JPH0130398B2 - - Google Patents
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- JPH0130398B2 JPH0130398B2 JP56047932A JP4793281A JPH0130398B2 JP H0130398 B2 JPH0130398 B2 JP H0130398B2 JP 56047932 A JP56047932 A JP 56047932A JP 4793281 A JP4793281 A JP 4793281A JP H0130398 B2 JPH0130398 B2 JP H0130398B2
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- GPDHNZNLPKYHCN-DZOOLQPHSA-N [[(z)-(1-cyano-2-ethoxy-2-oxoethylidene)amino]oxy-morpholin-4-ylmethylidene]-dimethylazanium;hexafluorophosphate Chemical compound F[P-](F)(F)(F)(F)F.CCOC(=O)C(\C#N)=N/OC(=[N+](C)C)N1CCOCC1 GPDHNZNLPKYHCN-DZOOLQPHSA-N 0.000 description 5
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、励磁電流を一定に保つ界磁加速法に
基づくACモータ制御装置に関する。
基づくACモータ制御装置に関する。
直流をインバータ回路で交流に変換し、この交
流で誘導電動機を駆動する制御方式は可変周波数
制御（VF制御）或いは可変電圧可変周波数制御
（VVVF制御）として公知である。このうちVF
制御はインバータ回路の出力である１次周波数を
速度指令に応じて変化する方法であり、又
VVVF制御は１次周波数の変化に比例して１次
電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする
制御である。これらの制御方式は、誘導電動機に
印加する電圧・電流を振幅・周波数の概念でとら
えたものであるが平均値的な制御方式であるた
め、速応性のある木目の細かい制御が不可能であ
つた。そこで、このような欠点を改善するため、
最近パルス幅制御方式を用い、誘導電動機の固定
子電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たトルク
発生を行なうことができるようないわゆる“ベク
トル制御方式”が開発され、実用に供されるよう
になつた。この誘導電動機のベクトル制御方式
は、分巻直流機のトルク発生原理を基本として、
固定子電流を瞬時値制御して分巻直流機と似たト
ルク発生を行なうものである。
流で誘導電動機を駆動する制御方式は可変周波数
制御（VF制御）或いは可変電圧可変周波数制御
（VVVF制御）として公知である。このうちVF
制御はインバータ回路の出力である１次周波数を
速度指令に応じて変化する方法であり、又
VVVF制御は１次周波数の変化に比例して１次
電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする
制御である。これらの制御方式は、誘導電動機に
印加する電圧・電流を振幅・周波数の概念でとら
えたものであるが平均値的な制御方式であるた
め、速応性のある木目の細かい制御が不可能であ
つた。そこで、このような欠点を改善するため、
最近パルス幅制御方式を用い、誘導電動機の固定
子電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たトルク
発生を行なうことができるようないわゆる“ベク
トル制御方式”が開発され、実用に供されるよう
になつた。この誘導電動機のベクトル制御方式
は、分巻直流機のトルク発生原理を基本として、
固定子電流を瞬時値制御して分巻直流機と似たト
ルク発生を行なうものである。
以下、ベクトル制御について簡単に説明する。
一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムは
第１図Ａ，Ｂに示すように主磁束φに対し常に電
機子電流Iaの起磁力が直交するように整流子で電
流の切替え動作を行なつており、発生トルクＴは
次式によつて示され、主磁束φが一定であれば該
トルクTaは電機子電流Iaに比例する。
第１図Ａ，Ｂに示すように主磁束φに対し常に電
機子電流Iaの起磁力が直交するように整流子で電
流の切替え動作を行なつており、発生トルクＴは
次式によつて示され、主磁束φが一定であれば該
トルクTaは電機子電流Iaに比例する。
Ta＝kIaφ (1)
尚、第１図Ａにおいて、FMは界磁極、AMは
アーマチユア、AWはアーマチユア巻線である。
アーマチユア、AWはアーマチユア巻線である。
上記の関係を誘導電動機に適用するために、φ
は回転子の磁束ベクトルφ〓2、Iaは２次電流ベクト
ルI〓2に対応させる。従つて、誘導電動機を、分巻
直流機のトルク発生と似た原理で駆動するには、
回転子の磁束ベクトルφ〓2及び２次電流ベクトルI〓2
の相対関係を常に第１図Ｂに示すように、換言す
れば直交するように制御すればよい。
は回転子の磁束ベクトルφ〓2、Iaは２次電流ベクト
ルI〓2に対応させる。従つて、誘導電動機を、分巻
直流機のトルク発生と似た原理で駆動するには、
回転子の磁束ベクトルφ〓2及び２次電流ベクトルI〓2
の相対関係を常に第１図Ｂに示すように、換言す
れば直交するように制御すればよい。
そこでベクトル制御においては誘導電動機の等
価回路を第２図に示すように考え、即ち２次洩れ
リアクタンスを無視して磁束φ〓2及び２次電流ベ
クトルI〓の直交を保証している。この結果、発生
トルクTaは、２次漏れインダクタンスを無視す
ると、次式によつて Ta＝kI2φ2≒kI2φm (2) （但し、φmは主磁束で励磁電流I0によつて生じ
る）表現される。第３図は２相誘導電動機のベク
トル図であり、Ｃ−Ｄ軸は主磁束φmの位相に一
致した座標系であり、Ａ−Ｂ軸は固定子静止座標
系である。又、I〓1は固定子電流（１次電流）、I〓0
は励磁電流成分、I〓2は２次電流であり、I1a、I1b
は固定子電流I〓1のＡ軸及びＢ軸成分で、Ａ相固定
子電流、Ｂ相固定子電流である。
価回路を第２図に示すように考え、即ち２次洩れ
リアクタンスを無視して磁束φ〓2及び２次電流ベ
クトルI〓の直交を保証している。この結果、発生
トルクTaは、２次漏れインダクタンスを無視す
ると、次式によつて Ta＝kI2φ2≒kI2φm (2) （但し、φmは主磁束で励磁電流I0によつて生じ
る）表現される。第３図は２相誘導電動機のベク
トル図であり、Ｃ−Ｄ軸は主磁束φmの位相に一
致した座標系であり、Ａ−Ｂ軸は固定子静止座標
系である。又、I〓1は固定子電流（１次電流）、I〓0
は励磁電流成分、I〓2は２次電流であり、I1a、I1b
は固定子電流I〓1のＡ軸及びＢ軸成分で、Ａ相固定
子電流、Ｂ相固定子電流である。
今、主磁束φ〓mが固定子静止系に対して回転角
（角速度をωとすれば＝ωt）で回転している
ものとすれば、Ａ相固定子電圧I1a、Ｂ相固定子
電流I1bはそれぞれ次式によつて表わせる。
（角速度をωとすれば＝ωt）で回転している
ものとすれば、Ａ相固定子電圧I1a、Ｂ相固定子
電流I1bはそれぞれ次式によつて表わせる。
I1a＝I0cos−I2sin (3)
I1b＝I0sin＋I2cos (4)
即ち、ベクトル制御においは(3)、(4)式に示され
るＡ相及びＢ相固定子電流I1a、I1bを発生して、
これを固定子巻線（１次巻線）に印加し、誘導電
動機を駆動する。そして、このようなベクトル制
御方式においては負荷が増減すると、これに応じ
て２次電流I2のみを増減させ、励磁電流I0は一定
に維持しようとしている。
るＡ相及びＢ相固定子電流I1a、I1bを発生して、
これを固定子巻線（１次巻線）に印加し、誘導電
動機を駆動する。そして、このようなベクトル制
御方式においては負荷が増減すると、これに応じ
て２次電流I2のみを増減させ、励磁電流I0は一定
に維持しようとしている。
ところで、ベクトル制御方式においては、φ〓2
とI〓2の直交性を維持するために２次洩れクリアタ
ンスを無視している。このため、１次電流I〓1の演
算に相当の誤差を生じ、制御にむらを生じて、従
つて、絶えず小過渡現象が生じて、トルクにもむ
らを発生する。
とI〓2の直交性を維持するために２次洩れクリアタ
ンスを無視している。このため、１次電流I〓1の演
算に相当の誤差を生じ、制御にむらを生じて、従
つて、絶えず小過渡現象が生じて、トルクにもむ
らを発生する。
本発明は、上記従来のベクトル制御方式の問題
点を解決するためのもので、与えられたトルク指
令に対応するすべり周波数を求めて、磁界加速法
によりトルクむらをなくすことができるACモー
タ制御装置を提供することを目的にしている。
点を解決するためのもので、与えられたトルク指
令に対応するすべり周波数を求めて、磁界加速法
によりトルクむらをなくすことができるACモー
タ制御装置を提供することを目的にしている。
以下、本発明の実施例を図面を従つて詳細に説
明する。
明する。
第４図乃至第６図は本発明に係る誘導電動機制
御方式の概略説明図である。第４図はＴ形等価回
路図であり、γ1は１次抵抗、I1は１次洩れインダ
クタンス、γ2は２次抵抗、I2は２次洩れインダク
タンス、Imは励磁インダクタンス、ｓは“すべ
り”である。尚、回路定数で変化するのは、二次
漏れリアクタンスx2（＝ωl2）、励磁リアクタンス
xm（＝ω1m）が電源角周波数ωの関数となる以
外には、このすべりｓのみである。又鉄損を無視
しているが、これによる誤差は小さいので実用上
差し支えはない。さて、電流制御形インバータで
制御する場合、電流源のインピーダンスは無限大
であるから、第４図Ａの１次抵抗γ1及び１次洩れ
インダクタンスl1を無視することができ、誘導電
動機の等価回路は第４図Ｂのようになる。即ち、
本発明は第４図Ｂの等価回路に基いて誘導電動機
を制御するものである。
御方式の概略説明図である。第４図はＴ形等価回
路図であり、γ1は１次抵抗、I1は１次洩れインダ
クタンス、γ2は２次抵抗、I2は２次洩れインダク
タンス、Imは励磁インダクタンス、ｓは“すべ
り”である。尚、回路定数で変化するのは、二次
漏れリアクタンスx2（＝ωl2）、励磁リアクタンス
xm（＝ω1m）が電源角周波数ωの関数となる以
外には、このすべりｓのみである。又鉄損を無視
しているが、これによる誤差は小さいので実用上
差し支えはない。さて、電流制御形インバータで
制御する場合、電流源のインピーダンスは無限大
であるから、第４図Ａの１次抵抗γ1及び１次洩れ
インダクタンスl1を無視することができ、誘導電
動機の等価回路は第４図Ｂのようになる。即ち、
本発明は第４図Ｂの等価回路に基いて誘導電動機
を制御するものである。
第４図Ｂより１次電流I〓1及び２次電流I〓2はそれ
ぞれ、 I〓2＝jsxm／γ2＋jsx2I〓0 (5) I〓1＝I〓0＋I〓2＝I〓0〔１＋jsxm／γ2＋jsx2〕 (6) となり、励磁電流I〓0を基準にしてベクトル図を描
くとそれぞれ第５図Ａ，Ｂに示すようになる。
ぞれ、 I〓2＝jsxm／γ2＋jsx2I〓0 (5) I〓1＝I〓0＋I〓2＝I〓0〔１＋jsxm／γ2＋jsx2〕 (6) となり、励磁電流I〓0を基準にしてベクトル図を描
くとそれぞれ第５図Ａ，Ｂに示すようになる。
一方、誘導電動機の発生トルクＴは
Ta＝３／ω・γ2／ｓ・I2 2 (7)
で表現できる。
さて、(5)式から２次電流の実効値の｜I2｜は
となるから、発生トルクTaは(5)′、(7)式より
Ta＝３／ω・γ2／ｓ・（sxm）2／γ2 2＋（sx2）2I0 2(8
) となる。今、xm＝ωlm、x2＝ωl2、ω・ｓ＝ωs
（すべり周波数）であることを考慮すると(8)式は Ta＝3γ2I0 2／｛１／sω（γ2／lm）2 ＋sω（12／lm）2｝ ＝3γ2I0 2／｛k2／ωs＋ωs／k1｝ (9) に変形できる。同様に(6)式により、１次電流I〓1の
実効値｜I1｜は となり、又１次電流の位相1は tan1＝sγ2xm／γ2 2＋s2x2（x2＋xm） ＝１／｛γ2／sωlm＋sω（l2 2／γ2lm＋l2／γ2
）｝ ＝１／（k6／ωs＋ωs／k7 ∴1＝tan-1１／（k6／ωs＋ωs／k7） (11) となる。尚、(9)〜(11)式中のk1〜k7はI0を一定とす
ると定数である。
) となる。今、xm＝ωlm、x2＝ωl2、ω・ｓ＝ωs
（すべり周波数）であることを考慮すると(8)式は Ta＝3γ2I0 2／｛１／sω（γ2／lm）2 ＋sω（12／lm）2｝ ＝3γ2I0 2／｛k2／ωs＋ωs／k1｝ (9) に変形できる。同様に(6)式により、１次電流I〓1の
実効値｜I1｜は となり、又１次電流の位相1は tan1＝sγ2xm／γ2 2＋s2x2（x2＋xm） ＝１／｛γ2／sωlm＋sω（l2 2／γ2lm＋l2／γ2
）｝ ＝１／（k6／ωs＋ωs／k7 ∴1＝tan-1１／（k6／ωs＋ωs／k7） (11) となる。尚、(9)〜(11)式中のk1〜k7はI0を一定とす
ると定数である。
さて、(9)、(10)、(11)式を考察すると、トルクTa
が与えられゝば(9)式よりすべり周波数ωsが求ま
り、又すべり周波数ωsが与えられゝば(10)、(11)式
から１次電流I〓1の振幅｜I1｜、位相1がそれぞれ
求まる。
が与えられゝば(9)式よりすべり周波数ωsが求ま
り、又すべり周波数ωsが与えられゝば(10)、(11)式
から１次電流I〓1の振幅｜I1｜、位相1がそれぞれ
求まる。
一方、回転速度に応じた角周波数ωn、すべり
角周波数をωs、主磁束に対する１次電流のすす
み角を、１次電流の振幅をI1とすればＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の電流指令iu、iv、iwはそれぞれ次式を
表現できる。
角周波数をωs、主磁束に対する１次電流のすす
み角を、１次電流の振幅をI1とすればＵ相、Ｖ
相、Ｗ相の電流指令iu、iv、iwはそれぞれ次式を
表現できる。
iu＝I1sin（ωnt＋ωst＋） (12)
iv＝I1sin（ωnt＋ωst＋＋2π／３） （13）
iw＝I1sin（ωnt＋ωst＋＋4π／３） （14）
従つて、本発明においてはトルクＴを指令して
(9)〜(11)式からωs、、I1を演算すると共に実回転
速度に応じた角周波数ωnを検出し、ωs、ωn、
、I1を用いて(12)〜（14）から３相の１次電流指
令iu、iv、iwを発生している。尚、２次洩れリア
クタンスを考慮した本発明に係る制御方式を以後
磁界加速制御という。
(9)〜(11)式からωs、、I1を演算すると共に実回転
速度に応じた角周波数ωnを検出し、ωs、ωn、
、I1を用いて(12)〜（14）から３相の１次電流指
令iu、iv、iwを発生している。尚、２次洩れリア
クタンスを考慮した本発明に係る制御方式を以後
磁界加速制御という。
第６図は、本発明に係る磁界加速制御方式を実
現する概略ブロツク図である。図中、ASU1は速
度指令ncと実速度ｎの偏差、即ち速度偏差Δnを
発生する加減算器、TQGはトルク指令発生部で
ある。尚、このTQGは補償回路であつて、その
伝達数はモータを含む速度制御ループが安定に動
作するよう適当に定められる。SGは求められた
トルク指令Ｔを用いて(9)式からすべり周波数ωs
を演算するすべり周波数発生部、CGはすべり周
波数ωsを用いて(10)、(11)式から１次電流の振幅I1及
び位相1を演算して出力する振幅・位相発生部、
VDは誘導電動機の実回転速度ｎに応じた角周波
数ωnを出力する速度検出器、ASU2はωsとωnを
加算して（ωs＋ωn）を出力する加減算器、ACG
は(12)〜（14）式から三相の１次電流指令iu、iv、
iwを発生する１次電流演算部である。尚、SG、
CG、ASU2、ACGをマイコンで構成できる。即
ち、本発明の磁界加速制御方式は、速度誤差Δn
からトルク指令Ｔを求め、該トルク指令Ｔを用い
て(9)式からすべり周波数ωsを求め、ついで該ωs
を用いて(10)、(11)式から１次電流の振幅I1及び位相
φ1を得、一方実回転速度に応じた角周波数ωn
を検出し、これらωs、ωn、I1、1を用いて(12)〜
（14）式から１次電流指令iu、iv、iwを演算してい
る。
現する概略ブロツク図である。図中、ASU1は速
度指令ncと実速度ｎの偏差、即ち速度偏差Δnを
発生する加減算器、TQGはトルク指令発生部で
ある。尚、このTQGは補償回路であつて、その
伝達数はモータを含む速度制御ループが安定に動
作するよう適当に定められる。SGは求められた
トルク指令Ｔを用いて(9)式からすべり周波数ωs
を演算するすべり周波数発生部、CGはすべり周
波数ωsを用いて(10)、(11)式から１次電流の振幅I1及
び位相1を演算して出力する振幅・位相発生部、
VDは誘導電動機の実回転速度ｎに応じた角周波
数ωnを出力する速度検出器、ASU2はωsとωnを
加算して（ωs＋ωn）を出力する加減算器、ACG
は(12)〜（14）式から三相の１次電流指令iu、iv、
iwを発生する１次電流演算部である。尚、SG、
CG、ASU2、ACGをマイコンで構成できる。即
ち、本発明の磁界加速制御方式は、速度誤差Δn
からトルク指令Ｔを求め、該トルク指令Ｔを用い
て(9)式からすべり周波数ωsを求め、ついで該ωs
を用いて(10)、(11)式から１次電流の振幅I1及び位相
φ1を得、一方実回転速度に応じた角周波数ωn
を検出し、これらωs、ωn、I1、1を用いて(12)〜
（14）式から１次電流指令iu、iv、iwを演算してい
る。
第７図は本発明に係る磁界加速制御方式を実現
する詳細な回路ブロツク図である。
する詳細な回路ブロツク図である。
図中、１１は三相誘導電動機、１２はロータリ
エンコーダなどのパルスジエネレータで回転速度
に比例した周波数foを有し、互いにπ／２の位相
差を有する第１、第２のパルス列P1，P2を発生
する。尚、パルスジエネレータ１２としてはレゾ
ルバを用いることができるが、この場合レゾルバ
の出力波形はサイン波となるのでパルス化回路が
必要になる。１３は４倍回路でパルスジエネレー
タ１２から発生する第１、第２のパルスP1，P2
を微分して前述の周波数foを４倍した周波数Fo
（角速度ωo）のパルス列Pvを発生する。尚、４倍
回路１３は第１、第２のパルスの位相差を判別し
て回転方向信号RDSを出力する。１４は周波数
電圧変換器（FV変換器）であり、実回転速度ｎ
に比例した電圧を出力する。１５は速度指令ncと
実回転速度ｎの偏差を出力する加減算器、１６は
トルク指令Ｔを出力する誤差アンプ、１７は読出
制御回路で後述する記憶装置に記憶されているト
ルク対すべり周波数特性（Ｔ−ωs特性）、すべり
周波数対振幅特性（ωs−Ｉ特性）及びすべり周
波数対位相特性（ωs−1特性）からすべり周波
数ωs、振幅I1、位相1を読出して出力する。１８
は記憶装置であり、Ｔ−ωs特性、ωs−I1特性、ωs
−1特性の対応関係をテーブルとして記憶して
いる。即ち、(9)、(10)、(11)式より予めＴ−ωs、ωs
−I1及びωs−1の対応関係を求め、これをテーブ
ルとして記憶している。尚、Ｔ−ωs特性、ωs−I1
特性、ωs−1特性をそれぞれ第８図Ａ，Ｂ，Ｃ
に示す。１９，２０，２１はそれぞれ振幅I1、す
べり周波数ωs、位相1を記憶するレジスタ、２
２はデイジタルであるすべり周波数ωsに比例し
た周波数のパルス列Psを発生するパルス発生器、
２３はプリセツト可能な計数回路で、位相がセ
ツトされ、該位相に応じた周波数のパルス列P
を出力する。２４は合成回路で角周波数ωnを有
する４倍回路１３からの出力パルス列Pvと、す
べり周波数ωsを有するパルス発生器２２からの
出力パルス列Psと、位相に応じた周波数を有
するパルス列Pとを合成する。２５はアツプ・
ダウンカウンタであり、合成回路２４の出力パル
スをその符号に応じて可逆計算する。尚、アツプ
ダウンカウンタ２５の内容は（ωoｔ＋ωsｔ＋）
に応じた数値Ｎになつている。２６，２７，２８
はデコーダであり、デコーダ２６はＮとsinNの
対応テーブルを、デコーダ２７はＮとsin（Ｎ＋
2π／３）の対応テーブルをデコーダ２８はＮとsin （Ｎ＋4π／３）の対応テーブルを有し、それぞれ数 値Ｎを高速度で入力され、逐次該数値Ｎに応じた
Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電流指令値（デイジタル値）Iu、
Iv、Iwを出力する。２９〜３２はデイジタル・ア
ナログ変換器（DA変換器）である。DA変換器
２９はレジスタ１９より振幅I1（デイジタル値）
を入力され、I1に比例したアナログ電圧を発生す
る。DA変換器３０〜３２はデコーダ２６〜２８
の三相電流指令値Iu、Iv、Iwをそれぞれ入力され
ると共に、DA変換器２９から振幅信号を入力さ
れ、乗算処理を行なつて(12)〜（14）式に示す三相
のアナログ電流指令iu、iv、iwを発生する。３３
は誘導電動機駆動回路であり、第９図に示す如く
パルス幅変調器PWMと、インバータINVと、三
相全波整流器FRFを有している。パルス幅変調
器PWMは鋸歯状波STSを発生する鋸歯状波発生
回路STSGと、比較器COMU，COMV，COMW
と、ノツトゲートNOT1〜NOT3と、ドライバ
DV1〜DV6とからなり、又インバータINVは６個
のパワートランジスタQ1〜Q6とダイオードD1〜
D6を有している。パルス幅変調器PWMの各比較
器COMU，COMV，COMWはそれぞれ鋸歯状波
信号STSと三相交流信号iu、iv、iwの振幅を比較
しiu、iv、iwがSTSの値より大きいときに“１”
を、小さいときに“０”をそれぞれ出力する。従
つて、iuについて着目すれば比較器COMUから第
１０図に示す電流指令iucが出力される。即ち、
iu、iv、iwの振幅に応じてパルス幅変調された三
相の電流指令iuc、ivc、iwcが出力される。そして、
それら三相の電流指令iuc、ivc、iwcは、ノツト
ゲートNOT1〜NOT3、ドライバDV1〜DV6を介
してインバータ駆動信号SQ1〜SQ6として出力さ
れ、インバータINVに入力される。インバータ
UNVに入力されたこれらインバータ駆動信号
SQ1〜SQ6はそれぞれパワートランジスタQ1〜Q6
のベースに入力され、該パワートランジスタQ1
〜Q6をオン／オフ制御して誘導電動機１１に三
相電流を供給する。尚、CTu，CTv，CTwは電流
検出用のカレントトランス線Lu、Lv、Lw（第７
図）は電流マイナルーブ用の帰還ラインである。
エンコーダなどのパルスジエネレータで回転速度
に比例した周波数foを有し、互いにπ／２の位相
差を有する第１、第２のパルス列P1，P2を発生
する。尚、パルスジエネレータ１２としてはレゾ
ルバを用いることができるが、この場合レゾルバ
の出力波形はサイン波となるのでパルス化回路が
必要になる。１３は４倍回路でパルスジエネレー
タ１２から発生する第１、第２のパルスP1，P2
を微分して前述の周波数foを４倍した周波数Fo
（角速度ωo）のパルス列Pvを発生する。尚、４倍
回路１３は第１、第２のパルスの位相差を判別し
て回転方向信号RDSを出力する。１４は周波数
電圧変換器（FV変換器）であり、実回転速度ｎ
に比例した電圧を出力する。１５は速度指令ncと
実回転速度ｎの偏差を出力する加減算器、１６は
トルク指令Ｔを出力する誤差アンプ、１７は読出
制御回路で後述する記憶装置に記憶されているト
ルク対すべり周波数特性（Ｔ−ωs特性）、すべり
周波数対振幅特性（ωs−Ｉ特性）及びすべり周
波数対位相特性（ωs−1特性）からすべり周波
数ωs、振幅I1、位相1を読出して出力する。１８
は記憶装置であり、Ｔ−ωs特性、ωs−I1特性、ωs
−1特性の対応関係をテーブルとして記憶して
いる。即ち、(9)、(10)、(11)式より予めＴ−ωs、ωs
−I1及びωs−1の対応関係を求め、これをテーブ
ルとして記憶している。尚、Ｔ−ωs特性、ωs−I1
特性、ωs−1特性をそれぞれ第８図Ａ，Ｂ，Ｃ
に示す。１９，２０，２１はそれぞれ振幅I1、す
べり周波数ωs、位相1を記憶するレジスタ、２
２はデイジタルであるすべり周波数ωsに比例し
た周波数のパルス列Psを発生するパルス発生器、
２３はプリセツト可能な計数回路で、位相がセ
ツトされ、該位相に応じた周波数のパルス列P
を出力する。２４は合成回路で角周波数ωnを有
する４倍回路１３からの出力パルス列Pvと、す
べり周波数ωsを有するパルス発生器２２からの
出力パルス列Psと、位相に応じた周波数を有
するパルス列Pとを合成する。２５はアツプ・
ダウンカウンタであり、合成回路２４の出力パル
スをその符号に応じて可逆計算する。尚、アツプ
ダウンカウンタ２５の内容は（ωoｔ＋ωsｔ＋）
に応じた数値Ｎになつている。２６，２７，２８
はデコーダであり、デコーダ２６はＮとsinNの
対応テーブルを、デコーダ２７はＮとsin（Ｎ＋
2π／３）の対応テーブルをデコーダ２８はＮとsin （Ｎ＋4π／３）の対応テーブルを有し、それぞれ数 値Ｎを高速度で入力され、逐次該数値Ｎに応じた
Ｕ、Ｖ、Ｗ相の電流指令値（デイジタル値）Iu、
Iv、Iwを出力する。２９〜３２はデイジタル・ア
ナログ変換器（DA変換器）である。DA変換器
２９はレジスタ１９より振幅I1（デイジタル値）
を入力され、I1に比例したアナログ電圧を発生す
る。DA変換器３０〜３２はデコーダ２６〜２８
の三相電流指令値Iu、Iv、Iwをそれぞれ入力され
ると共に、DA変換器２９から振幅信号を入力さ
れ、乗算処理を行なつて(12)〜（14）式に示す三相
のアナログ電流指令iu、iv、iwを発生する。３３
は誘導電動機駆動回路であり、第９図に示す如く
パルス幅変調器PWMと、インバータINVと、三
相全波整流器FRFを有している。パルス幅変調
器PWMは鋸歯状波STSを発生する鋸歯状波発生
回路STSGと、比較器COMU，COMV，COMW
と、ノツトゲートNOT1〜NOT3と、ドライバ
DV1〜DV6とからなり、又インバータINVは６個
のパワートランジスタQ1〜Q6とダイオードD1〜
D6を有している。パルス幅変調器PWMの各比較
器COMU，COMV，COMWはそれぞれ鋸歯状波
信号STSと三相交流信号iu、iv、iwの振幅を比較
しiu、iv、iwがSTSの値より大きいときに“１”
を、小さいときに“０”をそれぞれ出力する。従
つて、iuについて着目すれば比較器COMUから第
１０図に示す電流指令iucが出力される。即ち、
iu、iv、iwの振幅に応じてパルス幅変調された三
相の電流指令iuc、ivc、iwcが出力される。そして、
それら三相の電流指令iuc、ivc、iwcは、ノツト
ゲートNOT1〜NOT3、ドライバDV1〜DV6を介
してインバータ駆動信号SQ1〜SQ6として出力さ
れ、インバータINVに入力される。インバータ
UNVに入力されたこれらインバータ駆動信号
SQ1〜SQ6はそれぞれパワートランジスタQ1〜Q6
のベースに入力され、該パワートランジスタQ1
〜Q6をオン／オフ制御して誘導電動機１１に三
相電流を供給する。尚、CTu，CTv，CTwは電流
検出用のカレントトランス線Lu、Lv、Lw（第７
図）は電流マイナルーブ用の帰還ラインである。
次に、本発明の動作を説明する。
図示しない速度指令手段から速度指令ncが指令
されると三相誘導電動機１１は該速度ncで回転し
ようとする。電動機１１が回転すればパルスジエ
ネレータ１２から該電動機１１の回転速度ｎに比
例した互いにπ／２の位相差を有する第１、第２
のパルス列が発生する。４倍回路１３はパルス列
P1，P2を４倍して角周波数ωoのパルス列Pvを出
力すると共に、回転方向信号RDSを出力する。
パルス列Pvは合成回路２４に入力されると共に
FV変換器１４に入力されて回転速度に応した電
圧に変換される。加減算器１５はncとｎの差分を
演算し、又演算アンプ１６は速度誤差Δnを増幅
してトルク指令Ｔを出力する。読出制御回路１７
はトルク指令Ｔが入力されゝば記憶装置１８から
該トルクに対応するすべり周波数ωs及びωsに対
応する振幅I1、位相1をそれぞれ読出してレジス
タ１９〜２１にセツトする。この結果、パルス発
生器２２からはすべり周波数ωsのパルス列Psが
出力され、又計数回路２３からは位相差に応じ
たパルス列Pが出力され、これら各パルス列は
合成回路２４にて角周波ωnのパルス列Pvと合成
される。そして合成回路２４により合成されたパ
ルス列はアツプ・ダウンカウンタ２５に入力さ
れ、パルス列の符号に応じて可逆計数される。さ
て、アツプダウンカウンタ２５の内容は（ωnt＋
ωst＋）に応じた数値Ｎになつているから、デ
コーダ２６〜２８はこの数値Ｎを入力され、それ
ぞれ内蔵するＮ−sinNテーブル、Ｎ−sin（Ｎ＋
2π／３）テーブル、Ｎ−sin（Ｎ＋4π／３）テーブル
を用 いてＵ、Ｖ、Ｗ相の電流指令Iu、Iv、IwをDA変
換器３０〜３２に出力する。この結果、DA変換
器３０〜３２は、DA変換器２９の出力である振
幅信号I1と電流指令Iu、Iv、Iwを用いて(12)〜
（14）式に示す三相アナログ電流iu、iv、iwを発
生し、比較器COMU，COMV，COMWに入力す
る。各比較器COMU，COMV，COMWはそれぞ
れ鋸歯状波信号STSと三相電流指令iu、iv、iwの
振幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指
令iuc、ivc、iwcを出力し、ノツトゲートNOT1
〜NOT3及びドライバDV1〜DV6を介してインバ
ータ駆動信号SQ1〜SQ6を出力する。これらイン
バータ駆動信号SQ1〜SQ6はそれぞれインバータ
INVを構成する各パワートランジスタQ1〜Q6の
ベースに入力され、これら各パワートランジスタ
Q1〜Q6をオン／オフ制御し三相誘導電動機１１
に三相電流を供給する。以後、同様な制御が行わ
れて最終的に電動機１１は指令速度で回転するこ
とになる。
されると三相誘導電動機１１は該速度ncで回転し
ようとする。電動機１１が回転すればパルスジエ
ネレータ１２から該電動機１１の回転速度ｎに比
例した互いにπ／２の位相差を有する第１、第２
のパルス列が発生する。４倍回路１３はパルス列
P1，P2を４倍して角周波数ωoのパルス列Pvを出
力すると共に、回転方向信号RDSを出力する。
パルス列Pvは合成回路２４に入力されると共に
FV変換器１４に入力されて回転速度に応した電
圧に変換される。加減算器１５はncとｎの差分を
演算し、又演算アンプ１６は速度誤差Δnを増幅
してトルク指令Ｔを出力する。読出制御回路１７
はトルク指令Ｔが入力されゝば記憶装置１８から
該トルクに対応するすべり周波数ωs及びωsに対
応する振幅I1、位相1をそれぞれ読出してレジス
タ１９〜２１にセツトする。この結果、パルス発
生器２２からはすべり周波数ωsのパルス列Psが
出力され、又計数回路２３からは位相差に応じ
たパルス列Pが出力され、これら各パルス列は
合成回路２４にて角周波ωnのパルス列Pvと合成
される。そして合成回路２４により合成されたパ
ルス列はアツプ・ダウンカウンタ２５に入力さ
れ、パルス列の符号に応じて可逆計数される。さ
て、アツプダウンカウンタ２５の内容は（ωnt＋
ωst＋）に応じた数値Ｎになつているから、デ
コーダ２６〜２８はこの数値Ｎを入力され、それ
ぞれ内蔵するＮ−sinNテーブル、Ｎ−sin（Ｎ＋
2π／３）テーブル、Ｎ−sin（Ｎ＋4π／３）テーブル
を用 いてＵ、Ｖ、Ｗ相の電流指令Iu、Iv、IwをDA変
換器３０〜３２に出力する。この結果、DA変換
器３０〜３２は、DA変換器２９の出力である振
幅信号I1と電流指令Iu、Iv、Iwを用いて(12)〜
（14）式に示す三相アナログ電流iu、iv、iwを発
生し、比較器COMU，COMV，COMWに入力す
る。各比較器COMU，COMV，COMWはそれぞ
れ鋸歯状波信号STSと三相電流指令iu、iv、iwの
振幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指
令iuc、ivc、iwcを出力し、ノツトゲートNOT1
〜NOT3及びドライバDV1〜DV6を介してインバ
ータ駆動信号SQ1〜SQ6を出力する。これらイン
バータ駆動信号SQ1〜SQ6はそれぞれインバータ
INVを構成する各パワートランジスタQ1〜Q6の
ベースに入力され、これら各パワートランジスタ
Q1〜Q6をオン／オフ制御し三相誘導電動機１１
に三相電流を供給する。以後、同様な制御が行わ
れて最終的に電動機１１は指令速度で回転するこ
とになる。
尚、以上は個別ハードウエアにより構成した場
合であるが、たとえば読出制御回路１７〜デコー
ダ２８迄をマイクロプロセツサを用いて構成して
もよい。
合であるが、たとえば読出制御回路１７〜デコー
ダ２８迄をマイクロプロセツサを用いて構成して
もよい。
以上、本発明のACモータ制御装置によれば、
二次漏れリアクタンスを考慮した１相分の等価回
路に基づいて決定されるテーブルから、一次電流
の振幅と位相をすべり周波数に応じて正確に決定
することができる。その結果、励磁電流を一定に
保つことによつて、磁束密度が一定に制御される
から、トルク対回転速度の特性曲線が非常に直線
化され、モータの過渡現象に対して、一次電流の
振幅と位相、及び電源角周波数ωにより安定した
制御ができる。更にはマイコンによる高速演算処
理が可能であること並びにパルス幅変調方式のイ
ンバータの応答性が良いことから１次電流制御を
速やかに制御でき応答特性を著しく改善できる。
そして、大きな時定数をもつ電気的な過渡現象を
さけることができ、トルクむらを抑制することが
できる。
二次漏れリアクタンスを考慮した１相分の等価回
路に基づいて決定されるテーブルから、一次電流
の振幅と位相をすべり周波数に応じて正確に決定
することができる。その結果、励磁電流を一定に
保つことによつて、磁束密度が一定に制御される
から、トルク対回転速度の特性曲線が非常に直線
化され、モータの過渡現象に対して、一次電流の
振幅と位相、及び電源角周波数ωにより安定した
制御ができる。更にはマイコンによる高速演算処
理が可能であること並びにパルス幅変調方式のイ
ンバータの応答性が良いことから１次電流制御を
速やかに制御でき応答特性を著しく改善できる。
そして、大きな時定数をもつ電気的な過渡現象を
さけることができ、トルクむらを抑制することが
できる。
第１図は分巻直流機のトルク発生メカニズムを
説明する説明図、第２図はベクトル制御方式の等
価回路図、第３図はベクトル制御方式のベクトル
図、第４図は本発明の等価回路、第５図は本発明
のベクトル図、第６図は本発明に係る磁界加速制
御方式の概略ブロツク図、第７図は本発明に係る
磁界加速制御方式の詳細な回路ブロツク図、第８
図はＴ−ωs特性、ωs−I1特性及びωs−1特性を
示す各特性図、第９図は誘導電動機の駆動回路
図、第１０図は１次電流指令iucの発生を説明す
る説明図である。 ASU1，ASU2……加減算器、TQG……トルク
発生部（演算アンプ）、SG……すべり周波数発生
部、CG……振幅・位相発生部、VD……速度検
出器、ACG……１次電流演算部、１１……三相
誘導電動機、１２……パルスジエネレータ、１３
……４倍回路、１４……FV変換器、１５……加
減算器、１６……演算アンプ、１７……読出制御
回路、１８……記憶装置、１９〜２１……レジス
タ、２２……パルス発生器、２４……合成回路、
２５……アツプダウンカウンタ、２６〜２８……
デコーダ、２９〜３２……DA変換器、３３……
誘導電動機駆動回路。
説明する説明図、第２図はベクトル制御方式の等
価回路図、第３図はベクトル制御方式のベクトル
図、第４図は本発明の等価回路、第５図は本発明
のベクトル図、第６図は本発明に係る磁界加速制
御方式の概略ブロツク図、第７図は本発明に係る
磁界加速制御方式の詳細な回路ブロツク図、第８
図はＴ−ωs特性、ωs−I1特性及びωs−1特性を
示す各特性図、第９図は誘導電動機の駆動回路
図、第１０図は１次電流指令iucの発生を説明す
る説明図である。 ASU1，ASU2……加減算器、TQG……トルク
発生部（演算アンプ）、SG……すべり周波数発生
部、CG……振幅・位相発生部、VD……速度検
出器、ACG……１次電流演算部、１１……三相
誘導電動機、１２……パルスジエネレータ、１３
……４倍回路、１４……FV変換器、１５……加
減算器、１６……演算アンプ、１７……読出制御
回路、１８……記憶装置、１９〜２１……レジス
タ、２２……パルス発生器、２４……合成回路、
２５……アツプダウンカウンタ、２６〜２８……
デコーダ、２９〜３２……DA変換器、３３……
誘導電動機駆動回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 速度指令ncと実速度ｎとからACモータのす
べり周波数ωs、位相差φ及び一次電流の振幅I1、
並びに前記実速度ｎに応じた角周波数を用いて三
相の電流指令を形成するACモータ制御装置にお
いて、 前記ACモータの実速度ｎを検出する速度検出
手段と、 前記速度指令ncと該実速度ｎとの偏差からト
ルク指令Ｔを発生するトルク指令発生手段と、 予め二次漏れリアクタンスを考慮して求めたト
ルク指令Ｔ対すべり周波数ωs特性、すべり周波
数ωs対振幅I1特性、及びすべり周波数ωs対位相
φ1特性を記憶する記憶手段と、 前記トルク指令Ｔに対応するすべり周波数ωs、
すべり周波数ωsに対応する一次電流の振幅I1及び
位相φ1を前記記憶手段から読み出して三相の電
流指令を演算する演算手段と、 を具備したことを特徴とするACモータ制御装置。 ２ 前記演算手段はすべり周波数ωsと実速度に
応じた角周波数ωnとを加算する手段を有し、こ
の加算結果により一次電流の周波数を決定するよ
うにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
に記載のACモータ制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56047932A JPS57162986A (en) | 1981-03-31 | 1981-03-31 | Ac motor control system |
| US06/445,370 US4456868A (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method and apparatus for controlling AC motors |
| EP82900996A EP0075023B1 (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method of controlling an ac motor and device thereof |
| PCT/JP1982/000086 WO1982003508A1 (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method of controlling an ac motor and device thereof |
| DE8282900996T DE3272250D1 (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method of controlling an ac motor and device thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56047932A JPS57162986A (en) | 1981-03-31 | 1981-03-31 | Ac motor control system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57162986A JPS57162986A (en) | 1982-10-06 |
| JPH0130398B2 true JPH0130398B2 (ja) | 1989-06-19 |
Family
ID=12789138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56047932A Granted JPS57162986A (en) | 1981-03-31 | 1981-03-31 | Ac motor control system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57162986A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4672287A (en) * | 1984-08-30 | 1987-06-09 | Fanuc Ltd | Induction motor digital control system |
| JPS61196787A (ja) * | 1985-02-25 | 1986-08-30 | Fanuc Ltd | 誘導電動機のトルク制御方式 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52149314A (en) * | 1976-06-08 | 1977-12-12 | Toshiba Corp | Control device of induction motor |
| JPS5333308A (en) * | 1976-09-08 | 1978-03-29 | Fuji Electric Co Ltd | Detection for slip frequency of induction motor |
-
1981
- 1981-03-31 JP JP56047932A patent/JPS57162986A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52149314A (en) * | 1976-06-08 | 1977-12-12 | Toshiba Corp | Control device of induction motor |
| JPS5333308A (en) * | 1976-09-08 | 1978-03-29 | Fuji Electric Co Ltd | Detection for slip frequency of induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57162986A (en) | 1982-10-06 |
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