JPS59123482A - 同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、同期モータをトルク一定制御する同期モータ
の制御方式に関し、特に同期モータの各巻線のＮ流の追
従遅れを減少騙せることのできる同期モータの制御方式
に関する。

サーボモータは、種々の分野に広く用いられており、近
年夕涼す−￥モータも開発されてお９、同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発生もなく、構成が簡単であることがら
、広く利用されつつある。

この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必要があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成■を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束密度Ｂは、 Ｂ　＝　Ｂｍ　ｓｉｎ　Ｏ−（１１ となる。

又、図のステータ２の８巻線と錯交する磁束φは、 φ＝−φｇ　ｃｏｓθＣ・・・・・・（２）となる。（
但し、φｍはロータ１のｑ軸上での磁束とする。） 従って３巻線の誘起起電力ｅ、は、 ｄφ ｅ、　＝−石 ′ニーφｍ　”　ｐ　”ωｍ−ｓｉｎθ　　　　　　　
・・・・・・（３）となる。（但し、θ＝Ｐθｍ＝Ｐ・
ω慨・ｔとする。）同様にして３巻線と各々Ｔπ、ｉπ
　の角度に配置されたステータ２の５巻線、Ｃ巻線の誘
起起電力ｅｔ＋　ｅ３は、 ｅ、　＝−φｍ−Ｐ　−ωｍ−ｓｉｎ　（θ−−π）・
・曲（４）ｅ、　＝−φ１Ｐ＋ωｍ０ｓｊｎ（θ〜−π
）　　　・・・・・・（５）となる。

ここで、各１１機子巻線ａ、ｂ、ｃに流す電、流を’ｂ
’！＋’３　とすると、係る３相同期モータの出力トル
クＴは、 Ｔ　ｙ　、　（ｅ、−ｉ、　＋ｅ、−ｉｔ＋ｅ、−ｉ、
　）　　　　　　−・曲（６１で表現されるから、（３
）、　（４）、　　（５）式を（６）式に代入して、 十ｉ３・ｓｉｎ　（θ−τπ））　　　・・・・・・（
７）となる。トルクＴを′一定にするには、角度θに依
存しない徐にすれば良いから、 （但し、■は電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 Ｔ　＝　ＴＫ（Ｉ　ｓ＋ｎ２θ＋ｌ５ｊｎｔ　（θ−ｙ
、π）＋１ｓ４ｎ”（ｅ−ｇπ））＝十で　　　　　　
　　　　　　　　　　　・・・山（９）となり、トルク
Ｔはロータ１の回転位置によらず一定となる。

この様な制御を行うためには、同期モータのロータ角度
を検出し、これによって各電機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。

しかしながら、各電機子巻線の？Ｕ流が理想値よりφ。

たけ遅れていると、各電機子巻線の電流’ｌ＋’１＋　
’３は旭 ｉ、　＝　Ｉ　ｓｉｎ　（θ−φ。） ｉ３　＝　Ｉ　ｓｉｎ　（θ−Ｔπ−φ０）となるから
、出力トルクＴは Ｔ＝　−ＫＩ　ｓ　＋ｎ　（、十φ０）となって、トル
クが減少することになる。

一方、同期モータのｔｌｌｔｉ　＊：回路には、聞流制
御ループのゲインは無限大とする０とが出来ず、南限で
あることから、応答遅れがｌ黙約に存在することになる
。このため、同期モータの回転角度を検出するロータリ
ーエンコーダが、正確な回転角度を出力しても、電機子
巻線の電流が理想値から遅れることになり、この遅れは
速度に比例して大きくなるという欠点が生じていた。

従って、本発明の目的は、係る電流の追従遅れｔ容易に
減少しうる同期モータの制御方式を提供するにある。

Ｖ下、本発明を実施例により詳細に説明する。

第２図は不発明の原理駁明図である。図中、Ａｄは理想
璽浦波形であり、同期モータ１０１の誘起起電力と同相
でるり、同期モータ１０１の回転角に対応している。Ｃ
の珈せ電流鼓形Ａｄは同期モータ１０１の検出回転角度
θ番′ζ刻応しており、これにより電流指令を作成した
同期モータ１０１に与えると実電流波形はφ。たけ遅れ
た劫となる。即ちφ。たけ位相遅れがある。そこで、本
発明では、検出された回転角度θを次の様に進み補償す
る。

θ；θ＋Ｖａ　ＸΔＴ　　　　　　　　　・・・・・叫
即ち、実速度■に比例して進み補償する。ここでΔＴは
定数で、遅れφ。の個から決められるが、一般には ΔＴ〈φｏ／ｖａ　　　　　　　　　曲αηとなるよう
に選定する。

従って、本発明の電流指令は第２図Ｂｄに示す如く、理
想電流ＡｄからＶａ・ΔＴだけ進んだ鼓形となる。

この結果、同期モータ１０１に与えられる実電流ＢＲも
、従来の集電、流ＡＲからＶａ・ΔＴたけ進んだ鼓形と
なり、理想電流Ａｄからの遅れは、 φｏ−Ｖａ・ΔＴ となり、減少する。

このため、トルクの減少が小さくなり、同期モータを安
定に駆動出来、しかも回転速度に応じて補償しているの
で、速度が大きくなっても、トルクの減少は犬とならな
い。

他の補償法として、指令速度Ｖｃを用いて、θ′−〇＋
ＶｃＸΔＴ　　　　　　　　　　・・・・・・ｇ烏によ
り補償しても良い。

第６図は、本発明の一笑７ＩＩｌｉψ１ブロック図であ
り、１０１は同）す１モータてあり、１０８は演算副側
１部であり、速度制御ループと１浦制御ループとを演算
動作によって行なうものである。演算制御部１ｂ８ａモ
ータｆＪＩＪ御プロクラムに従い演算動作を行うプロセ
ッサ１０８ａと、モータ制御プログラムを格納するプロ
クラムメモリ１０８ｂと、データの記憶のためのデータ
メモリ１０８Ｃと、ＮＣ装置等のりを部からの指令を受
けるための入出力ボート１０８ｄと、タイマ回路にノく
バス幅変調指令を出力する入出力ボート１０８ｅと、牛
負流５１１２［Ｊ、　１１２Ｖ。

１１２Ｗからの火相を流Ｉａｕ、　ＩａＶ、　ｉａｗ　
ｆ　９け、デジタルイ―に変換するためのアナログ・デ
ジタル（Ａ、Ｌ））変換に３１０８ｆと、ノくバスコー
タ１１２力Ａら最初に同＋ｖ］モータ１０１の界磁極の
回転位置αを示す位置コードがロードａれ、ｙ、降ノく
バスコータ゛１１２から同期モー１１０１が所定角自転
する毎に発生される回転パルス！’ｔ　＋　Ｐ４を計数
するカウンタ１０８ｆ！と、これらを接続するためのア
ドレス・データバス１０８ｈ　とで構成されている。尚
、パルスコーグ１１２は、同期モータ１０１の界磁極の
位置を示す位置コードと、同期モータ１０１が所定角回
転毎にＵ」力される回転パルスを発生するものである。

１１４はタイマ回路であり、演算制御部１０８からのパ
ルス幅変調指令に応じた幅のパルス幅変調信号を出力す
るもの、１１５はインバータであり、外部に設　　　　
。

けられた３相父流雷源１１６とこの６相交流を直流に整
流する整流回路１１７（ダイオード群１１７ａ及びコン
デンサ１１７ｂ）によって直（ＮＭｉ圧が付与され、６
１固のパワートランジスタＱ、〜Ｑ６トダイオートＤ、
〜Ｄ６　’に肩しており、パルス幅変調信号で各パワー
トランジスタＱ、〜ｑをオン／オフ制御し又同期モータ
１０１に駆動電流を与えるものである。

次に、第６図実施例構成の動作を、同期モータがろる速
度で回転しているときに速度指令が上昇した場合につい
て説明する。

同期モータテ０１が回転しているので、カウンタ１０日
１には、同期モータ１０１の回転開始直前に）くルスコ
ーダ１１２７５１ら位置コードがロードされ、同期モー
タテ ｆ）、、Ｐ、を計数しているから、カウンタ１０８ｆは
常に同期モータ１０１の界磁極の回転位置を表示してい
ることになり、回転パルスＰ□、Ｐ、の周期は同期モー
タ１０１の速度に比例するから、所定時間間隔に分ける
カウンタ１０８グの値の増分は同期モータ１０１の回転
速度に対応する。

■先ず、同期モータ１０１を所望の回転速度Ｖｃで回転
せしめるべく、ＮＣ装置等の外部から速度指令ＶＣＭＤ
が入出力ボート１０日ｄに入力し、・くスＩＤ８１’１
ヲ弁しプロセッサ１０８ａに伝えられる。

■プロセッサ１０６ａはカウンタ１０８ｖのカウント価
をバス１０８ｈを介し読取り、前回読取った値とのに分
を演算し、サンプリング間隔Ｔて割って、実速度Ｖａを
演算する。この実速度検出の方法としては、別途回転ノ
くバスＰ、、Ｐ、の周期を計損１１するカウンタを設け
、これをプロセッサ１０８ａｆＪ′−読取って、実速度
Ｖａを演算してもよい。（実速度演算ステップ）。

■プロセッサ１０８ａは速度指令Ｖｃと実速度Ｖａを用
いて次式の演算を行い、振幅指令Ｉｓを求める。

（２）式のＩｓは電機子電流の振幅に相当し、工ｓが太
となれば、大きなトルクが発生し、これによシ同期モー
ター０１の実速度が指令速度にもたらされる。

（速度ループ演算ステップ）。

■次にプロセッサ１０８ａはカウンター０８ｆ！のカウ
ント値θをバス１０８ｈ　をブｒし読取る。そして、実
速度演算ステップで求めた実速度Ｖａと、データメモリ
１０８ｃに予じめ記憶された定数ΔＴを用いて閉頭式を
実行し、回転角度θ′を求める。（回転角補償ステップ
）。

■プロセッサ１０８ａは、データメモリ１０８ＣＫ格納
されているカウント個θ−５ｉｎθ、ｓ１口（θ・−一
π）変換テーブルを検索し、回転角度θ′に刻則するｓ
ｉｎθ。

５ｉｎ（θ−丁π）のデジタル値を得る。

■プロセッサ１０８ａは、■の速度ループ演算ステップ
で求めた振幅指令Ｉｓと前述のｓｉｎθ、５ｉｎ（θ−
−π）のデジタル値とを乗算し、２相の電流指令Ｉａ、
　Ｉｂを得る。

０次に、プロセッサー０８ａは、２相の電流指令Ｉａ。

Ｉｂから次式により電流指令Ｉｃを荀る。

Ｉｃ＝−Ｉａ−Ｉｂ ＝Ｉｓ−ｓｉｎ（θ−−π）　　　　　　　　・・・・
・α均（２相−６相変挨ステツプ）。

０次に、プロセッサ１０８ａは、検流器１１２Ｕ、　１
１２Ｖ。

１１２Ｗから得られた実相電流ｆａｙ　ｉａｗ、　ｉａ
ｕ　ｆ　ＡＪ’Ｊ変換器１０８ｆでデジタル化された各
実笥、流をバス１０８ｈを介し読み堆勺、前述の３相の
電流指令Ｉａ。

Ｉｂ、Ｉｃと実相電流ｆａｖ、　Ｉａｗ、　ｒａｕとの
差分を演算し、所定の南中係数を乗じて、デジタル値の
三相交流信号ｉｕ、ｆｖ、ｉｗを得る。以上が電流ルー
プ演算ステップである。

０次に、プロセッサ１０８ａは、前述の速度ループ演算
ステップで得た実速度Ｖａに前述の係数ｋｆを乗じ、速
度補償出力ＶＣＯを得、前述の三相交流信号ｉｕ、　Ｉ
ｖ、　ｉｗから差引き、補償された三相交流信号期モー
タ１０１の実速度Ｖａによる逆起電力によって生じるゲ
イン低下を防止できる。（電流ループ補償ステップ）。

０更に、プロセッサ１０８ａはこの三相交流信−＠ｉｕ
。

ｉｖ、ｉｗ　の値からパルス幅変調指令ｔｕ、　ｔｖ、
　ｔｗを作成する。即ち、三相交流信号ｉｕ、　ｉｖ、
　ｉｗ　の価に応じたパルス幅の値を示すパルス幅変調
指令ｔｕ。

ｔＶ、ｔｗを演算する。

■プロセッサ１０８ａはこの指令ｔｕ、　ｔｖ、　ｔｗ
をバス１ｏｓｈ、入出力ボート１０８ｅを弁しタイマ回
路１１４へ送る。タイマ回路１１４ではこの指令ｔｕ、
　ｔｖ、　ｔｗからの直示時間中のパルス幅変調指令を
出力し、インバータ１１５の各トランジスタＱ、へらへ
送り、同期モータ１０１に三相電流を供給する。

プロセッサ１０８ａはサンプリング周期Ｔ毎に前述の演
算動作をプログラムメモリ１０８ｂの制御プログラムに
従って実行し、同期モータ１０１を制御し℃１、最終的
に同期モータ１０１を指令速度で回転せしめる。

上述の説明では、回転角補イ賞ステップによって補償回
転角θを求めているが、データメモリ１０８Ｃｓｉｎθ
、　ｓｉｎ　（θ−÷π）をｓｉｎ　／、　ｓｉｎ　（
θｌ　　２π）に置き代えて記憶してもよい。

環上説明した様に　本発明によれば、同期モータの駆動
に必要とする同相の正弦波を求めるに際し、同期モータ
の回転角度を検出する検出器からの回転角度をフィード
バックループ固翁の遅れを考慮して進み補償しているの
で、同期モータの駆動のための理想電流からの追従遅れ
が減少できるという効果を奏し、トルクの減少も最小と
することが出来る。又、進み補償を同期モータの実回転
速度又は指令速度で行っているので、速度が大となって
もトルクが大巾に減ることもないので、時に高速時のト
ルク低減を防止することができるという効果も奏する。

更に、単に進ろ補償するの丙で達成できるので、容易に
しかも簡単に実現可能となり、実用±極めて有用である
。

尚、本発明合一実施例により説明したが、本発明は上述
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の対象とする同期モータ構成図、ｍ２図
は本発明の原理説明図、第３図は本発明の一実施例ブロ
ック図を示す。 図中、１０１・・・同期モータ、１０８・・・演算制御
部、１１２・・・パルスコーダ、１１５川インバータ。 特許出願人　ファナック株式会社

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 同期モータの回転角度を検出する検出器と、該検出器か
   ら検出された回転角度に対応する正弦値を発生し実効値
   電流指令に該正弦値を乗算する制御回路とを有し、制御
   回路の乗算出力を該同期モータの電機子巻線に電流指令
   値として与える同期モータの制御方式において、該制御
   回路が該同期モータの回転速度又は該同期モータに対す
   る回転指令速度によって該検出された回転角度を補償す
   ることを特徴とする同期モータの制御方式。