JPS60156286A - 励磁角制御により過渡応答を改善するようにした誘導モータのサーボ制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明はサーボモータ制御システム、そして特に広い
速度範囲及び種々の条件に亘ってＡＣ誘導モータを制御
するためのサーボ制御システムに関するものである。

発明の背景 可変速度電動機が要求される分野において、ＤＣモータ
は広い速度範囲及び種々の条件に亘って正確に制御する
ことが容易であるため、広く利用されている。ＤＣモー
タにおいては巻線電流によシモータトルクを制御するも
のであシ、この電流は正確な制御及び所望の動作を実現
すべく直接測定することができる。

一方、ＡＣ誘導モータにおいて、トルクはロータに誘導
された電流の関数であり、それはまたすベシ、すなわち
ロータと、ステータによシ誘起された回転磁界との速度
差の関数である。

この回転磁界の速度は巻線励磁電流の周波数よシ決定さ
れる。しかしながらロータ速度はすべシに基づいてモー
タに要求されるトルクに関係した大きさだけその回転磁
界速度から遅れることになる。ＡＣ誘導モータのロータ
速度の正確な制御は可変トルク動作においてはその達成
が困難である。したがってＡＣ誘導モータはＤＣモータ
よシもかなり廉価であることを考慮しても、正確な速度
制御が要求される分野においては概して用いられない。

誘導モータの速度に関するサーボ制御に対する従来の一
つの試みは、たとえば米国特許第３５９３０８３号及び
同第３８２４４３７号において記載された″ベクトル制
御法“である。誘導モータのサーボ制御はモータの空隙
中における磁界条件を検出すること、またはステータ電
圧及び電流のベクトルから磁界ベクトル値を導き出すこ
とにより達せられる。次いでその磁界ベクトル値に従っ
てインバータが制御され、モータに対して所望の位相周
波数及び振幅を有する励磁信号が供給される。このシス
テムの機能は負荷峙の運転速度においてよく発揮される
ものであるが、この試みは低速及び軽負荷における制御
能力に乏しいことが欠点である。このような条件下にお
いてモータ中の磁界は比較的弱いか、または存在しない
ため正確に検出することが困難である。計算された磁界
ベクトルは積分することが必要であシ、シたがってゼロ
速度における有効な制御情報を提供するものではない。

その結果、これらのパラメータに基づいた効果的な制御
を低速時に実現することは困難である。さらに低速時に
おける過大な電力消費は望ましくない加熱をもたらすも
のである。

モータの速度制御に関する別の試みとしては、さらに１
９８１年８月３１日付でジェームスＳ。

ホワイテツドが出願した米国特許願Ｍ２９７８０９号に
開示されたものがある。この制御方法ニオイてはスヘシ
率を特定のモータについて経験的に決定し・０れら０す
＜シ率を用“てサー　Ｉボ速度制御のために必要なトル
クを発生すべく要求されるすベシ及び振幅値を有する合
成正弦波励磁信号を発生するものである。この試みはモ
ータ空隙中の磁界ベクトルを検出する必要がないため、
運転速度における負荷状態のモータを効果的に制御する
ことができる。しかしながらこのシステムは軽量負荷に
おいて不安定であって、振動しやすいという欠点を持っ
ている。

さらにＤＣモータの性能に比して過渡制御応答が劣るも
のである。

この発明の目的は、モータをゼロ速贋及び無負荷時を含
む種々の条件下において効果的に制御することができる
誘導モータのためのサーボ制御システムを提供すること
である。

本発明の別の目的は改良された過渡制御応答特性を有す
るモータ制御システムを提供することである。

本発明のさらに別の目的は機械的に安定な制銅１システ
ム、すなわち一定のシャフト位置から移動しないような
トルクを生成することができるＡＣ訪唇モータのサーボ
制御システムを提供することである。

発明の要約 本発明によれば、特に低速及び軽負荷制御範囲において
過渡誤差信号に応答して瞬間的に増大するすベシを導入
することにより、効果的な誘導モータのサーボ制御が達
成される。その結果、本発明に従った制御システムは軽
量負荷における２機械的安定性を有する誘導モータの制
御を提供する。すなわちモ〜りは一定のロータ位置から
の回転に抗する実質的なトルクを生ずるものである。シ
ステムはまた過渡速度変化において要求されるトルクを
予測し、瞬間的にこのようなトルクを生成することがで
きる。所望の機械的安定状態を目ざし、システムはオー
ツ（−シュートを極／）・化するためのトルクを予測し
、これを減少もしくは反転する。

好ましい実施例において、ステータ励磁電流にはサーボ
速度誤差信号がその誤差信号範囲の少なくとも下部にお
いて上昇するとき、増大する位相ずれが導入される。し
だがってサーボ誤差信号の値が上昇すると、トルクの増
大が必要であることを示し７、これはステータ電流及び
すベシの通常的な増大を生ずるだけでなく、実際３ 上胴間的かつ付加的なす一シを提供する位相ずれを発生
するものである。この効果はほとんど瞬間的なトルク増
加を生じ、これによって過渡制御ずれに対する迅速な応
答を達するものである。

同様に、サーボ速度誤差信号の減少は位相ずれの減少を
もたらし、これによって定常状態に達した後のトルクを
瞬間的に減少もしくは逆転させることができる。

導入された最大位相ずれは４５〜９０°の範囲にあり、
好ましくは９０°において最大の効果を得ることができ
る。定常状態、軽負荷の条件下においてステータ電流は
ほとんど励磁電流と同期し、小さなトルクしか発生しな
くなる。

トルク要求に応答する試みにおいて、システムはステー
タ電流及びすベシを、増大した誤差信号に応答して増大
させるものであるが、ステータ電流と励磁電流との実質
的な同期関係に基づき、トルク増加はほとんど住しない
。過渡条件を満たすための比較的高いトルクは本発明に
おいて励磁励磁電流を高いモータトルクが得られるよう
なベクトル（４象限座標）位置に向かってシフトさせる
ことによシ達せられる。

瞬間的なトルク増加量は位相ずれ特性の勾配に左右され
る。軽負荷動作範囲において比較的急磯な勾配を得るた
め、位相は誤差信号範囲の下部における誤差信号の増大
にのみ従って増大するものである。たとえば位相ずれは
ゼロ誤差信号の場合０°であるが、誤差信号がその最大
値の２５％に達するときは、最大位相ずれ（たとえば９
０″　）まで増大する。大部分の場合、位相ずれ特性は
最大誤差信号の１０へ一５０％の範囲内において最大位
相ずｎを生じるようにすれば、とｔによって好ましい結
果を得ることができる。

詳細な説明 は 第１６発明に従って三相誘導モータ（１２＋を制御する
ためのシステムの全体を示すブロック線図である。モー
タシャフトにはタコメータ（１４＋が結合され、モータ
速度に比例したＤＣ帰還信号を発生するようになってい
る。タコメータ帰還信号は速度誤差信号を発生すべく、
速度サーボ回路００）における速度命令信号と比較され
る。システムの残シの部分は、モータを前記速度命令に
よシ指示された速度を維持するための正確な振幅及び周
波数を有する三相電流によシ付勢すべく作動するもので
ある。

クコメータ（１４）からのモータ速度指示に応答する回
路としてモータ速度ノくルス列発生器０５）カニ１妾続
され、これによってロータ速度に比例したノくルス速Ｋ
を有する直列的なノくルス列からなる″速度パルス列″
が提供される。ノくルス発生器α９はその最も単純な形
態において、電圧制御発振器（ＶＣＯ）を構成し、印加
電圧の大きさに比例しだ速度において出カッくルスを発
生するものである。

回路０６）及び（１ηば″すベシノくルス列″と称する
第２の直列パルス列を発生するものである。回路ｔ１６
１　、すなわちすベシ率発生器（１６）は、タコメータ
圓からの信号を受けるとともに、その内部に記憶された
すベシ率を有し、これによって速度に応じて変化するす
ベシ率信号を発生する。すベシ率はなるべくならモータ
毎に経験的に決定さｔ１速度の関数として変化するよう
に制御される。大部分の場合においてすベシ率は速度の
関数として直線的に増大し、最大トルクを生じる値に対
応する。

デ〕率はトルク要求に比例した値を乗じられ、その積は
すベシに比例したパルス繰返し速度を有する“すベシハ
ルス列″に変換される。モータによシ生起されたトルク
はステータ電流とともに増加し、したがってステータ電
流はすベシ発生器俣ηを制御すべく用いることができる
。しかしながらステータ電流が速度誤差に比例するよう
なよシ単純なシステムにおいては、第１図に示したよう
なすベシノくルス発生器ａηを制御するために速度誤差
を直接用いることができる。

“速屁パルス列″及び″すべりノくルス列″はパルス加
算回路Ｑ８１において結合される。結合されたパルス列
における１秒間当シのノ（ルス数が速度パルス列におけ
る１秒間当シのパルス数よシ多いかまたは少ない場合、
これらの差はすべ９　パルス列における１秒間当りのパ
ルス数を示すことになる。結合されたパルス列はカウン
タ（１９１に供給され、ここでベクトル位置を示す並列
デジタルフォーマットに変換される。このカウンタが典
型的な８ビツトカウンタであれば、カウンタ出力は２５
６の異なったベクトル位置、すなわちＯから２５５まで
変化し、さらにこれを繰返す出力を有する。

速度サーボ回路α０）の出力から出た速度誤差信号は、
リミッタ回路側を経てＡ／Ｄ変換器（２Ｉ）に供給され
る。このＡ／Ｄ変換器（２１）からのデジタル出力は、
位相ずれ数をストアしたＦＲＯＭＣ？２１にアドレス入
力として供給される。Ｆ　ＲＯＭ　＋２２１のデジタル
出力はデジタル加算回路（２）に供給され、ここで回転
ベクトルを表わす回路ｕ９のデジタル出力に対し加減算
される。加算器（至）の出力は、ＰＲＯＭ＆３１から供
給された位相進みに従って位相調整されたデジタルベク
トル位置である。

位相進みは後に詳述する速度誤差の関数である。

加算器内からの位相調整されたベクトル出力はデジタル
正弦波をストアしたＦＲＯＭ１１〜（２６）にアドレス
入力として供給される。これらのＦＲＯＭはデジタルベ
クトル位置のデータを正弦波振幅値に変換するものであ
る。ＦＲＯＭにストアされた正弦波は互いに１２００及
び２４０゜だけ異なった位相を有し、これによってＦＲ
ＯＭ（２４１−（支））の出力が三相交流を構成するよ
うになっている。ｐＲｏＭｗ＋〜因）の出力はそれぞれ
掛算ＤＡ変換器Ｈ＋　−（２９＋に送られ、アナログ正
弦波に変換される。速度サーボ回路（１０）からの速度
誤差信号は各掛算ＤＡ変換器に供給され、したがってこ
れらの正弦波出力の振幅は速度誤差の大きさに従って変
化する。すなわち、ＤＡ変換器咥〜雅の出力は速度誤差
に比例した振幅を有する三相アナログ電圧信号である。

ＤＡ変換器の出力に現れた速度信号は、ここでＰＷＭ（
パルス幅変調）増幅５時〜（３５）によってモータ励磁
電流に変換される。電流検出器間〜（３８１はモータ凹
に供給される電流の大きさを検出し、加算結節点（支）
）〜（３２１に対応する帰還電圧を提供するものである
。帰還電圧はＤＡ変換器鰭〜（２９）からの電圧出力と
比較され、ＰＷＭ増幅器を駆動してモータ励磁電流を発
生させるだめの誤差信号を導き出すものであり、モータ
励磁電流はＤＡ変換器−〜囚の出力に現れた電圧信号に
対応する。

回路動作においてタコメータ（１４１は実際のモータ速
度を表わす速度帰還信号を発生し、この信号は速度回路
Ｃｌ０）における速度命令と比較される。

この速度サーボ回路は速度誤差信号を発生し、この誤差
信号は基本的にモータ速度を速度命令に従って調整すべ
く要求されるトルク要求を表わしている。

モータに供給された三相励磁電流の大きさは掛算ＤＡ変
換器（２）〜２９＋の作用によシトルク要求に従って調
整される。またすベシは加算回路叫における速度パルス
列とすベシバルス列との和としてトルク要求に応じて調
整される。これによって励磁電流の周波数及び位相を制
御すべく用いられる回転ベクトルが引き出される。

回転ベクトルはさらに本発明において回転ベクトルに対
し速度誤差またはトルク要求の関数である位相進みを加
えることにより　調整される。

位相ずれは速度誤差が増大して回転ベクトルをこれに従
って進めるとき増大する。位相ずれは極性感度を有し、
したがって正速度誤差の場合は進み位相ずれとなり、負
速度誤差の場合には遅れ位相ずれとなる。位相ずれはゼ
ロ速度誤差の場合ゼロであり、速度誤差がその大きさを
増すとき増大する。

位相進みはいくつかの補助的利点を提供する。

まず位相進みは過渡トルり要求条件において１しく間約
なすべり変化を導入する。たとえば速度命令における変
化は速度誤差信号の増大をもたらし、この速度誤差信号
が速度誤差に比例してステータ電流及びすべりを自動的
に増大させることによりトルクを生成しようとするもの
である。

さらに速度誤差信号の増大は回転ベクトルの、位相ずれ
を生じ、ベクトル位相変化中のすベシのさらなる瞬間的
増大をもたらすものである。同様にシステムが速度命令
に対応する速度に達すると、速度誤差はゼロに向かって
減少し、これによって瞬間的な負のすベシをもたらす。

このように位相ずれの効果は、速度誤差の変化に速やか
に応答するトルクを発生することが要求されるとき、す
べりに対する瞬間的な補助を与えるものであり、速度誤
差信号がゼロまたは逆極性に向かうときそれぞれすベシ
を減じ、または逆転させるものである。

位相進みの別９効果はステータ電流の位相を、それがよ
シ効果的にトルクを発生し、またはトルク要求に応答し
た妥当な極性を生ずるような位置までシフトさせること
である。第３Ａ図及び第３Ｂ図は低トルク及び高トルク
条件において、それぞれ作動する典型的な誘導モータの
ベクトル図である。図において回転磁界ベクトルを表わ
すベクトルφは、基準ベクトルとして用いられる。回転
磁界は実質上磁界ベクトルと同期した磁化電流工□によ
シ生成される。この回転磁界はロータ及びステータの導
体を切ってそれぞれ電圧ＥＲ及びＥＳを発生する。ロー
タ電流■Ｒはロータ内に誘導され、ロータの漏れインダ
クタンスに基づいてロータ電圧を遅延させる。ステータ
電流■ｓは磁化電流工□及びロータ電流■、（すなわち
ステータにおいて変成されたロータ電流ＩＲ）を供給す
るものである。

第３Ａ図及び３Ｂ図を比較して明らかな通シ、トルクの
増大はステータ電流ＩＳの大きさ及びその位相ずれに対
応するものである。第３．Ｂ図において破線ベクトルＩ
Ｓは第３Ａ図における低トルク条件のステータ電流を表
わすために付加されたものである。システムが増大した
トルク要求を受けたとき、低トルク条件（第３Ｂ図にお
けるステータ電流■ｓ）において動作して″４場合・′
“ｆＡは′ｆ−′電流及びす″！′１を増加させる。し
かしながら位相進みが存在しない場合、その効果はステ
ータ電流（第３図におけるステータ電流ＩＳ）を直ちに
増大するものであシ、これは正確な大きさを有するが、
効果的なトルク発生のだめの正確な位相を有するもので
はない。やがてシステムは正確な位相に調整される。し
かしながら本発明に従ったシステムによれば、速度誤差
の増加はステータ電流及びすベシの増大に加えて位相ず
れを提供し、効果的なトルク発生のだめの正確な位相位
置に比較的近接した位相を有するステータ電流を生ずる
ものである。位相進みの結果、システムはトルク要求に
応答したよシ大きい直接的なトルりを発生する。

位相進みのないシステムにおいては、速度変化中のシス
テムがこれらの条件下におけるロータ及びステータ磁界
ベクトルの不整列に基づくオーバーシュートを補正され
ないことが確認された。しかしながら、位相進みによっ
てシステムは速度オーバーシュートを補正するための正
イ准なトルク方向を発生するだけでなく、誤差信号にお
ける極性反転のわずかに手前でトルりを予測し、及び反
転しようとするものである。

位相進みは全速度誤差範囲に亘って展開することができ
るとしても、好ましい結果は第２図に示したような比較
的低い速度誤差範囲内に位相ずれを集中させることによ
シ達せられる。好ましい結果は最大誤差信号における１
５〜５０第の間、なるべくなら２５％の最大位相ずれま
Ｃ進めることによシ達成することが−Ｃきる。システム
がＩＯＶ誤差信号（＋１０ｖ〜−１０Ｖ）において動作
すると、Ｍ’ｙ　２図に示した特性はリミッタｆ２０＋
　（第１図）を２．５ｖにセットすることにより達せら
れる。この構成によれば速度誤差がゼロから２゜５■に
上昇するとき、位Ａ月ずれはゼロから最大位置たとえば
９０°まで進む。

最大誤差の２゜５■を上回る上昇はそれ以上の位相角の
進みを生じない。負の速度誤差の場合、位相ずれは誤差
信号がゼロから−２，５■まで増は、位相ずれ特性の勾
配の１つの関数である。

比較的低い速度誤差範囲において位相ずれを集中させる
ことにより比較的急罐な勾配を確立し、これによって比
較的大きい瞬間すベシ変化を最も必要とされるときに達
成することができる。

システムは位相進み特性が存在しない重負荷に適した制
御変化によく対応する。したがってこれらの位相進みは
々るべくなら低速度及び軽負荷動作に対応する低速誤差
範囲に集中させられる。

用いられるべき最大位相ずれは特定の装備に応じて変化
するものである。最大位相ずれは４５〜９０°の範囲内
にあるのが効果的である。

大部分の装備において９０°の最大位相ずれが好ましく
採用される。

第４図はシステムにおいて位相調整され′に回転ベクト
ルをモータの三相励磁電流に変換する部分、すなわち第
１図における要素（至）〜附１に対応する部分を示すよ
シ詳細なブロック線図である。

第４図に示した駆動回路はそれぞれ正弦波であって、順
次１２０°の電気角だけ位相変位した巻線（ＩＩＡ）、
（ＩＩＢ）及ヒ（１１ｃ）ノたメツ励磁電流を提供する
ものである。周波数は〃位相調整ベクトル“指示によシ
決定され、振幅は″速度誤差″によシ決定される。

すでに述べた通り、ベクトル指示はプログラムプル読出
し専用メモリー（ＦＲＯＭ）（至）、（２５）及び（２
６）によシ正弦波値に変換される。これらのＦＲＯＭは
アドレスとしてのベクトル位置を受け入れて対応する正
弦波値を発生するようにプログラムされている。これら
のＦＲＯＭはまた何らかの特定のベクトル指示に応答し
て互いに１２０及び２４０°電気角だけ変位した正弦波
値を生成するようにプログラムされている。

ＦＲＯＭ［Ｍ＋、易）及び因）からのデジタル出力指示
はそれぞれデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１１、
■及び（１２０）に供給される。これらの変換器はＰＲ
ＯＭ中にストアされたデジタル値をアナログ値、すなわ
ち正弦波に変換するもの　１である。Ｄ　Ａ　Ｃ５０１
、（資））及び（１２０）は出力に別のアナログ信号を
乗じることができるアナログ掛算型で“ある。速度誤差
信号はＤＡＣに供給され、そこで生成された正弦波信号
の振幅を制御する。

Ｄ　Ａ　Ｃ＋５０１．　＋９０１及び（１２０）の出力
に現れた信号は順次１２０’電気角だけ隔たった三相合
成型正弦波電圧信号でアシ、すベシの大きさだけ同期周
波数から隔たった周波数と速度サーボ回路における速度
誤差により制御された振幅とを有する。

Ｄ　Ａ　Ｃ（５０１の出力に現れた正弦波電圧信号は、
パルス幅変調器ｌ１５１１　Ｋ供給され、ここでモータ
の巻線（１１Ａ）を＋１勢するためのパルス幅電流が生
成される。巻線に供給された電流の大きさは印加電圧に
比例するものであシ、電流回路−によって制御される。

ＤＡＣ（資））の出力は抵抗（１５４１及び加算結節点
−を介して演算増幅器（繍）の入力に接続される。抵抗
＠８）に抵抗の９）及びギヤパシクβ′υの直列回路を
並列接続して構成されたリード回路は、演算増幅器の入
出力間に渡して接続される。この増幅器の出力は比較器
（６１）の正入力端子及び比較器（６３）の負入力端子
に接続される。比較器（６０）の出力はべ一スドシイプ
増幅器（６１）を介してトランジスタの２）のベースに
結合される。比較器−の出力はベースドライブ増幅器（
財）を介してトランジスタ（６５）のベースに結合され
る。

トランジスタ１ｉ２１及び（６５１はいずれも制御中の
モータに刻する電流要求を扱うことができるように選択
されたＮＰＮパワースイッチングトランジスタからなっ
ている。トランジスタ（６２１のコレクタは＋３４０ｖ
電源母線に接続され、そのエミッタはインダクタ（６８
）を介して巻線（ＩＩＡ）に接続される。またトランジ
スタ（６５）のコレクタはインダクタ（６８）を介して
巻線（ＩＩＡ）に接続され、そのエミッタは接地電位に
接続される。かくしてトランジスタ姉が導通ずると巻線
（ＩＩＡ）は正の電源母線に接、読されるが１、逆にト
ランジスタ（６５）が導通するとその巻線（ＩＩＡ）は
接地電位に接続される。モータ巻線と直列接１続された
インダクタはリップル電流及び関連するモータ加熱を減
少させるものである。

トランジスタｆ６２１及び（６５）からインダクタ（６
８）に至る共通リード線は、コア中の磁束を検出するよ
うに配置された線型ホール効果検出器を有するフェライ
トコア（６６）を貫通している。このホール検出器は電
流抜取シ増幅器（６ηに接続される。電流が導体中を流
れるとそれはコア（６６）内に磁束を生じ、この磁束は
増幅器（６ηに接続されたホール検出器により検出され
、さらに増幅器−はリード線を通じた電流に比例する電
圧出力を発生する。

増幅器（６７）の出力ラインは加算結節点−に帰還接続
される。これによって電流制御ループを完成するもので
ある。より特定すれば増幅器１６７）の出力は抵抗（７
２１に抵抗（７０）及びキャパシタｆｆｌ＋の直列回路
を接続したものからなるリード回路を経て加算結節点−
に接続される。リード回路ｆｆ０）〜ｆ７２）及びＱｊ
６）〜−）は急激な信号液ｆｆｓを予測して制御ループ
におけるオーバーシュート及びリンギングを減少させる
ものである。電流ループは速度側ｊ＋ｉ４１ループ及び
ベクトル制御ループの範囲内における内部制御ループで
あり、したがって比較的迅速な制御応答を提供すべく比
隣的広帯域な特性を有するように設計することが望まし
い。

比較器（６句及び（６３）を含むパルス幅変調器（ＰＷ
Ｍ　）　（５１１は三角波発生器（８０）から発生した
三角波信号を受信する。この三角波はｌＫＨ２程度の適
当な大きさの繰返し周波数を有するとともに、＋５Ｖ〜
−５ｖのピークツーピーク値を有するものである。三角
波発生器（８０）からの三角波はオフセット回路（８１
）において＋１ｖだけ高められて、＋６Ｖ〜−４Ｖのピ
ークツーピーク値を有する三角波となり、。これは比較
器（６３）の負入力端子に供給される。三角波発生器＋
８０１からの三角波はまたオフセット回路（８２）にお
いて−１ｖだけ低くされ、＋４Ｖ〜−６Ｖのピークツー
ピーク値を有する三角波として比較器（６３）の正入力
端子に供給される。

パルス幅変調器の動作は比較器−及び（６３）に印加さ
れた２つのオフセット三角波を示す第４Ａ図において図
解されている。印加信号（第４図における増幅器■の出
力）がたとえば第４Ａ図の左側に示したように＋２ｖの
値を有する場合、比較器（６３）は前記印加信号が三角
波より負の値となる期間ｔ１だけ論理１信号を生成する
。トランジスタ（６５）はしたがって期間ｔ１内だけ導
通する。

他方、比較器（００）は印加信号が三角波よシも正の値
となる期間ｔ２だけ論理Ｉ信号を発生し、これによって
トランジスタ（６２）を導通させる。トランジスタ＋６
２１　ｆｄ　、、サイクルの残Ｑ部分においては印加（
Ｍ号が三角波信号より正となるため非導通となる。

別の例は第４Ａ図の右側に示すように印加信号が一３ｖ
のＱσを有する場合である。この状況において比較器１
６３）は期間Ｌ３において論理１となり、トランジスタ
（６５）を導通させるが、比較器（６０）は期間−にお
いて論理１信号を発生し、トランジスタ（６２）を導通
させるものである。

かくして印加信号が上昇的に正の値となるときは、巻線
を正電源に接続するトランジスタ（６２）が各動作周期
の比較的長い上昇部分の間導通し、逆に巻線を接地電位
に接続するトランジスタ（６５）は比較的短い上昇期間
だけ導通する。したがって正の電圧は巻線に流れる電流
を増大させようとする。他方、印加信号が負の値に大き
く（絶対値として）なるとき、トランジスタ（６５１の
導通周期が増大し、トランジスタ（６２）の導通周期が
減少する。

第４図から明らかな通り、２個のトランジスタがそれぞ
れ導通する周期の間には常に間隔が存在することに留意
すべきである。この間隔は回路（８１）及び■によって
形成された電圧変位によるものである。すなわちこの間
隔は２個のトランジスタが同時に導通して電源を短絡す
ることがないようにするだめの短い″死期間″を形成す
るものである。

巻線に供給される電流は電流ループ圀により、Ｄ　Ａ　
Ｃ（５０）の出力に現れた印加電圧に比例するように制
御させる。ＤＡＣ印の出力が増大すると増幅器−の出力
は増大しようとし、これによってトランジスタ（６２１
の導通間隔、すなわち巻線への供給電流が増大する。増
加した電流は増幅器（６７］により検出され、これが増
幅器−に対する帰還信号を増加せしめ、印加電圧にょシ
指示された値への上昇を制限するものである。

同・康ニ、要素ｔ＋＋＋）　−（１１２）　１ｉｒａ　
（ＩＩＢ）　ＫＭ　Ｌ、Ｄ　Ａ　Ｃｔ９［ＩＪの出力に
現れた合成正弦波電圧に比例した電流を供給するための
電流制御ループを構成するものであり、要素（１２１）
〜（１４２）は巻線（ＩＩＣ）に苅しＤ　Ａ　Ｃ（１２
０）の出力に現れた合成正弦波電圧に比例した電流を供
給するだめの電流制御ループを形成するものである。

モータ巻線に供給される三相駆動電流は、位相調整され
た回転ベクトルにより決定される速１ｉ及び位相におい
て回転する回転磁界を生ずる。

このようなステータ電流は速度誤差により制御される。

第５図は″回転ベクトル″を実現するため、″速度パル
ス列″及び″すべりパルス列″を発生し、及び結合する
ための打首しい構成を示すブロック線図である。第４図
において速度パルス列はよシ大きい確度を達するため、
ＤＣタコメータ（第１図）からだけでなくデジタルエン
コーダから引き出される。モータａ２のロータは、第５
図の左側に示すようにＤＣタコメータ（１４］及びエン
コーダ（１３１に機械的に結合される。ＤＣタコメータ
は方向の極性指示を伴なうロータ速度に比例したＤＣ電
圧を発生するよう常套的に設計されている。エンコーダ
はロータの運動をインクリメントとして指示するパルス
を発生する。

″速度誤屋″信号を生成するだめのサーボ回路は演算増
幅器（２２７）を含んでいる。ＤＣタコメータ＋１４１
の一方のブラシは接地電位に接続され、他方のブラシは
抵抗（２２０）に抵抗（２２１）及びキャパシタ（２２
２）の直列回路を並列に接続したものからなるリード回
路を介して加算結節点（２２４１すなわち増幅器（２２
７）の入力に接続される。端子（２１８）は所望のモー
タ速度を指示する振幅と、所望の方向を指示する極性と
を有するアナログ　１電圧型の速度命令を受信する。こ
の端子（２１８）は抵抗（２２３）及び加算節点（２２
４）を介して増幅器（２２７）の入力に接続される。増
幅器（２２７）の入出力間にはキャパシタ（２２６）に
抵抗（２２５’）を直列接続したものからなるリード回
路が接続される。回路要素（２２０）〜（２’２２）　
、並びに（２２５）〜（２２６）からなるリード回路は
帰還回路における急叡な変化を予測してオーバーシュー
ト及びリンキングを減少させるものである。

タコメータは実際のモータ速度及び方向を連続的に指示
する帰還素子として動作する。増幅器（２２７）及びそ
の関連要素は加算回路を形成し、これによってタコメ〜
りから得られた現実の速度及び方向信号に、端子（２１
８）の命令信号により指示されたＢ「望の速度及び方向
を加算し、その増幅器の出力において″速度誤差″信号
と称する電位差を発生するものである。すでに述べた通
シ速度誤差信号はモータ励磁電流の振幅を制御する。モ
ータの速度は現実のモータ速度が速度命令により指示さ
れた所望の速度と実質的に等しくなる寸でサーボループ
の態様において自動的に調整されるものである。

エンコーダＱ３１は通常的な設計であり、″速度パルス
列″を発生するためのエンコーダ論理回路（２１６）に
接続されている。この速度パルス列はモータの１回転当
シ″ｎ″個のパルスを含み、モータ回転を指示する方向
を持っている。正弦波励磁電流は読出し専用メモリー（
第１図におけるＦＲＯＭ（至）〜（２６１）における予
備記憶値から合成される。これらのＦＲＯＭはすでに述
べた通り常套的に８ビツトアドレス、したがって２５６
の記憶値を用いるものである。モータが４極モータであ
れば１８０′機械角は３６ｏ０電気角となシ、したがっ
て速度パルス列は１回転当９５１２個のパルスを含むこ
とになる。概して／／　ｎ／／は極対数の２５６倍に等
しい。

ベースパルス列が、駆動回路を制御すべく直接用いられ
た場合、これらの駆動回路はロータ運動と同期した、励
磁電流を発生する。誘導モータは励磁周波数を調整する
ため、すベシパルス列のプログラマブル読出し専用メモ
リー（ＦＲＯＭ　）　（２３２）に記憶されたすべり率
を用いて生成される。

より特定すれば、抵抗（２２８）及び（２２９）はＤＣ
タコメータ（１４１に渡して接続された分圧器を形成し
、これによってタコメータ出力をバッファ増幅器（２３
０）で利用すべく分圧するものである。

増幅器（２３０）の出力はＡＩ）変換器（２３１）に供
給され、そのデジタル出力はＦ　ＲＯＭ　（２３２）に
供給される。変換器（２３１）の出力はモータ速度を示
す８ビット語であり、それはＦ　ＲＯＭ　（２３２）の
アドレスとして用いられる。したがってＰＲＯＭ　（２
３２）の出力はモータ速度の関数として選、択されるす
ベラ率である。

すベラ率はなるべくなら最大トルクを発生する各速度に
おいて数学的因子を決定することによシ経験的に決定さ
れる。これはモータを一定速度に維持しつつ、Ｄ　Ａ　
Ｃ（２３３）に供給された数置を最大トルクに対応した
値が見出されるまで変化することによシ行なわれる。

たとえば電圧制御発振器（２３５）がＩＯＶ信号に応答
した最大モータ速度のための最大所望すベシ周波数を発
生するとともに最大速度誤差信号がＩＯＶでおれば、こ
の最大速度に対応するＦ　ＲＯＭ　（２３２）中のすベ
ラ率は１０００となる。

この速度の場合の典型的な対応値は０．２００である。

これらの両極端間の値は所望の制御効果を得るだめ、速
度とともに直線的に変化することができる。

Ｆ　ＲＯＭ　（２３２）からのデジタル出力はＤＡ変換
器（２３３）に供給され、ここでデジタル指示は対応す
る電圧に変換される。変換器（２３３）は出力別のアナ
ログ信号、この場合、増幅器（２２７）の出力から供給
されるアナログ信号を乗することができる掛算器型であ
る。したがって変換器（２３３）の出力は速度誤差を乗
じられた選択的なすベラ率を表わすものである。変換器
（２３３）からのこの出力は電圧制御発振器（２３５）
に供給され、この発振器は印加電圧の絶対値に比例した
繰返し速度を有する′すべりパルス列“を発生するもの
である。

２個のパルス列、すなわちエンコーダαＪから得られた
ペースパルス・列及び発振器（２３５）によシ生成され
たすベシパルス列は″回転ベク）　１１指示を生成する
ためのカウンタ（２１９）に供給される。より特定すれ
ば、エンコーダ論理（２１６）からの速度パルス列は反
一致回路（２３６）を通じてカウントダウン論理回路（
２３８）及びカウントアンプ論理回路（２３９）に伝達
される。これらの論理回路（２１７）によ多制御される
適当なゲートを含んでおシ、この４象限検出回路はベー
スパルス列をカウンタ（２１９）の″ダウン″カウント
入力または″アッグ″カウント入力のいずれかに伝達す
るものである。同様に発振器（２３５）からのすベシパ
ルス列は反一致回路（２３７）を経てカウントダウン論
理回路（２３８）及びカウントアツプ論理回路（２３９
）に伝達される。これらの論理回路は同様にすベシパル
ス列を一方または他方のカウンタ入力に伝達するもので
ある。

反一致回路（２３６）及び（２３７，）は第５図におい
て破線で示すように相互接続されている。これらの回路
は２個のパルス列においてパルスが同時に到着した場合
にパルス損失が生じないようにするだめのものである。

これらの反一致回路は印加されたパルスを交互に通過さ
せる。すなワチこれらの回路は一方のパルス列かラノパ
ルスを通過させると、次は他方のパルス列からのパルス
を通過させるものである。このようにしてパルスが同時
に発生した場合のパルス損失を阻止することができる。

カウントダウン及びカウントアツプ論理回路は４象限検
出論理回路（２７１）によ多制御される。

この論理回路はロータ運動の実際の方向を指示するエン
コーダ（２１６）からの信号及び所望のトルク方向を指
示する速度誤差から引き出された信号を受信する。速度
誤差はモータにおいて要求されるトルクの大きさ及び方
向を指示する。

増幅器（２２７）の出力は比較器（２３４）の正入力に
供給され、その比較器の負入力は接地電位に接続される
。比較器（２３４）の出力は４象限検出論理回路（２１
７）に接続され、これに所望のトルクの方向を含む速度
誤差の極性を指示する論理信号を供給するものである。

すべりパルス列及び速度パルス列のための方向情報及び
その通過に関する真理値表は次の通シである。

転方向　方　向 １　１　アップカウント　アップカウント′　０　０　
ダウンカウント　ダウンカウントＯｌ　アップカウント
　ダウンカウント１　０　ダウンカウント　アップカウ
ントロータ回転方向及びトルク方向がいずれも論理１に
対応する場合（真理値表の１行目）、発振器（２３５）
からのすベシパルス列及びエンコーダ（１９からの速ｙ
　パルス列は、いずれもカウントアツプ論理回路（２３
９）を介してカウンタ（２：Ｌ９）の″アップカウント
入力に送られる。モータ回転及びトルク方向の双方が論
理０に対応する場合には、（同表第２行目）、２つのパ
ルス列はカウントダウン論理回Ｍ　（２３８）を経てカ
ウンタ（２１９）の“ダウン″入力に送られる。このよ
うにして実際のモータ方向が所望のトルク方向と同じ場
合には、パルス列同士が加算され（すなわちカウンタが
同方向にカウントされる）、これによってカウンタは速
度パルス列のみが供給された場合よシ早い完全周期（２
３６ビツトノを通じて駆動される。

モータの方向が論理Ｏに対応し、トルクの方向が論理１
に対応する場合（真理値表の第３行目）、ずベシハルス
列はカウントアツプ論理回Ｍ　（２３９）を経て″７ツ
プ“カウンタ入力に供給され、速度パルス列はカウント
ダウン論理回路（２３８）を介して″ダウンカウンタ入
力に供給される。同様にモータ方向が論理１に苅応し、
トルク方向が論理ＯＫ対応する場合（Ｘ埋値表の最終行
）すベシパルス列は″ダウンカウント　（り入力に伝達
され、速度パルス列は“アップカウンタ入力に伝達され
る。現実のモータ方向が所望のトルク方向と異なる場合
（速度変換または方向変化中に生じ得る）、パルス列は
互いに引算され、カウンタのカウント出力は速度パルス
列のみが加えられた場合よシ遅くなる。

カウンタ（２１９）の出力は″回転ベクトル“をベクト
ル″を導き出すために″位相進み″と結合される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に従った制御システムの全体を示すブロ
ック線図、第２図は好ましい位相進み特性を示す線図、
第３Ａ及び３Ｂ図は低トルク条件下における典型的な誘
導モータのベクトル図、第４図は誘導モータのための三
相励磁電流を発生するために用いられる駆動回路の比較
的詳細なブロック線図、第４Ａ図は第４図において用い
られたパルス幅゛変調を示す線図、第５図は″速度パル
ス列″と″すべりパルス列″及び“回転ベクトル″を発
生するための回路を示す比較的詳細なブロック線図であ
る。 特許出Ｉｎ　人　コルモーゲン　テクノロジイズ　コー
ポレイション代理人　新実　健部 （外１名） 嬉４Ａ図 手続補正書 昭和６０年３月４日 ３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 ４、代　理　人 ９、添付書類の目録 （１）補正明細書　１通

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１（ａ）　誤差信号を発生するサーボ回路と、（ｂ
   ）　所望のすベシ分だけ現実のモータ速度から異なった
   回転速度を有するデジタル回転ベクトルの指示機構、及
   び （ｃ）　前記回転ベクトルを前記回転ベクトルに従った
   周波数及び位相、並びに前記誤差信号に従って決定され
   た大きさを有するモータ励磁電流に変換する機構 を備えたＡＣ誘導モータのだめのサーボ制御システムで
   あって、 前記誤差信号の関数として増大する位相変位の指示を与
   えるための進相回路、及び 前記回転ベクトルを前記位相変位の指示に従つて変位さ
   せるための回路手段 を含むことを特・徴とするＡＣ誘導モータのためのサー
   ボ制御システム。 、２〕　前記進相回路は前記誤差信号が最大値の１５〜
   ５０％の範囲内にあるとき最大位相変位の指示を与える
   ものであることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項
   記載のサーボ制御システム。 （３）前記進相回路は前記誤差信号が最大値の約２５％
   に達したとき最大位相変位の指示を与えるものであるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第（２）項記載のサーボ
   制御システム。 （４）　前記進相回路によって与えられる最大位相変位
   の指示が４５〜９０°範囲内にあることを特徴とする特
   許請求の範囲第（１）項記載のサーボ制御システム。 （５］　前記最大位相変位の指示が約９０°であること
   を特徴とする特許請求の範囲第（４）項記載のサーボ制
   御システム。 （６）　誘導モータと、 前記モータのだめの多相励磁電流を発生するための励磁
   回路手段と、 前記モータの回転速度を検出するための速度検出器と、 現実のモータ速度を所望のモータ速度と比較して前記励
   磁電流の大きさを制御するための誤差信号を引出すよう
   に前記速度検出器及び前記励磁回路手段に接続されたサ
   ーボ回路と、前記現実のモータ速度からすべ９分だけ異
   なった回転速度を有するものであシ、前記励磁電流の周
   波数及び位相を制御するように前記励磁回路手段に接続
   された回転ベクトル発生手段と、前記誤差信号の関数と
   して増大する位相変位の指示を発生するための進相回路
   、及び前記位相変位の指示に従って前記回転ベクトルの
   位相を変位させるためのサーボ制御手段を備えたことを
   特徴とするＡＣ誘導モータのためのサーボ制御システム
   。 （７）前記進相回路は前記誤差信号が最大値の１５〜５
   ０％の範囲内にあるとき最大位相変位の指示を与えるも
   のであることを特徴とする特許請求の範囲第（６）項記
   載のサーボ制御システム。 （８）前記進相回路は前記誤差信号が最大値の約２５％
   であるとき最大位相変位の指示を与えるものであること
   を特徴とする特許請求の範囲第（６）項記載のサーボ制
   御システム。 （９）前記進相回路によって与えられた最大位相変位ノ
   指示が４５〜９０°の範囲内にあることを特徴とする特
   許請求の範囲第（６）項記載のサーボ制御システム。 α０）前記最大位相変位の指示が約９０’であることを
   特徴とする特許請求の範囲第（６）項記載のサーボ制御
   システム。 （１１１前記回転ベクトル発生手段が、前記モータの現
   実の速既に対応するパルス繰返し速度を有するパルス列
   を発生するためのモータ速度パルス列発生器と、　１ すベシに応じたパルス列を発生するためのすベシパルス
   列発生器、及び前記２つのパルス列を結合するための加
   算回路 を含むものであることを特徴とする特許請求の範囲第１
   ６）項記載のサーボ制御システム。 ａ２　前記回転ベクトル発生手段がさらに前記結合され
   たパルス列に応答して対応するデジタル回転ベクトルの
   指示を発生するためのカウンタを含むことを特徴とする
   特許請求の範囲第０１）項記載のサーボ制御システム。 （１３）前記励磁回路手段が、 前記回転ベクトル位置に従った正弦波値を発生するため
   の正弦波発生手段、及び 前記正弦波値に従って前記モータに励磁電流７、メ を供給するだめの電流制御回路 を含むものであることを特徴とする特許請求の範囲第（
   ６）項記載のサーボ制御システム。