JPH0132758B2 - - Google Patents
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- JPH0132758B2 JPH0132758B2 JP56047934A JP4793481A JPH0132758B2 JP H0132758 B2 JPH0132758 B2 JP H0132758B2 JP 56047934 A JP56047934 A JP 56047934A JP 4793481 A JP4793481 A JP 4793481A JP H0132758 B2 JPH0132758 B2 JP H0132758B2
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- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 35
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 238000000034 method Methods 0.000 description 16
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 11
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 description 8
- GPDHNZNLPKYHCN-DZOOLQPHSA-N [[(z)-(1-cyano-2-ethoxy-2-oxoethylidene)amino]oxy-morpholin-4-ylmethylidene]-dimethylazanium;hexafluorophosphate Chemical compound F[P-](F)(F)(F)(F)F.CCOC(=O)C(\C#N)=N/OC(=[N+](C)C)N1CCOCC1 GPDHNZNLPKYHCN-DZOOLQPHSA-N 0.000 description 5
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 description 1
- 238000003079 width control Methods 0.000 description 1
- 239000002023 wood Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
- H02P21/09—Field phase angle calculation based on rotor voltage equation by adding slip frequency and speed proportional frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、励磁電流を一定に保つ界磁加速法に
基づいて電流入力型の制御を行ない、速度指令あ
るいはトルク指令の変動に時間的な遅れのない応
答が得られるようにしたACモータ制御装置に関
する。
基づいて電流入力型の制御を行ない、速度指令あ
るいはトルク指令の変動に時間的な遅れのない応
答が得られるようにしたACモータ制御装置に関
する。
直流をインバータ回路で交流に変換し、この交
流で誘導電動機を駆動する制御方式は可変周波数
制御（VF制御）或いは可変電圧可変周波数制御
（VVVF制御）として公知である。このうちVF
制御はインバータ回路の出力である１次周波数を
指令速度に応じて変化する方法であり、又
VVVF制御は１次周波数の変化に比例して１次
電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする
制御である。これら制御方式は、誘導電動機に印
加する電圧・電流を振幅・周波数の概念でとらえ
たものであるが平均値的な制御方式であるため、
速応性のある木目の細かい制御が不可能であつ
た。そこで、このような欠点を改善するため、最
近パルス幅制御方式を用い、誘導電動機の固定子
電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たトルク発
生を行なうことができるようないわゆる“ベクト
ル制御方式”が開発され、実用に供されるように
なつた。この誘導電動機のベクトル制御方式は、
分巻直流機のトルク発生原理を基本として、固定
子電流を瞬時値制御して分巻直流機と似たトルク
発生を行なうものである。
流で誘導電動機を駆動する制御方式は可変周波数
制御（VF制御）或いは可変電圧可変周波数制御
（VVVF制御）として公知である。このうちVF
制御はインバータ回路の出力である１次周波数を
指令速度に応じて変化する方法であり、又
VVVF制御は１次周波数の変化に比例して１次
電圧の振幅をも変えて、出力トルクを一定にする
制御である。これら制御方式は、誘導電動機に印
加する電圧・電流を振幅・周波数の概念でとらえ
たものであるが平均値的な制御方式であるため、
速応性のある木目の細かい制御が不可能であつ
た。そこで、このような欠点を改善するため、最
近パルス幅制御方式を用い、誘導電動機の固定子
電流を瞬時値制御し、分巻直流機と似たトルク発
生を行なうことができるようないわゆる“ベクト
ル制御方式”が開発され、実用に供されるように
なつた。この誘導電動機のベクトル制御方式は、
分巻直流機のトルク発生原理を基本として、固定
子電流を瞬時値制御して分巻直流機と似たトルク
発生を行なうものである。
以下、ベクトル制御について簡単に説明する。
一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムは第
１図Ａ，Ｂに示すように主磁束φに対し常に電機
子電流Iaの記磁力が直交するように整流子で電流
の切替え動作を行なつており、発生トルクTaは
次式によつて示され、主磁束φが一定であれば該
トルクTaは電機子電流Iaに比例する。
一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムは第
１図Ａ，Ｂに示すように主磁束φに対し常に電機
子電流Iaの記磁力が直交するように整流子で電流
の切替え動作を行なつており、発生トルクTaは
次式によつて示され、主磁束φが一定であれば該
トルクTaは電機子電流Iaに比例する。
Ta＝kIaφ (1)
尚、第１図Ａにおいて、FMは界磁極、AMは
アーマチユア、AWはアーマチユア巻線である。
アーマチユア、AWはアーマチユア巻線である。
上記の関係を誘導電動機に適用するために、φ
は回転子の磁束ベクトルφ〓2，Iaは２次電流ベクト
ルＩ〓2に対応させる。従つて、誘導電動機を、分
巻直流機のトルク発生と似た原理で駆動するに
は、回転子の磁束ベクトルφ〓2及び２次電流ベク
トルI〓2の相対関係を常に第１図Ｂに示すように、
換言すれば直交するように制御すればよい。
は回転子の磁束ベクトルφ〓2，Iaは２次電流ベクト
ルＩ〓2に対応させる。従つて、誘導電動機を、分
巻直流機のトルク発生と似た原理で駆動するに
は、回転子の磁束ベクトルφ〓2及び２次電流ベク
トルI〓2の相対関係を常に第１図Ｂに示すように、
換言すれば直交するように制御すればよい。
そこでベクトル制御においては誘導電動機の等
価回路を第２図に示すように考え、即ち２次洩れ
リアクタンスを無視して磁束φ〓2及び２次電流ベ
クトルI〓2の直交を保証している。この結果、発生
トルクTaは、２次洩れインダクタンスを無視す
ると、次式によつて Ta＝kI2φ2≒kI2φm (2) （但し、φmは主磁束で励磁電流I0によつて生じ
る）表現される。第３図は２相誘導電動機のベク
トル図であり、Ｃ―Ｄ軸は主磁束φmの位相に一
致した座標系であり、Ａ―Ｂ軸は固定子静止座標
系である。又、I〓1は固定子電流（１次電流）、I〓0
は励磁電流成分、I〓2は２次電流であり、I1a，I1b
は固定子電流I〓1のＡ軸及びＢ軸成分で、Ａ相固定
子電流、Ｂ相固定子電流である。
価回路を第２図に示すように考え、即ち２次洩れ
リアクタンスを無視して磁束φ〓2及び２次電流ベ
クトルI〓2の直交を保証している。この結果、発生
トルクTaは、２次洩れインダクタンスを無視す
ると、次式によつて Ta＝kI2φ2≒kI2φm (2) （但し、φmは主磁束で励磁電流I0によつて生じ
る）表現される。第３図は２相誘導電動機のベク
トル図であり、Ｃ―Ｄ軸は主磁束φmの位相に一
致した座標系であり、Ａ―Ｂ軸は固定子静止座標
系である。又、I〓1は固定子電流（１次電流）、I〓0
は励磁電流成分、I〓2は２次電流であり、I1a，I1b
は固定子電流I〓1のＡ軸及びＢ軸成分で、Ａ相固定
子電流、Ｂ相固定子電流である。
今、主磁束φ〓mが固定静止系に対して回転角
（角速度をωとすれば＝ωt）で回転しているも
のとすれば、Ａ相固定子電流I1a，Ｂ相固定子電
流I1bはそれぞれ次式によつて表わせる。
（角速度をωとすれば＝ωt）で回転しているも
のとすれば、Ａ相固定子電流I1a，Ｂ相固定子電
流I1bはそれぞれ次式によつて表わせる。
I1a＝I0cos−I2sin (3)
I1b＝I0sin＋I2cos (4)
即ち、ベクトル制御においては(3)、(4)に示され
るＡ相及びＢ相固定子電流I1a，I1bを発生して、
これを固定子巻線（１次巻線）に印加し、誘導電
動機を駆動する。そして、このようなベクトル制
御方式においては負荷が増減すると、これに応じ
て２次電流I2のみを増減させ、励磁電流I0は一定
に維持しようとしている。
るＡ相及びＢ相固定子電流I1a，I1bを発生して、
これを固定子巻線（１次巻線）に印加し、誘導電
動機を駆動する。そして、このようなベクトル制
御方式においては負荷が増減すると、これに応じ
て２次電流I2のみを増減させ、励磁電流I0は一定
に維持しようとしている。
ところで、かゝる電流制御形のベクトル制御方
式においては、φ〓2とI〓2の直交性を維持するために
２次洩れリアクタンスを無視している。このた
め、１次電流I〓1の計算に相当の誤差を生じ、制御
にむらを生じて、従つて絶えず小過渡現象が生じ
て、トルクにもむらを発生する。更に、応答時定
数（0.6秒程度）が大きいことにより、速度指令
またはトルク指令が急変したとき、特に始動時に
おいて立上り特性が悪く、指令速度に到達する迄
に相当の時間を要していた。
式においては、φ〓2とI〓2の直交性を維持するために
２次洩れリアクタンスを無視している。このた
め、１次電流I〓1の計算に相当の誤差を生じ、制御
にむらを生じて、従つて絶えず小過渡現象が生じ
て、トルクにもむらを発生する。更に、応答時定
数（0.6秒程度）が大きいことにより、速度指令
またはトルク指令が急変したとき、特に始動時に
おいて立上り特性が悪く、指令速度に到達する迄
に相当の時間を要していた。
本発明は、上記従来のベクトル制御方式では始
動時のトルク変動により生じる励磁電流の過渡現
象をなくするために、与えられたトルク指令に対
応するすべり周波数を求めて、磁界加速法により
予励磁を行なうようにしたACモータ制御装置を
提供することを目的にしている。
動時のトルク変動により生じる励磁電流の過渡現
象をなくするために、与えられたトルク指令に対
応するすべり周波数を求めて、磁界加速法により
予励磁を行なうようにしたACモータ制御装置を
提供することを目的にしている。
以下、本発明の実施例を図面に従つて詳細に説
明する。
明する。
第４図乃至第６図は本発明に係る誘導電動機制
御方式の概略説明図である。第４図はＴ形等価回
路図であり、γ1は１次抵抗、l1は１次洩れインダ
クタンス、γ2は２次抵抗、l2は２次洩れインダク
タンス、lmは励磁インダクタンス、Ｓは“すべ
り”である。尚、回路定数で変化するのは、２次
漏れリアクタンスx2（＝ωl2）、励磁リアクタンス
xm（＝ωlm）が電源角周波数ωの関数となる以外
には、このすべりｓのみである。又鉄損を無視し
ているが、これによる誤差は小さいので実用上差
し支えはない。さて電流制御形インバータで制御
する場合、電流源のインピーダンスは無限大であ
るから、第４図Ａの１次抵抗γ1及び１次洩れイン
ダクタンスl1を無視することができ、誘導電動機
の等価回路は第４図Ｂのようになる。即ち、本発
明は第４図Ｂの等価回路に基いて誘導電動機を制
御するものである。
御方式の概略説明図である。第４図はＴ形等価回
路図であり、γ1は１次抵抗、l1は１次洩れインダ
クタンス、γ2は２次抵抗、l2は２次洩れインダク
タンス、lmは励磁インダクタンス、Ｓは“すべ
り”である。尚、回路定数で変化するのは、２次
漏れリアクタンスx2（＝ωl2）、励磁リアクタンス
xm（＝ωlm）が電源角周波数ωの関数となる以外
には、このすべりｓのみである。又鉄損を無視し
ているが、これによる誤差は小さいので実用上差
し支えはない。さて電流制御形インバータで制御
する場合、電流源のインピーダンスは無限大であ
るから、第４図Ａの１次抵抗γ1及び１次洩れイン
ダクタンスl1を無視することができ、誘導電動機
の等価回路は第４図Ｂのようになる。即ち、本発
明は第４図Ｂの等価回路に基いて誘導電動機を制
御するものである。
第４図Ｂより１次電流I〓1及び２次電流I〓2はそれ
ぞれ、 I〓2＝jsxm／γ2＋jsx2I〓0 (5) I〓1＝I〓0＋I〓2＝I〓0〔１＋jsxm／γ2＋jsx2〕(6) となり、励磁電流I〓0を基準にしてベクトル図を描
くとそれぞれ第５図Ａ，Ｂに示すようになる。
ぞれ、 I〓2＝jsxm／γ2＋jsx2I〓0 (5) I〓1＝I〓0＋I〓2＝I〓0〔１＋jsxm／γ2＋jsx2〕(6) となり、励磁電流I〓0を基準にしてベクトル図を描
くとそれぞれ第５図Ａ，Ｂに示すようになる。
一方、誘導電動機の発生トルクTaは
Ta＝３／ω・γ2／Ｓ・I2 2 (7)
で表現できる。
さて、(5)式から２次電流の実効値の｜I2｜は
となるから、発生トルクTaは(5)′、(7)式より
Ta＝３／ω・γ2／Ｓ・（Sxm）2／γ2／2＋（Sx2）2
・I2 0(8) となる。今、xm＝ωlm，x2＝ωl2，ω・Ｓ＝ωs （すべり周波数）であることを考慮すると(8)式は Ｔ＝3γ2I2 0／｛１／Sω（γ2／lm）2＋Sω（l2
／lm）2｝＝3γ2I2 0／｛k2／ωs＋ωs／k1｝(9) に変形できる。同様に(6)式より、１次電流I〓1の実
効値｜I1｜は となり、又１次電流の位相1は tan1＝Sγ2xm／γ2／2＋S2x2（x2＋xm）＝１／
｛γ2／sωlm＋Sω（l2／2／γ2lm＋l2／γ2）｝＝１／
（k6／ωs＋ωs／k7） ∴1＝tan-1１／（k6／ωs＋ωs／k7） (11) となる。尚、(9)〜(11)式中のk1〜k7はI0を一定とす
ると定数である。
・I2 0(8) となる。今、xm＝ωlm，x2＝ωl2，ω・Ｓ＝ωs （すべり周波数）であることを考慮すると(8)式は Ｔ＝3γ2I2 0／｛１／Sω（γ2／lm）2＋Sω（l2
／lm）2｝＝3γ2I2 0／｛k2／ωs＋ωs／k1｝(9) に変形できる。同様に(6)式より、１次電流I〓1の実
効値｜I1｜は となり、又１次電流の位相1は tan1＝Sγ2xm／γ2／2＋S2x2（x2＋xm）＝１／
｛γ2／sωlm＋Sω（l2／2／γ2lm＋l2／γ2）｝＝１／
（k6／ωs＋ωs／k7） ∴1＝tan-1１／（k6／ωs＋ωs／k7） (11) となる。尚、(9)〜(11)式中のk1〜k7はI0を一定とす
ると定数である。
さて、(9)、(10)、(11)式を考察すると、トルクＴが
与えられゝば(9)式よりすべり周波数ωsが求まり、
又すべり周波数ωsが与えられれば(10)，(11)式から
１次電流I〓1の振幅｜I1｜、位相1がそれぞれ求ま
る。
与えられゝば(9)式よりすべり周波数ωsが求まり、
又すべり周波数ωsが与えられれば(10)，(11)式から
１次電流I〓1の振幅｜I1｜、位相1がそれぞれ求ま
る。
一方、回転速度に応じた角周波数をωn、すべ
り角周波数をωs、主磁束に対する１次電流の
すゝみ角を、１次電流の振幅をI1とすればＵ
相、Ｖ相、Ｗ相の電流指令iu，iv，iwはそれぞれ
次式で表現できる。
り角周波数をωs、主磁束に対する１次電流の
すゝみ角を、１次電流の振幅をI1とすればＵ
相、Ｖ相、Ｗ相の電流指令iu，iv，iwはそれぞれ
次式で表現できる。
iu＝I1sin（ωnt＋ωst＋） (12)
iv＝I1sin（ωnt＋ωst＋＋2π／３） (13)
iw＝I1sin（ωnt＋ωst＋＋4π／３） (14)
従つて、本発明においてはトルクＴを指令して
(9)〜(11)式からωs，，I1を演算すると共に実回転
速度に応じた角周波数ωnを検出し、ωs，ωn，
，I1を用いて(12)〜（14）から３相の１次電流指
令iu，iv，iwを発生している。尚、２次洩れリア
クタンスを考慮した本発明に係る制御方式を以後
磁界加速制御という。又、本発明においてはモー
タ停止時（但し、モータ電源は投入されている）
に固定子巻線に直流の励磁電流を流している。即
ちモータ停止時においてすべり周波数ωsが零
（ωs＝０）であることから(6)式より定まる１次電
流（直流）を励磁電流として固定子巻線に流して
いる。そして、これにより停止時に固定子巻線に
は直流が流れるが３相の各電流値はその時の位相
に応じた大きさの値として保持される。この結
果、停止時においても磁束が発生しているため速
度指令あるいはトルク指令が与えられた場合直ち
にモータはこれら指令に追従して回転することが
でき、始動時の電気的過渡現象を避けることがで
き、始動特性を著しく改善することができる。
(9)〜(11)式からωs，，I1を演算すると共に実回転
速度に応じた角周波数ωnを検出し、ωs，ωn，
，I1を用いて(12)〜（14）から３相の１次電流指
令iu，iv，iwを発生している。尚、２次洩れリア
クタンスを考慮した本発明に係る制御方式を以後
磁界加速制御という。又、本発明においてはモー
タ停止時（但し、モータ電源は投入されている）
に固定子巻線に直流の励磁電流を流している。即
ちモータ停止時においてすべり周波数ωsが零
（ωs＝０）であることから(6)式より定まる１次電
流（直流）を励磁電流として固定子巻線に流して
いる。そして、これにより停止時に固定子巻線に
は直流が流れるが３相の各電流値はその時の位相
に応じた大きさの値として保持される。この結
果、停止時においても磁束が発生しているため速
度指令あるいはトルク指令が与えられた場合直ち
にモータはこれら指令に追従して回転することが
でき、始動時の電気的過渡現象を避けることがで
き、始動特性を著しく改善することができる。
第６図は本発明に係る磁界加速制御方式を実現
するための概略ブロツク図である。図中、ASU1
は指令速度ncと実速度ｎの偏差、即ち、速度誤差
Δnを発生する加減算器、TQGはトルク指令発生
部である。尚、このTQGは補償回路であつて、
その伝達関数はモータを含む速度制御ループが安
定に動作するよう適当に定められる。SGは求め
られたトルク指令Ｔを用いて(9)式からすべり周波
数ωsを演算するすべり周波数発生部、CGはすべ
り周波数ωsを用いて(10)、(11)式から１次電流の振
幅I1及び位相1を演算して出力する振幅・位相発
生部、VDは誘導電動機の実回転速度ｎに応じた
角周波数ωnを出力する速度検出器、ASU2はωs
とωnを加算して（ωs＋ωn）を出力する加減算
器、ACGは(12)〜（14）式から３相の１次電流指
令iu，iv，iwを発生する１次電流演算部である。
尚、SG，CG，ASU2，ACGをマイコンで構成で
きる。即ち、本発明の磁界加速制御方式は、速度
誤差Δnからトルク指令Ｔを求め、該トルク指令
Ｔを用いて(9)式からすべり周波数ωSを求め、つ
いで該ωsを用いて(10)、(11)式から１次電流の振幅I1
及び位相1を得、一方実回転速度に応じた角周
波数ωnを検出し、これらωs，ωn，I1，1を用い
て(12)〜（14）式から１次電流指令iu，iv，iwを演
算している。又、モータ停止時には(10)式から定ま
る直流を固定子巻線に流している。
するための概略ブロツク図である。図中、ASU1
は指令速度ncと実速度ｎの偏差、即ち、速度誤差
Δnを発生する加減算器、TQGはトルク指令発生
部である。尚、このTQGは補償回路であつて、
その伝達関数はモータを含む速度制御ループが安
定に動作するよう適当に定められる。SGは求め
られたトルク指令Ｔを用いて(9)式からすべり周波
数ωsを演算するすべり周波数発生部、CGはすべ
り周波数ωsを用いて(10)、(11)式から１次電流の振
幅I1及び位相1を演算して出力する振幅・位相発
生部、VDは誘導電動機の実回転速度ｎに応じた
角周波数ωnを出力する速度検出器、ASU2はωs
とωnを加算して（ωs＋ωn）を出力する加減算
器、ACGは(12)〜（14）式から３相の１次電流指
令iu，iv，iwを発生する１次電流演算部である。
尚、SG，CG，ASU2，ACGをマイコンで構成で
きる。即ち、本発明の磁界加速制御方式は、速度
誤差Δnからトルク指令Ｔを求め、該トルク指令
Ｔを用いて(9)式からすべり周波数ωSを求め、つ
いで該ωsを用いて(10)、(11)式から１次電流の振幅I1
及び位相1を得、一方実回転速度に応じた角周
波数ωnを検出し、これらωs，ωn，I1，1を用い
て(12)〜（14）式から１次電流指令iu，iv，iwを演
算している。又、モータ停止時には(10)式から定ま
る直流を固定子巻線に流している。
第７図は本発明に係る磁界加速制御方式を実現
する詳細な回路ブロツク図である。
する詳細な回路ブロツク図である。
図中、１１は三相誘導電動機、１２はロータリ
エンコーダなどのパルスジエネレータで回転速度
に比例した周波数nを有し、互いにπ／２の位
相差を有する第１、第２のパルス列P1，P2を発
生する。尚、パルスジエネレータ１２としてはレ
ゾルバを用いることができるが、この場合レゾル
バの出力波形はサイン波となるのでパルス化回路
が必要になる。１３は４倍回路でパルスジエネレ
ータ１２から発生する第１、第２のパルスP1，
P2を微分して前述の周波数nを４倍した周波数
Fn（角速度ωn）のパルス列Pvを発生する。尚、
４倍回路１３は第１、第２のパルスの位相差を判
別して回転方向信号RDSを出力する。１４は周
波数電圧変換器（FV変換器）であり、実回転速
度ｎに比例した電圧を出力する。１５は指令速度
ncと実回転速度ｎの偏差を出力する加減算器、１
６はトルク指令Ｔを出力する誤差アンプ、１７は
読出制御回路で後述する記憶装置に記憶されてい
るトルク対すべり周波数特性（Ｔ―ωs特性）、す
べり周波数対振幅特性（ωs―I1特性）及びすべり
周波数対位相特性（ωs―1特性）からすべり周
波数ωs、振幅I1、位相1を読出して出力する。１
８は記憶装置であり、Ｔ―ωs特性、ωs―I1特性、
ωs―1特性の対応関係をテーブルとして記憶し
ている。即ち、(9)、(10)、(11)式より予めＴ―ωs，
ωs―I1及びωs―1の対応関係を求め、これをテ
ーブルとして記憶している。尚、Ｔ―ωs特性、
ωs―I1特性、ωs―1特性をそれぞれ第８図Ａ，
Ｂ，Ｃに示す。１９，２０，２１はそれぞれ振幅
I1、すべり周波数ωs、位相1を記憶するレジス
タ、２２はデイジタルであるすべり周波数ωsに
比例した周波数のパルス列Psを発生するパルス
発生器、２３はプリセツト可能な計数回路で、位
相がセツトされ、該位相に応じた周波数のパル
ス列Pを出力する。２４は合成回路で角周波数
ωnを有する４倍回路１３からの出力パルス列Pv
と、すべり角周波数ωsを有するパルス発生器２
２からの出力パルス列Psと、位相に応じた周
波数を有するパルス列Pとを合成する。２５は
アツプ・ダウンカウンタであり、合成回路２４の
出力パルスをその符号に応じて可逆計数する。
尚、アツプダウンカウンタ２５の内容は（ωnt＋
ωst＋）に応じた数値Ｎになつている。２６，
２７，２８はデコーダであり、デコーダ２６はＮ
とsinNの対応テーブルを、デコーダ２７はＮと
sin（Ｎ＋2π／３）の対応テーブルを、デコーダ28は Ｎとsin（Ｎ＋4π／３）の対応テーブルを有し、それ ぞれ数値Ｎを高速度で入力され、逐次該数値Ｎに
応じたＵ、Ｖ、Ｗ相の電流指令値（デイジタル
値）Iu，Iv，Iwを出力する。２９〜３２はデイ
ジタル・アナログ変換器（DA変換器）である。
DA変換器２９はレジスタ１９より振幅I1（デイジ
タル値）を入力され、I1に比例したアナログ電圧
を発生する。DA変換器３０〜３２はデコーダ２
６〜２８の三相電流指令値Iu，Iv，Iwをそれぞ
れ入力されると共に、DA変換器２９から振幅信
号を入力され、乗算処理を行なつて(12)〜（14）式
に示す三相のアナログ電流指令iu，iv，iwを発生
する。３３は誘導電動機駆動回路であり、第９図
に示す如くパルス幅変調器PWMと、インバータ
INVと、三相全波整流器FRFを有している。パ
ルス幅変調器PWMは鋸歯状波STSを発生する鋸
歯状波発生回路STSGと、比較器COMU，
COMV，COMWと、ノツトゲートNOT1〜
NOT3と、ドライバDV1〜DV6とからなり、又イ
ンバータINVは６個のパワートランジスタQ1〜
Q6とダイオードD1〜D6を有している。パルス幅
変調器PWMの各比較器COMU，COMV，
COMWはそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流
信号iu，iv，iwの振幅を比較し、iu，iv，iwが
STSの値より大きいときに“１”を、小さいと
きに“０”をそれぞれ出力する。従つて、iuにつ
いて着目すれば比較器COMUから第１０図に示
す電流指令iucが出力される。即ち、iu，iv，iw
の振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指
令iuc，ivc，iwcが出力される。そして、これら
三相の電流指令iuc，ivc，iwcは、ノツトゲート
NOT1〜NOT3、ドライバDV1〜DV6を介してイ
ンバータ駆動信号SQ1〜SQ6として出力され、イ
ンバータINVに入力される。インバータINVに
入力されたこれらインバータ駆動信号SQ1〜SQ6
はそれぞれパワートランジスタQ1〜Q6のベース
に入力され、該パワートランジスタQ1〜Q6をオ
ン／オフ制御して誘導電動機１１に三相電流を供
給する。尚、CTu，CTv，CTwは電流検出用の
カレントトランス、線Lu，Lv，Lw（第７図）は
電流マイナループ用の帰還ラインである。
エンコーダなどのパルスジエネレータで回転速度
に比例した周波数nを有し、互いにπ／２の位
相差を有する第１、第２のパルス列P1，P2を発
生する。尚、パルスジエネレータ１２としてはレ
ゾルバを用いることができるが、この場合レゾル
バの出力波形はサイン波となるのでパルス化回路
が必要になる。１３は４倍回路でパルスジエネレ
ータ１２から発生する第１、第２のパルスP1，
P2を微分して前述の周波数nを４倍した周波数
Fn（角速度ωn）のパルス列Pvを発生する。尚、
４倍回路１３は第１、第２のパルスの位相差を判
別して回転方向信号RDSを出力する。１４は周
波数電圧変換器（FV変換器）であり、実回転速
度ｎに比例した電圧を出力する。１５は指令速度
ncと実回転速度ｎの偏差を出力する加減算器、１
６はトルク指令Ｔを出力する誤差アンプ、１７は
読出制御回路で後述する記憶装置に記憶されてい
るトルク対すべり周波数特性（Ｔ―ωs特性）、す
べり周波数対振幅特性（ωs―I1特性）及びすべり
周波数対位相特性（ωs―1特性）からすべり周
波数ωs、振幅I1、位相1を読出して出力する。１
８は記憶装置であり、Ｔ―ωs特性、ωs―I1特性、
ωs―1特性の対応関係をテーブルとして記憶し
ている。即ち、(9)、(10)、(11)式より予めＴ―ωs，
ωs―I1及びωs―1の対応関係を求め、これをテ
ーブルとして記憶している。尚、Ｔ―ωs特性、
ωs―I1特性、ωs―1特性をそれぞれ第８図Ａ，
Ｂ，Ｃに示す。１９，２０，２１はそれぞれ振幅
I1、すべり周波数ωs、位相1を記憶するレジス
タ、２２はデイジタルであるすべり周波数ωsに
比例した周波数のパルス列Psを発生するパルス
発生器、２３はプリセツト可能な計数回路で、位
相がセツトされ、該位相に応じた周波数のパル
ス列Pを出力する。２４は合成回路で角周波数
ωnを有する４倍回路１３からの出力パルス列Pv
と、すべり角周波数ωsを有するパルス発生器２
２からの出力パルス列Psと、位相に応じた周
波数を有するパルス列Pとを合成する。２５は
アツプ・ダウンカウンタであり、合成回路２４の
出力パルスをその符号に応じて可逆計数する。
尚、アツプダウンカウンタ２５の内容は（ωnt＋
ωst＋）に応じた数値Ｎになつている。２６，
２７，２８はデコーダであり、デコーダ２６はＮ
とsinNの対応テーブルを、デコーダ２７はＮと
sin（Ｎ＋2π／３）の対応テーブルを、デコーダ28は Ｎとsin（Ｎ＋4π／３）の対応テーブルを有し、それ ぞれ数値Ｎを高速度で入力され、逐次該数値Ｎに
応じたＵ、Ｖ、Ｗ相の電流指令値（デイジタル
値）Iu，Iv，Iwを出力する。２９〜３２はデイ
ジタル・アナログ変換器（DA変換器）である。
DA変換器２９はレジスタ１９より振幅I1（デイジ
タル値）を入力され、I1に比例したアナログ電圧
を発生する。DA変換器３０〜３２はデコーダ２
６〜２８の三相電流指令値Iu，Iv，Iwをそれぞ
れ入力されると共に、DA変換器２９から振幅信
号を入力され、乗算処理を行なつて(12)〜（14）式
に示す三相のアナログ電流指令iu，iv，iwを発生
する。３３は誘導電動機駆動回路であり、第９図
に示す如くパルス幅変調器PWMと、インバータ
INVと、三相全波整流器FRFを有している。パ
ルス幅変調器PWMは鋸歯状波STSを発生する鋸
歯状波発生回路STSGと、比較器COMU，
COMV，COMWと、ノツトゲートNOT1〜
NOT3と、ドライバDV1〜DV6とからなり、又イ
ンバータINVは６個のパワートランジスタQ1〜
Q6とダイオードD1〜D6を有している。パルス幅
変調器PWMの各比較器COMU，COMV，
COMWはそれぞれ鋸歯状波信号STSと三相交流
信号iu，iv，iwの振幅を比較し、iu，iv，iwが
STSの値より大きいときに“１”を、小さいと
きに“０”をそれぞれ出力する。従つて、iuにつ
いて着目すれば比較器COMUから第１０図に示
す電流指令iucが出力される。即ち、iu，iv，iw
の振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指
令iuc，ivc，iwcが出力される。そして、これら
三相の電流指令iuc，ivc，iwcは、ノツトゲート
NOT1〜NOT3、ドライバDV1〜DV6を介してイ
ンバータ駆動信号SQ1〜SQ6として出力され、イ
ンバータINVに入力される。インバータINVに
入力されたこれらインバータ駆動信号SQ1〜SQ6
はそれぞれパワートランジスタQ1〜Q6のベース
に入力され、該パワートランジスタQ1〜Q6をオ
ン／オフ制御して誘導電動機１１に三相電流を供
給する。尚、CTu，CTv，CTwは電流検出用の
カレントトランス、線Lu，Lv，Lw（第７図）は
電流マイナループ用の帰還ラインである。
次に、本発明の動作を説明する。
図示しない速度指令手段から速度指令ncが指令
されると三相誘導電動機１１は該速度ncで回転し
ようとする。電動機１１が回転すればパルスジエ
ネレータ１２から該電動機１１の回転速度ｎに比
例した互いにπ／２の位相差を有する第１、第２
のパルス列が発生する。４倍回路１３はパルス列
P1，P2を４倍して角周波数ωnのパルス列Pvを出
力すると共に、回転方向信号RDSを出力する。
パルス列Pvは合成回路２４に入力されると共に
FV変換器１４に入力されて回転速度に応じた電
圧に変換される。加減算器１５はncとｎの差分を
演算し、又演算アンプ１６は速度誤差Δnを増幅
してトルク指令Ｔを出力する。読出制御回路１７
はトルク指令Ｔが入力されゝば記憶装置１８から
該トルクに対応するすべり周波数ωs及びωsに対
応する振幅I1、位相1をそれぞれ読出してレジス
タ１９〜２０にセツトする。この結果、パルス発
生器２２からはすべり周波数ωsのパルス列Psが
出力され、又計数回路２３からは位相差に応じ
たパルス列Pが出力され、これら各パルス列は
合成回路２４にて角周波ωnのパルス列Pvと合成
される。そして合成回路２４により合成されたパ
ルス列はアツプ・ダウンカウンタ２５に入力さ
れ、パルス列の符号に応じて可逆計数される。さ
て、アツプダウンカウンタ２５の内容は（ωnt＋
ωst＋）に応じた数値Ｎになつているから、デ
コーダ２６〜２８はこの数値Ｎを入力され、それ
ぞれ内蔵するＮ―sinNを入力され、それぞれ内
蔵するＮ―sinNテーブル、Ｎ―sin（Ｎ＋2π／３）テ ーブル、Ｎ―sin（Ｎ＋4π／３）テーブルを用いてＵ、 Ｖ、Ｗ相の電流指令Iu，Iv，IwをDA変換器３０
〜３２に出力する。この結果、DA変換器３０〜
３２は、DA変換器２９の出力である振幅信号I1
と電流指令Iu，Iv，Iwを用いて(12)〜（14）式に
示す三相アナログ電流指令iu，iv，iwを発生し、
比較器COMU，COMV，COMWに入力する。各
比較器COMU，COMV，COMWはそれぞれ鋸歯
状波信号STSと三相電流指令iu，iv，iwの振幅を
比較し、パルス幅変調された三相の電流指令
iucc，ivc，iwcを出力し、ノツトゲートNOT1〜
NOT3及びドライバDV1〜DV6を介してインバー
タ駆動信号SQ1〜SQ6を出力する。これらインバ
ータ駆動信号SQ1〜SQ6はそれぞれインバータ
INVを構成する各パワートランジスタQ1〜Q6の
ベースに入力され、これら各パワートランジスタ
Q1〜Q6をオン／オフ制御し三相誘導電動機１１
に三相電流を供給する。以後、同様な制御が行わ
れて最終的に電動機１１は指令速度で回転するこ
とになる。
されると三相誘導電動機１１は該速度ncで回転し
ようとする。電動機１１が回転すればパルスジエ
ネレータ１２から該電動機１１の回転速度ｎに比
例した互いにπ／２の位相差を有する第１、第２
のパルス列が発生する。４倍回路１３はパルス列
P1，P2を４倍して角周波数ωnのパルス列Pvを出
力すると共に、回転方向信号RDSを出力する。
パルス列Pvは合成回路２４に入力されると共に
FV変換器１４に入力されて回転速度に応じた電
圧に変換される。加減算器１５はncとｎの差分を
演算し、又演算アンプ１６は速度誤差Δnを増幅
してトルク指令Ｔを出力する。読出制御回路１７
はトルク指令Ｔが入力されゝば記憶装置１８から
該トルクに対応するすべり周波数ωs及びωsに対
応する振幅I1、位相1をそれぞれ読出してレジス
タ１９〜２０にセツトする。この結果、パルス発
生器２２からはすべり周波数ωsのパルス列Psが
出力され、又計数回路２３からは位相差に応じ
たパルス列Pが出力され、これら各パルス列は
合成回路２４にて角周波ωnのパルス列Pvと合成
される。そして合成回路２４により合成されたパ
ルス列はアツプ・ダウンカウンタ２５に入力さ
れ、パルス列の符号に応じて可逆計数される。さ
て、アツプダウンカウンタ２５の内容は（ωnt＋
ωst＋）に応じた数値Ｎになつているから、デ
コーダ２６〜２８はこの数値Ｎを入力され、それ
ぞれ内蔵するＮ―sinNを入力され、それぞれ内
蔵するＮ―sinNテーブル、Ｎ―sin（Ｎ＋2π／３）テ ーブル、Ｎ―sin（Ｎ＋4π／３）テーブルを用いてＵ、 Ｖ、Ｗ相の電流指令Iu，Iv，IwをDA変換器３０
〜３２に出力する。この結果、DA変換器３０〜
３２は、DA変換器２９の出力である振幅信号I1
と電流指令Iu，Iv，Iwを用いて(12)〜（14）式に
示す三相アナログ電流指令iu，iv，iwを発生し、
比較器COMU，COMV，COMWに入力する。各
比較器COMU，COMV，COMWはそれぞれ鋸歯
状波信号STSと三相電流指令iu，iv，iwの振幅を
比較し、パルス幅変調された三相の電流指令
iucc，ivc，iwcを出力し、ノツトゲートNOT1〜
NOT3及びドライバDV1〜DV6を介してインバー
タ駆動信号SQ1〜SQ6を出力する。これらインバ
ータ駆動信号SQ1〜SQ6はそれぞれインバータ
INVを構成する各パワートランジスタQ1〜Q6の
ベースに入力され、これら各パワートランジスタ
Q1〜Q6をオン／オフ制御し三相誘導電動機１１
に三相電流を供給する。以後、同様な制御が行わ
れて最終的に電動機１１は指令速度で回転するこ
とになる。
尚、以上は個別ハードウエアにより構成した場
合であるが、たとえば、読出制御回路１７〜デコ
ーダ２８迄をマイクロプロセツサを用いて構成し
てもよい。
合であるが、たとえば、読出制御回路１７〜デコ
ーダ２８迄をマイクロプロセツサを用いて構成し
てもよい。
以上、本発明のACモータ制御装置によれば、
二次漏れリアクタンスを考慮した１相分の等価回
路に基づいて決定されるテーブルから、一次電流
の振幅と位相をすべり周波数に応じて正確に決定
することができる。その結果、励磁電流を一定に
保つとともに、励磁電流が一定ベクトルとして予
励磁されるため、高速演算処理が可能なマイクロ
コンピユータを使用し、応答性に優れたインバー
タにより電流制御を行なつた場合には、始動時の
速度指令あるいはトルク指令の変動に対する過渡
現象を発生させることなく、速応性のある制御を
行なえる。更にはマイコンの高速演算能力及びパ
ルス幅変調方式のインバータの応答性の良さとあ
いまつて応答時間がほぼ零の制御ができる。特に
モータ停止時にも固定子巻線に励磁電流（直流）
を流しているから起動特性を著しく改善すること
ができる。
二次漏れリアクタンスを考慮した１相分の等価回
路に基づいて決定されるテーブルから、一次電流
の振幅と位相をすべり周波数に応じて正確に決定
することができる。その結果、励磁電流を一定に
保つとともに、励磁電流が一定ベクトルとして予
励磁されるため、高速演算処理が可能なマイクロ
コンピユータを使用し、応答性に優れたインバー
タにより電流制御を行なつた場合には、始動時の
速度指令あるいはトルク指令の変動に対する過渡
現象を発生させることなく、速応性のある制御を
行なえる。更にはマイコンの高速演算能力及びパ
ルス幅変調方式のインバータの応答性の良さとあ
いまつて応答時間がほぼ零の制御ができる。特に
モータ停止時にも固定子巻線に励磁電流（直流）
を流しているから起動特性を著しく改善すること
ができる。
第１１図はかゝる誘導電動機制御方式を用いる
と共に、誘導電動機を工作機械の可動部の位置決
め用サーボモータとして使用する場合のサーボ回
路のブロツク図の一例である。
と共に、誘導電動機を工作機械の可動部の位置決
め用サーボモータとして使用する場合のサーボ回
路のブロツク図の一例である。
図中、PDOPは指令位置xcと現在位置xaの位
置偏差Δxを演算して出力する演算回路、EAPは
第１２図ａに示す特性を有し位置偏差Δxを増幅
して速度指列Vcを出力する演算アンプ、VDOP
は速度指令Vcと実速度Vnの速度偏差Δνを演算す
る演算回路、TQGは第１２図ｂに示す特性を有
し、トルク指令Ｔを発生する演算アンプ、TPAC
は３相の１次電流指令iu，iv，iwを発生する１次
電流指令発生部であり、第７図において１点鎖線
で囲まれた部分を含みマイコンにより構成されて
いる。IMDVは誘導電動機駆動回路であり、第７
図に示す誘導電動駆動回路３３と同一の構成、機
能を有している。Lu〜Lvは電流帰還ライン、
CTu〜CTvは電流検出用のカレントトランス、
IMは誘導電動機である。又、PGは誘導電動機の
回転速度に応じた周波数のパルス列を発生するパ
ルスジエネレータ、FMCは４倍回路、FVCは
FV変換器であり、それぞれ第７図のパルスジエ
ネレータ１２、４倍回路１３及びFV変換器１４
と同一の構成、機能を有している。LDSは誘導
電動機により回転駆動されるリードスクリユー、
TBはテーブル、PDはテーブルの現在位置xaを
発生する位置検出器である。
置偏差Δxを演算して出力する演算回路、EAPは
第１２図ａに示す特性を有し位置偏差Δxを増幅
して速度指列Vcを出力する演算アンプ、VDOP
は速度指令Vcと実速度Vnの速度偏差Δνを演算す
る演算回路、TQGは第１２図ｂに示す特性を有
し、トルク指令Ｔを発生する演算アンプ、TPAC
は３相の１次電流指令iu，iv，iwを発生する１次
電流指令発生部であり、第７図において１点鎖線
で囲まれた部分を含みマイコンにより構成されて
いる。IMDVは誘導電動機駆動回路であり、第７
図に示す誘導電動駆動回路３３と同一の構成、機
能を有している。Lu〜Lvは電流帰還ライン、
CTu〜CTvは電流検出用のカレントトランス、
IMは誘導電動機である。又、PGは誘導電動機の
回転速度に応じた周波数のパルス列を発生するパ
ルスジエネレータ、FMCは４倍回路、FVCは
FV変換器であり、それぞれ第７図のパルスジエ
ネレータ１２、４倍回路１３及びFV変換器１４
と同一の構成、機能を有している。LDSは誘導
電動機により回転駆動されるリードスクリユー、
TBはテーブル、PDはテーブルの現在位置xaを
発生する位置検出器である。
次に、第１１図の動作を説明する。
位置指令xcが与えられると、位置偏差が生じ
誘導電動機IMは指令方向に回転し、テーブルを
移動させる。誘導電動機IMが回転すればパルス
ジエネレータPGは実回転速度に応じた周波数の
パルス列P1，P2を発生し、又位置検出器PDは現
在位置xaを出力する。演算回路PDOPは位置偏
差Δx（＝xc−xa）を演算し、演算アンプEAPは
位置偏差Δxを速度指令Vcに変換する。ついで、
演算回路VDOPは速度誤差Δν（＝Vc−Vn）を演
算し、又演算アンプTQGはこの速度誤差Δνをト
ルク指令Ｔに変換する。そしてトルク指令Ｔに基
いて、第７図において説明したように１次電流指
令発生部TPACは１次電流指令iu，iv，iwを発生
し、この１次電流指令により誘導電動機駆動回路
IMDVを介して誘導電動機の１次電流は制御され
る。
誘導電動機IMは指令方向に回転し、テーブルを
移動させる。誘導電動機IMが回転すればパルス
ジエネレータPGは実回転速度に応じた周波数の
パルス列P1，P2を発生し、又位置検出器PDは現
在位置xaを出力する。演算回路PDOPは位置偏
差Δx（＝xc−xa）を演算し、演算アンプEAPは
位置偏差Δxを速度指令Vcに変換する。ついで、
演算回路VDOPは速度誤差Δν（＝Vc−Vn）を演
算し、又演算アンプTQGはこの速度誤差Δνをト
ルク指令Ｔに変換する。そしてトルク指令Ｔに基
いて、第７図において説明したように１次電流指
令発生部TPACは１次電流指令iu，iv，iwを発生
し、この１次電流指令により誘導電動機駆動回路
IMDVを介して誘導電動機の１次電流は制御され
る。
以後、位置偏差Δxが零となるように上記誘導
機制御が続行し最終的にテーブルTBは指令位置
に位置決めされる。
機制御が続行し最終的にテーブルTBは指令位置
に位置決めされる。
以上、本発明によれば１次電流I1を正確に演算
することができ、その結果I0を一定にし磁束一定
の制御をしていること、高速演算処理可能なマイ
コンを使用していること、インバータの応答性が
良好であること、更にはモータ停止時にも励磁電
流を流していること等により応答等性が非常に良
好な、即ち応答時間をほぼ零にできる誘導電動機
制御方式を提供することができる。又本発明によ
ればモータ停止時にも固定子巻線に励磁電流（直
流）を流しているから始動特性を著しく改善でき
指令速度に短時間で到達することができる。
することができ、その結果I0を一定にし磁束一定
の制御をしていること、高速演算処理可能なマイ
コンを使用していること、インバータの応答性が
良好であること、更にはモータ停止時にも励磁電
流を流していること等により応答等性が非常に良
好な、即ち応答時間をほぼ零にできる誘導電動機
制御方式を提供することができる。又本発明によ
ればモータ停止時にも固定子巻線に励磁電流（直
流）を流しているから始動特性を著しく改善でき
指令速度に短時間で到達することができる。
第１図は分巻直流機のトルク発生メカニズムを
説明する説明図、第２図はベクトル制御方式の等
価回路図、第３図はベクトル制御方式のベクトル
図、第４図は本発明の等価回路、第５図は本発明
のベクトル図、第６図は本発明に係る磁界加速制
御方式の概略ブロツク図、第７図は本発明に係る
磁界加速制御方式の詳細な回路ブロツク図、第８
図はＴ―ωs特性、ωs―I1特性及びω−1特性を
示す各特性図、第９図は誘導電動機の駆動回路
図、第１０図は１次電流指令iucの発生を説明す
る説明図、第１１図は誘導電動機をサーボモータ
として使用する場合のサーボ制御のブロツク図、
第１２図は同各部特性図である。 ASU1，ASU2……加減算器、TQG……トルク
発生部（演算アンプ）、SG……すべり周波数発生
部、CG……振幅・位相発生部、VD……速度検
出器、ACG……１次電流演算部、１１，IM……
三相誘導電動機、１２，PG……パルスジエネレ
ータ、１３，FMC……４倍回路、１４，FVC…
…FV変換器、１５……加減算器、１６……演算
アンプ、１７……読出制御回路、１８……記憶装
置、１９〜２１レジスタ、２２……パルス発生
器、２４……合成回路、２５……アツプダウンカ
ウンタ、２６〜２８……デコーダ、２９〜３２…
…DA変換器、３３，IMDV……誘導電動機駆動
回路、TPAC……１次電流指令発生部、TB……
テーブル、PD……位置検出器。
説明する説明図、第２図はベクトル制御方式の等
価回路図、第３図はベクトル制御方式のベクトル
図、第４図は本発明の等価回路、第５図は本発明
のベクトル図、第６図は本発明に係る磁界加速制
御方式の概略ブロツク図、第７図は本発明に係る
磁界加速制御方式の詳細な回路ブロツク図、第８
図はＴ―ωs特性、ωs―I1特性及びω−1特性を
示す各特性図、第９図は誘導電動機の駆動回路
図、第１０図は１次電流指令iucの発生を説明す
る説明図、第１１図は誘導電動機をサーボモータ
として使用する場合のサーボ制御のブロツク図、
第１２図は同各部特性図である。 ASU1，ASU2……加減算器、TQG……トルク
発生部（演算アンプ）、SG……すべり周波数発生
部、CG……振幅・位相発生部、VD……速度検
出器、ACG……１次電流演算部、１１，IM……
三相誘導電動機、１２，PG……パルスジエネレ
ータ、１３，FMC……４倍回路、１４，FVC…
…FV変換器、１５……加減算器、１６……演算
アンプ、１７……読出制御回路、１８……記憶装
置、１９〜２１レジスタ、２２……パルス発生
器、２４……合成回路、２５……アツプダウンカ
ウンタ、２６〜２８……デコーダ、２９〜３２…
…DA変換器、３３，IMDV……誘導電動機駆動
回路、TPAC……１次電流指令発生部、TB……
テーブル、PD……位置検出器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 速度指令ncと実速度ｎとからACモータのす
べり周波数ωs、位相差φ及び一次電流の振幅I1、
並びに前記実速度ｎに応じた角周波数を用いて三
相の電流指令を形成するACモータ制御装置にお
いて、 前記ACモータの実速度ｎを検出する速度検出
手段と、 前記速度指令ncと該実速度ｎとの偏差からト
ルク指令Ｔを発生するトルク指令発生手段と、 予め二次漏れリアクタンスを考慮して求めたト
ルク指令Ｔ対すべり周波数ωs特性、すべり周波
数ωs対振幅I1特性、及びすべり周波数ωs対位相
φ1特性を記憶する記憶手段と、 前記トルク指令Ｔに対応するすべり周波数ωs、
すべり周波数ωsに対応する一次電流の振幅I1及び
位相φ1を前記記憶手段から読み出して三相の電
流指令を演算する演算手段と、 前記すべり周波数ωs＝０に対応する一次電流
の振幅I1及び位相φ1により、前記ACモータの固
定子巻線に予励磁電流を供給する電流制御手段と を具備したことを特徴とするACモータ制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56047934A JPS57162988A (en) | 1981-03-31 | 1981-03-31 | Ac motor control system |
| US06/445,370 US4456868A (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method and apparatus for controlling AC motors |
| EP82900996A EP0075023B1 (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method of controlling an ac motor and device thereof |
| PCT/JP1982/000086 WO1982003508A1 (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method of controlling an ac motor and device thereof |
| DE8282900996T DE3272250D1 (en) | 1981-03-31 | 1982-03-30 | Method of controlling an ac motor and device thereof |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56047934A JPS57162988A (en) | 1981-03-31 | 1981-03-31 | Ac motor control system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57162988A JPS57162988A (en) | 1982-10-06 |
| JPH0132758B2 true JPH0132758B2 (ja) | 1989-07-10 |
Family
ID=12789197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56047934A Granted JPS57162988A (en) | 1981-03-31 | 1981-03-31 | Ac motor control system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS57162988A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6066685A (ja) * | 1983-09-21 | 1985-04-16 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機のペクトル制御方式 |
| JP2666825B2 (ja) * | 1987-05-12 | 1997-10-22 | 富士電機株式会社 | 磁束制御形インバータの直流制動回路 |
| US6047557A (en) | 1995-06-07 | 2000-04-11 | Copeland Corporation | Adaptive control for a refrigeration system using pulse width modulated duty cycle scroll compressor |
| US6206652B1 (en) | 1998-08-25 | 2001-03-27 | Copeland Corporation | Compressor capacity modulation |
| US6047556A (en) | 1997-12-08 | 2000-04-11 | Carrier Corporation | Pulsed flow for capacity control |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52149314A (en) * | 1976-06-08 | 1977-12-12 | Toshiba Corp | Control device of induction motor |
| JPS5333308A (en) * | 1976-09-08 | 1978-03-29 | Fuji Electric Co Ltd | Detection for slip frequency of induction motor |
| JPS5629486A (en) * | 1979-08-13 | 1981-03-24 | Toshiba Corp | Controlling system for induction motor |
-
1981
- 1981-03-31 JP JP56047934A patent/JPS57162988A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52149314A (en) * | 1976-06-08 | 1977-12-12 | Toshiba Corp | Control device of induction motor |
| JPS5333308A (en) * | 1976-09-08 | 1978-03-29 | Fuji Electric Co Ltd | Detection for slip frequency of induction motor |
| JPS5629486A (en) * | 1979-08-13 | 1981-03-24 | Toshiba Corp | Controlling system for induction motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57162988A (en) | 1982-10-06 |
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