータが、好ましくはト
ランジスタ化した強制転流式インバータ８と、該ィンバ
ータに結合された直流電源１０と、波形発生器１２と、
電動機の各相に対して１つずつ設けられた複数個の電流
調整器とで構成される。図示の３相電動機の場合、波形
発生器は３相基準波形、好ましくは正弦波形を指令され
た周波数並びに指令された電流の大きさで、３つの電流
調整器１４，１６，１８に対して供給する。波形発生器
の各相が夫々１つの電流調整器に結合される。
‐各々の電流調整器は、基準位相を、
電流感知装置２０，２２，２４の内の１つから得られた
電動機の対応する実際の電流と比較し、制御スイッチン
グ信号を発生する。
ランジスタ化した強制転流式インバータ８と、該ィンバ
ータに結合された直流電源１０と、波形発生器１２と、
電動機の各相に対して１つずつ設けられた複数個の電流
調整器とで構成される。図示の３相電動機の場合、波形
発生器は３相基準波形、好ましくは正弦波形を指令され
た周波数並びに指令された電流の大きさで、３つの電流
調整器１４，１６，１８に対して供給する。波形発生器
の各相が夫々１つの電流調整器に結合される。
‐各々の電流調整器は、基準位相を、
電流感知装置２０，２２，２４の内の１つから得られた
電動機の対応する実際の電流と比較し、制御スイッチン
グ信号を発生する。
このスイッチング信号がィンバータの対応する相に結合
れ、電動機に供総合される電流の実際の分布が予定の不
感帯内に局限されたままになる様にする。ィンバータの
各相は他の相とは独立に制御される。ィンバータのチョ
ツパ周波数は、電流のリップルの大きさが事実上調整さ
れる様に、この比較に大きさの小さいヒステリシスを導
入することによって制御することが出来る。この電流制
御形パルス幅変調式ィンバータについて更に詳しいこと
は特願昭５５一１３球５び号を参照されたい。
れ、電動機に供総合される電流の実際の分布が予定の不
感帯内に局限されたままになる様にする。ィンバータの
各相は他の相とは独立に制御される。ィンバータのチョ
ツパ周波数は、電流のリップルの大きさが事実上調整さ
れる様に、この比較に大きさの小さいヒステリシスを導
入することによって制御することが出来る。この電流制
御形パルス幅変調式ィンバータについて更に詳しいこと
は特願昭５５一１３球５び号を参照されたい。
制御ループが、波形発生器１２に対する周波数指令を発
生することにより、インバータの周波数を調整し、電動
機の同期を保つ。
生することにより、インバータの周波数を調整し、電動
機の同期を保つ。
制御ループは磁束測定回路３０，３２，３４を持ち、そ
の各々は電動機の線路電圧及び電流を入力とする。磁束
測定回路は、略滑らかで連続的な、正弦状の空隙磁束信
号を各相毎に発生する。この磁束測定回路の詳細は米国
特許第４２４５１８１号に記載されている。空隙磁束感
知コイルを使っても、空隙磁束を測定することが出来る
。感知コイルの作り方並びに主巻線を妨害せずに電動機
にそれを挿入する方法は、米国特許第４０１１４８計号
‘こ記載されている。磁束測定回路から供給される各相
の空隙磁束が、直軸ｄ及び機軸ｑと夫々呼ぶ２つの直交
軸線に沿った等価な２相変数に変換される。第１図及び
第２Ａ図及び第２Ｂ図では、機軸が電動機の回転子の１
つの磁極に設けられた１相の固定子巻線の磁束帯の中心
線と一致する様に選ばれており、この機軸は順万向の回
転方向に見て、回転子のｄ軸より９００進んでいる。３
相空隙磁束の藤軸成分ＪｍｐがＡ相磁束信号として表わ
されており、直軸成分心ｍｄはＢ相及びＣ相の磁束の差
から求められ、これは加算器３６と、ブロック３８で比
例定数１／ノ３を掛けることによって得られる。
の各々は電動機の線路電圧及び電流を入力とする。磁束
測定回路は、略滑らかで連続的な、正弦状の空隙磁束信
号を各相毎に発生する。この磁束測定回路の詳細は米国
特許第４２４５１８１号に記載されている。空隙磁束感
知コイルを使っても、空隙磁束を測定することが出来る
。感知コイルの作り方並びに主巻線を妨害せずに電動機
にそれを挿入する方法は、米国特許第４０１１４８計号
‘こ記載されている。磁束測定回路から供給される各相
の空隙磁束が、直軸ｄ及び機軸ｑと夫々呼ぶ２つの直交
軸線に沿った等価な２相変数に変換される。第１図及び
第２Ａ図及び第２Ｂ図では、機軸が電動機の回転子の１
つの磁極に設けられた１相の固定子巻線の磁束帯の中心
線と一致する様に選ばれており、この機軸は順万向の回
転方向に見て、回転子のｄ軸より９００進んでいる。３
相空隙磁束の藤軸成分ＪｍｐがＡ相磁束信号として表わ
されており、直軸成分心ｍｄはＢ相及びＣ相の磁束の差
から求められ、これは加算器３６と、ブロック３８で比
例定数１／ノ３を掛けることによって得られる。
この後、２相磁束帰還変数が予定の角度Ｑだけ回転させ
られる。フェーザの回転方程式はベクトルの回転方程式
と同じであるが、ベクトル形式では次の様に表わすこと
が出釆る。ここで小′ｍｑ及びＪ′ｍｄは、回転した直
軸及び機軸に対する回転した構軸及び直藤磁束の新しい
値である。
られる。フェーザの回転方程式はベクトルの回転方程式
と同じであるが、ベクトル形式では次の様に表わすこと
が出釆る。ここで小′ｍｑ及びＪ′ｍｄは、回転した直
軸及び機軸に対する回転した構軸及び直藤磁束の新しい
値である。
Ｑは空隙磁束を回転させた電気角である。磁束測定回路
３０で得られた横軸磁束にブロック４０で乗数Ｋ，を乗
じ、ブロック３８からの横軸成分心ｍｑにブロック４２
で乗数Ｋ２を乗ずる。この両者の差が加算点４４で得ら
れ、これが回転した横軸成分心′ｍｑである。
３０で得られた横軸磁束にブロック４０で乗数Ｋ，を乗
じ、ブロック３８からの横軸成分心ｍｑにブロック４２
で乗数Ｋ２を乗ずる。この両者の差が加算点４４で得ら
れ、これが回転した横軸成分心′ｍｑである。
磁束測定回路３０からの横軸磁束小ｍｑがブロック４６
で乗数Ｋ２を乗じ、加算点５０でブロック３８からのＢ
相の直軸成分と加算され、回転した直軸成分心′ｍｄと
なる。ベクトル回転方程式から判る様に、Ｋ，はｃｏｓ
Ｑに等しく、Ｋ２はｓｉｎＱに等しい。回転した横藤磁
束成分に掛算器５２で固定子爵流道軸成分を乗ずる。固
定子電流直醸成分は、線路Ｂの電流から線路Ｃの電流を
加算器５４で差し引き、その差にブロック５６で１／ノ
３を乗ずることによって得られる。線路Ａの電流でもあ
る横軸成分に掛算器５８で回転した直軸磁束成分を案ず
る。掛算器５８の出力と掛算器５２の出力の間の差を加
算器６０で求め、この加算器６０の出力を割算器７０で
、空隙磁束の大きさで除す。空隙磁束の大きさは、フェ
ーザの加算を行い、加算器７４で、磁束の３相成分の絶
対値を求めることによって得られる。割算器７０の出力
をブロック７２で固定子電流の大きさで除す。固定子電
流の大きさは、加算器７６で、線路Ａ，Ｂ及びＣの電流
を加算することによって求める。ブロック７２の出力が
電気角帰還信号ｓｉｎ８である。ｓｉｎｏを電気角指令
信号ｓｍ８＊から差し引く。ｓｉｎ８＊は、オペレータ
によるトルク指令と電動機の実際のトルクとの間の差か
ら求められる。電動機の実際のトルクは、直流リンク電
流を利得ブロック２５に供給することによって得られる
。トルク誤差信号が、加算器６４で、オペレータによる
トルク指令から電動機の実際のトルクを差し引くことに
よって求められる。トルク誤差信号を利得ブロック６６
に供給することにより、電気角指令信号ｓｉｎ８＊が得
られる。オペレータによるトルク指令は関数発生器２８
にも送られる。
で乗数Ｋ２を乗じ、加算点５０でブロック３８からのＢ
相の直軸成分と加算され、回転した直軸成分心′ｍｄと
なる。ベクトル回転方程式から判る様に、Ｋ，はｃｏｓ
Ｑに等しく、Ｋ２はｓｉｎＱに等しい。回転した横藤磁
束成分に掛算器５２で固定子爵流道軸成分を乗ずる。固
定子電流直醸成分は、線路Ｂの電流から線路Ｃの電流を
加算器５４で差し引き、その差にブロック５６で１／ノ
３を乗ずることによって得られる。線路Ａの電流でもあ
る横軸成分に掛算器５８で回転した直軸磁束成分を案ず
る。掛算器５８の出力と掛算器５２の出力の間の差を加
算器６０で求め、この加算器６０の出力を割算器７０で
、空隙磁束の大きさで除す。空隙磁束の大きさは、フェ
ーザの加算を行い、加算器７４で、磁束の３相成分の絶
対値を求めることによって得られる。割算器７０の出力
をブロック７２で固定子電流の大きさで除す。固定子電
流の大きさは、加算器７６で、線路Ａ，Ｂ及びＣの電流
を加算することによって求める。ブロック７２の出力が
電気角帰還信号ｓｉｎ８である。ｓｉｎｏを電気角指令
信号ｓｍ８＊から差し引く。ｓｉｎ８＊は、オペレータ
によるトルク指令と電動機の実際のトルクとの間の差か
ら求められる。電動機の実際のトルクは、直流リンク電
流を利得ブロック２５に供給することによって得られる
。トルク誤差信号が、加算器６４で、オペレータによる
トルク指令から電動機の実際のトルクを差し引くことに
よって求められる。トルク誤差信号を利得ブロック６６
に供給することにより、電気角指令信号ｓｉｎ８＊が得
られる。オペレータによるトルク指令は関数発生器２８
にも送られる。
これは、波形発生器１２に対する電流指令の大きさを設
定するための片寄りを持つ単なる利得又は倍率を定める
ものであってよい。次に第２Ａ図及び第２８図について
制御装置の動作を説明する。第２Ａ図のフェーザ図（位
相ベクトル図）は、電動機が力率１で動作している時の
空隙磁束フェーザ及び固定子電流フェーザの相対的な位
置を示す。８が９０ｏより僅かに大きいことが判る。
定するための片寄りを持つ単なる利得又は倍率を定める
ものであってよい。次に第２Ａ図及び第２８図について
制御装置の動作を説明する。第２Ａ図のフェーザ図（位
相ベクトル図）は、電動機が力率１で動作している時の
空隙磁束フェーザ及び固定子電流フェーザの相対的な位
置を示す。８が９０ｏより僅かに大きいことが判る。
電動機が進み力率で運転されていれば、空隙磁束フェー
ザを固定子電流フェーザとの間の電気角のま明らかに９
０ｏを越え、正弦関数の勾配の変化によって帰還信号が
単調に増加しなくなるので、電気角婦環信号ｓｉｎのま
婦環信号として使えなくなる。空隙磁束フェーザ信号を
角度びだけ回転させることにより、電気角が、回転させ
た空隙磁束フェーザを基準として決定されるので、第２
Ａ図及び第２Ｂ図に示す様に、電動機は進み力率でも遅
れ力率でも運転することが出釆る。空隙磁束フェーザを
回転させず、この代りに単に電気帰還信号にバイアスを
加えた場合、電気角帰還信号にバィアスしただけでは非
直線動作になるので、満足な結果が得られない。
ザを固定子電流フェーザとの間の電気角のま明らかに９
０ｏを越え、正弦関数の勾配の変化によって帰還信号が
単調に増加しなくなるので、電気角婦環信号ｓｉｎのま
婦環信号として使えなくなる。空隙磁束フェーザ信号を
角度びだけ回転させることにより、電気角が、回転させ
た空隙磁束フェーザを基準として決定されるので、第２
Ａ図及び第２Ｂ図に示す様に、電動機は進み力率でも遅
れ力率でも運転することが出釆る。空隙磁束フェーザを
回転させず、この代りに単に電気帰還信号にバイアスを
加えた場合、電気角帰還信号にバィアスしただけでは非
直線動作になるので、満足な結果が得られない。
第１図は電流制御形ＰＷＭィンバータから給電される永
久磁石形同期電動機に対する制御装置のブロック図、第
２Ａ図及び第２Ｂ図は遅れ力率並びに力率１の場合の運
転様式に対する永久磁石形同期電動機のパラメータを示
すフェーザ図である。 主な符号の説明、４：電動機、８：ィンバ−夕、３０，
３２，３４：磁束測定回路、３８，４０，４２，４６，
４８：利得ブロック、３６，４４，５０，６０，６４，
７８：加算点、５２，５８：掛算器、７０，７２：割算
器。 〃船 ３４ 」＾ゾムニ．Ｚ 杭耳３８
久磁石形同期電動機に対する制御装置のブロック図、第
２Ａ図及び第２Ｂ図は遅れ力率並びに力率１の場合の運
転様式に対する永久磁石形同期電動機のパラメータを示
すフェーザ図である。 主な符号の説明、４：電動機、８：ィンバ−夕、３０，
３２，３４：磁束測定回路、３８，４０，４２，４６，
４８：利得ブロック、３６，４４，５０，６０，６４，
７８：加算点、５２，５８：掛算器、７０，７２：割算
器。 〃船 ３４ 」＾ゾムニ．Ｚ 杭耳３８
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 永久磁石電動機に給電する交流電源に対する周波数
指令を調整する制御装置に於て、電動機磁束フエーザを
測定する手段と、前記電動機磁束フエーザを予定の電気
角だけ回転させる手段と、回転させた磁束フエーザ及び
固定子電流フエーザの間に角度差に応じた角度帰還信号
を発生する手段とを有し、該角度帰環信号は遅れ及び進
み力率様式で電動機が動作する間、単調に変化し、更に
、オペレータによつて指令されたトルク及び実際の電動
機トルクの間の差に応じた角度指令を発生する手段と、
前記角度指令信号を前記角度帰還信号と比較して前記交
流電源に対する周波数指令を発生する手段とを有する制
御装置。 ２ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
角度帰還信号が回転させた磁束フエーザと固定子電流フ
エーザとの間の角度差の正弦に相応する信号である制御
装置。 ３ 特許請求の範囲１に記載した制御装置に於て、前記
電動機磁束フエーザを予定の電気角だけ回転させる手段
が、電動機の各相からの空隙磁束を等価な２相変数に変
換して、該２相変数を予定の電気角だけ回転させる手段
で構成されている制御装置。 ４ 電流制御形パルス幅変調式インバータと、電動機の
各相に対して１つずつ設けられた複数個の電流調整器と
、周波数指令及び電流大きさ指令に応じて、各々の前記
電流調整器に対する基準波形を供給する多相波形発生器
とを有し、前記電流調整器は電動機の実際の各相電流を
対応する基準波形と比較して、電動機に供給される電流
の実際の分布が予定の不感帯の範囲内に局限されたまま
になる様に、インバータの対応する相のスイツチングを
制御するものであり、更に、前記インバータの周波数を
調整する制御ループ手段を有し、該制御ループ手段は、
電動機磁束フエーザを測定する手段、該電動機磁束フエ
ーザを予定の電気角だけ回転させる手段、回転させた磁
束フエーザ及び固定子電流フエーザの間の角度差に応じ
た角度帰還信号を発生する手段を含み、該角度帰還信号
は遅れ及び進み力率様式で電動機が動作する間、単調に
変化し、更に制御ループ手段は、オペレータによつて指
令されたトルク及び電動機の実際のトルクの間の差に応
じた角度指令を発生する手段、該角度指令信号を角度帰
還信号と比較して前記波形発生器に対する周波数指令を
発生する手段、及び前記トルク指令に応答して前記波形
発生器に対する電流大きさ指令を発生する手段を有する
永久磁石形同期電動機駆動装置。 ５ 特許請求の範囲４に記載した駆動装置に於て、前記
角度帰還信号が回転させた磁束フエーザと固定子電流フ
エーザとの間の角度差の正弦に相応する信号である駆動
装置。 ６ 特許請求の範囲４に記載した駆動装置に於て、前記
電動機磁束フエーザを予定の電気角だけ回転させる手段
が、電動機の各相からの空隙磁束を等価な２相変数に変
換して、該２相変数を予定の電気角だけ回転させる手段
で構成されている駆動装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US262862 | 1981-05-12 | ||
| US06/262,862 US4361791A (en) | 1981-05-12 | 1981-05-12 | Apparatus for controlling a PWM inverter-permanent magnet synchronous motor drive |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57196896A JPS57196896A (en) | 1982-12-02 |
| JPS6024676B2 true JPS6024676B2 (ja) | 1985-06-14 |
Family
ID=22999382
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57077604A Expired JPS6024676B2 (ja) | 1981-05-12 | 1982-05-11 | 永久磁石同期電動機を制御する装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4361791A (ja) |
| JP (1) | JPS6024676B2 (ja) |
| GB (1) | GB2098369B (ja) |
Families Citing this family (31)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59103591A (ja) * | 1982-12-03 | 1984-06-15 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | 同期電動機の運転制御方法 |
| US4565957A (en) * | 1983-06-30 | 1986-01-21 | Borg-Warner Corporation | Method and system for starting a motor-commutated SCR inverter |
| JPS6070986A (ja) * | 1983-09-27 | 1985-04-22 | Toshiba Corp | インバ−タによる同期電動機の制御方法 |
| JPS6122795A (ja) * | 1984-07-10 | 1986-01-31 | Fanuc Ltd | 同期電動機の制御方法 |
| JPS6166567A (ja) * | 1984-09-05 | 1986-04-05 | Toshiba Corp | 周波数変換装置の制御方法 |
| US4649331A (en) * | 1985-05-13 | 1987-03-10 | General Electric Company | Flux-weakening regime operation of an interior permanent magnet synchronous motor |
| GB2187312A (en) * | 1986-02-06 | 1987-09-03 | Hymatic Eng Co Ltd | Switching bridge circuit |
| US4724373A (en) * | 1986-02-20 | 1988-02-09 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Method and apparatus for flux and torque sensing in electrical machines |
| CA1292770C (en) * | 1986-07-30 | 1991-12-03 | Kenneth Lipman | Apparatus and method for controlling a force commutated inverter |
| NZ219439A (en) * | 1987-02-27 | 1990-02-26 | Gec New Zealand Ltd | Ac motor speed controller with controlled current inverter |
| US5034668A (en) * | 1989-12-04 | 1991-07-23 | Synektron Corporation | Control circuit for an electric motor |
| GB2255866B (en) * | 1991-05-14 | 1995-08-02 | Rotork Controls | An actuactor and an electric motor drive system |
| US5394321A (en) * | 1992-09-02 | 1995-02-28 | Electric Power Research Institute, Inc. | Quasi square-wave back-EMF permanent magnet AC machines with five or more phases |
| US5355070A (en) * | 1993-03-10 | 1994-10-11 | A. C. Propulsion, Inc. | Induction motor drive stability control circuit |
| JP3262146B2 (ja) * | 1993-09-28 | 2002-03-04 | 富士電機株式会社 | 交流電動機の可変速駆動装置 |
| US5537308A (en) * | 1993-10-15 | 1996-07-16 | Eaton Corporation | Digital current regulator |
| US5652495A (en) * | 1994-05-25 | 1997-07-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Controller for permanent magnet synchronous motor |
| JPH08182105A (ja) | 1994-12-21 | 1996-07-12 | Toshiba Corp | 電気車制御装置 |
| US5818192A (en) * | 1995-08-04 | 1998-10-06 | The Boeing Company | Starting of synchronous machine without rotor position of speed measurement |
| US5998957A (en) * | 1997-04-29 | 1999-12-07 | Satcon Technology Corporation | Dissipativity-based controller for synchronous electric drives, and associated methods |
| US6325142B1 (en) * | 1998-01-05 | 2001-12-04 | Capstone Turbine Corporation | Turbogenerator power control system |
| US6018225A (en) * | 1998-02-09 | 2000-01-25 | Allen-Bradley Company, Llc | Method and apparatus for reconnecting a rotating motor to a motor drive |
| US6169334B1 (en) | 1998-10-27 | 2001-01-02 | Capstone Turbine Corporation | Command and control system and method for multiple turbogenerators |
| DE10007120B4 (de) * | 2000-02-17 | 2007-04-12 | LFK Lenkflugkörpersysteme GmbH | Stromregelung permanenterregter Synchronmotoren für Lenkflugkörper mit elektromechanischem Ruderstellantrieb |
| WO2002058225A1 (en) * | 2001-01-04 | 2002-07-25 | Aquadane Aps | Method and an apparatus for the control of an electric motor and the use hereof |
| US6459230B1 (en) | 2001-02-13 | 2002-10-01 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Method and system for measuring a parameter of motor operation |
| NO20033876A (no) * | 2003-09-02 | 2005-02-21 | Norpropeller As | Drivsystem for skip |
| JP4364651B2 (ja) * | 2004-01-07 | 2009-11-18 | 三菱電機株式会社 | 昇圧装置及びモータ制御装置 |
| US7710081B2 (en) | 2006-10-27 | 2010-05-04 | Direct Drive Systems, Inc. | Electromechanical energy conversion systems |
| US8310123B2 (en) | 2008-07-28 | 2012-11-13 | Direct Drive Systems, Inc. | Wrapped rotor sleeve for an electric machine |
| CN103452883B (zh) * | 2012-05-31 | 2016-03-30 | 中山大洋电机股份有限公司 | 一种变速风机系统的控制方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4028600A (en) * | 1973-08-23 | 1977-06-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and apparatus for slow speed operation of an inverter controlled rotating field machine |
| JPS51113110A (en) * | 1975-03-28 | 1976-10-06 | Mitsubishi Electric Corp | Drive system for inductor type synchronous motor |
| DE2833542C2 (de) * | 1978-07-31 | 1980-09-25 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Drehfeldmaschinenantrieb, bestehend aus einer umrichtergespeisten Drehfeldmaschine, insbesondere Synchronmaschine und einer Stromrichtersteuerung für den eigengetakteten, insbesondere feldorientierten Betrieb dieser Maschine, mit zwei baugleichen Wechselspannungsintegratoren und Verfahren zum Betrieb des Drehfeldmajchinenantriebes |
-
1981
- 1981-05-12 US US06/262,862 patent/US4361791A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-05-10 GB GB8213419A patent/GB2098369B/en not_active Expired
- 1982-05-11 JP JP57077604A patent/JPS6024676B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2098369B (en) | 1985-03-27 |
| GB2098369A (en) | 1982-11-17 |
| US4361791A (en) | 1982-11-30 |
| JPS57196896A (en) | 1982-12-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6024676B2 (ja) | 永久磁石同期電動機を制御する装置 | |
| US6628099B2 (en) | Synchronous motor driving system and sensorless control method for a synchronous motor | |
| JPS627396A (ja) | 一定馬力で運転する方法と装置 | |
| JPS5820234B2 (ja) | 交流電動機を安定にする装置 | |
| WO2006027941A1 (ja) | サーボモータにおける電流制御方法、および、サーボモータ | |
| JP3390045B2 (ja) | 電気自動車駆動システム用の自動モータートルク／磁束コントローラー | |
| JP3765437B2 (ja) | 工作機械主軸駆動用同期電動機の制御システム | |
| JP3279457B2 (ja) | 永久磁石同期電動機の制御装置 | |
| JP4088734B2 (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JPS591077B2 (ja) | コウリユウデンドウキノセイギヨソウチ | |
| CN113141139B (zh) | 一种双三相永磁电机五闭环式控制方法及系统 | |
| JPS5949797B2 (ja) | 交流機の電流制御方式 | |
| JP3680618B2 (ja) | 永久磁石形同期電動機の制御装置 | |
| JP3489259B2 (ja) | 永久磁石形電動機制御方法及び制御装置 | |
| JPH0632581B2 (ja) | 誘導電動機制御装置 | |
| JPS60219983A (ja) | 誘導電動機の駆動制御装置 | |
| JP2623821B2 (ja) | 突極形同期電動機の可変速駆動装置 | |
| JP3503893B2 (ja) | ステッピングモータの制御方式及び駆動装置 | |
| JP2022121778A (ja) | 永久磁石同期電動機の高効率運転制御装置および高効率運転制御方法 | |
| JP3178974B2 (ja) | 二軸励磁発電機の制御装置 | |
| JPH0130398B2 (ja) | ||
| JPH06178576A (ja) | 同期電動機の制御方法 | |
| Blanco et al. | TECHNOLOGY STATUS AND TRENDS IN MOTION CONTROL OF AC SQUIRREL-CAGE INDUCTION MOTORS. | |
| JPH07110158B2 (ja) | サイクロコンバータの制御装置 | |
| JPH0412698A (ja) | 電圧形ｐｗｍインバータの制御方法 |