JPS59122393A - 同期モ−タの制御方式 - Google Patents
同期モ−タの制御方式Info
- Publication number
- JPS59122393A JPS59122393A JP57234110A JP23411082A JPS59122393A JP S59122393 A JPS59122393 A JP S59122393A JP 57234110 A JP57234110 A JP 57234110A JP 23411082 A JP23411082 A JP 23411082A JP S59122393 A JPS59122393 A JP S59122393A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- synchronous motor
- pulse
- output
- resolver
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/18—Controlling the angular speed together with angular position or phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
トルク一定制御するための同期モータの制御方式に関し
、特にレゾルバからの検出信号によってロータ位置検出
、速度検出及び位置検出を行なうことのできる同期モー
タの制御方式。
、特にレゾルバからの検出信号によってロータ位置検出
、速度検出及び位置検出を行なうことのできる同期モー
タの制御方式。
サーボモータは、種々の分野に広く用いられており、近
年交流サーボモータも開発されており・同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発止もなく、構成が簡単であることから
、広く利用されつつある。
年交流サーボモータも開発されており・同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発止もなく、構成が簡単であることから
、広く利用されつつある。
この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必斐があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第1図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ1の磁界のq軸よりθの角度の位
置での磁束@度Bは、 B = Bm sinθ ・・曲(1
)となる。
る必斐があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第1図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ1の磁界のq軸よりθの角度の位
置での磁束@度Bは、 B = Bm sinθ ・・曲(1
)となる。
又、図のステータ2の3巻線き鎖交する磁束φは、
φ=一φm cosθC・川・・(2)となる。(但し
、φmはローダ1のq軸上での磁束とする。) 従って3巻線の誘起起電力e1は、 ニーφm−p−0m −sinθ ・・・・・・(
3)となる。(但ひ、θ=Pθm = p・ω・m−t
とする。)置されたステータ2の6巻線、C巻線の誘起
起電力e2.e3は、 e3=−φm・P・0m−51n(θ−,x ) −
・−・−(5)となる。
、φmはローダ1のq軸上での磁束とする。) 従って3巻線の誘起起電力e1は、 ニーφm−p−0m −sinθ ・・・・・・(
3)となる。(但ひ、θ=Pθm = p・ω・m−t
とする。)置されたステータ2の6巻線、C巻線の誘起
起電力e2.e3は、 e3=−φm・P・0m−51n(θ−,x ) −
・−・−(5)となる。
ここで、各電機子巻服a、b、cに流す電流を11゜i
2.i、 とすると、係る3相同期モータの出力トル
クTは、 T==、−1(e、・+、−1− e2−+2−1−
e3+F)・=−(6)で表現されるから、(31、(
4) 、 (5)式を(6)式に代入して・ 十13・5in(θ−τπ)) ・・・・・・ (ハと
なる。トルクTを一定にするには、角度θに依存しない
様にすれば良いから、 (但し、■は電流の振幅である。) とすれば、(7)式のトルクTは、 となり、トルクTはロータ1の回転位置によらず一定と
なる。
2.i、 とすると、係る3相同期モータの出力トル
クTは、 T==、−1(e、・+、−1− e2−+2−1−
e3+F)・=−(6)で表現されるから、(31、(
4) 、 (5)式を(6)式に代入して・ 十13・5in(θ−τπ)) ・・・・・・ (ハと
なる。トルクTを一定にするには、角度θに依存しない
様にすれば良いから、 (但し、■は電流の振幅である。) とすれば、(7)式のトルクTは、 となり、トルクTはロータ1の回転位置によらず一定と
なる。
この様な制御を行うためには、同期モータのロータ角度
を検出し、これによって各を機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。即ち、誘導起電圧EOの位相を検出す
ると共に、該位相を有する電流指令を発生し、この電流
指令を同期電動機の電機子巻線に印加し、直流電動機と
等制約に該同期電動機を駆動制御するものであるが、誘
導起電圧EOと主磁束の位相が90度すれていることが
ら。
を検出し、これによって各を機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。即ち、誘導起電圧EOの位相を検出す
ると共に、該位相を有する電流指令を発生し、この電流
指令を同期電動機の電機子巻線に印加し、直流電動機と
等制約に該同期電動機を駆動制御するものであるが、誘
導起電圧EOと主磁束の位相が90度すれていることが
ら。
誘導起電圧Eoの位相は主磁束換言すれば界磁極の位置
から検出できる0このため、界磁極の位置を検出するこ
とが必要となり、一般には同期電動機のシャフトに直結
してレゾルバを設けている0このレゾルバは$2図に示
すように回転子102aと、回転予巻g 102 bと
、互いに90′の位相をもって配設された2つの固定子
巻線102c、102dと、sinωt 、 cosω
tの搬送波を各々発生する搬送波発生回路102e、1
02fを有している。今、回転子102aが角度θの位
置にあるものさすれば、回転子巻線102 bからは、
次に示す電圧eが出力されるO e = sin (ωt+θ)・・・・・・ αOこ
の搬送波sinωtとレゾルノく102 の出力eの関
係を示せば第3図の如くなり、搬送波sinωtの1周
期の間に回転した回転角θだけ位相がずれた出力eが得
られ、回転子102aが1回転した時搬送波sinωt
に対し、θn = 2πずれた出力eとなる0従って、
レゾルバ102の出力eをCOSωtで同期整流すれば
、sinθ、即ち界磁極の位置に応じた位相出力が得ら
れる〇一方、レゾルノ(102の出力eは回転角θに応
じて変化するため、出力eから回転位置及び回転速度を
検出できる。第2図の構成は2極のレゾルバであるから
2極の同期電動機に対応するものであり、例えば8極の
同期電動機であれば、8極のレゾルバを用いる必要があ
る。8極のレゾルバでは、回転子の一回転に対し前述の
2極レゾルバの出力が4回出力される。即ち、2極レゾ
ルバの回転子の一回転に対する出力をλ4と−jると、
8極レゾルバでは4λの出力が得られる。
から検出できる0このため、界磁極の位置を検出するこ
とが必要となり、一般には同期電動機のシャフトに直結
してレゾルバを設けている0このレゾルバは$2図に示
すように回転子102aと、回転予巻g 102 bと
、互いに90′の位相をもって配設された2つの固定子
巻線102c、102dと、sinωt 、 cosω
tの搬送波を各々発生する搬送波発生回路102e、1
02fを有している。今、回転子102aが角度θの位
置にあるものさすれば、回転子巻線102 bからは、
次に示す電圧eが出力されるO e = sin (ωt+θ)・・・・・・ αOこ
の搬送波sinωtとレゾルノく102 の出力eの関
係を示せば第3図の如くなり、搬送波sinωtの1周
期の間に回転した回転角θだけ位相がずれた出力eが得
られ、回転子102aが1回転した時搬送波sinωt
に対し、θn = 2πずれた出力eとなる0従って、
レゾルバ102の出力eをCOSωtで同期整流すれば
、sinθ、即ち界磁極の位置に応じた位相出力が得ら
れる〇一方、レゾルノ(102の出力eは回転角θに応
じて変化するため、出力eから回転位置及び回転速度を
検出できる。第2図の構成は2極のレゾルバであるから
2極の同期電動機に対応するものであり、例えば8極の
同期電動機であれば、8極のレゾルバを用いる必要があ
る。8極のレゾルバでは、回転子の一回転に対し前述の
2極レゾルバの出力が4回出力される。即ち、2極レゾ
ルバの回転子の一回転に対する出力をλ4と−jると、
8極レゾルバでは4λの出力が得られる。
これを電気角θと回転子の機械角αとの関係で見す
ると、θ=4αとなり、機械角αが丁π(=90°)変
化するき、電気角θは2π(=360°)変化すること
になる。
化するき、電気角θは2π(=360°)変化すること
になる。
一方、位置検出には、1λに対し2000パルスの位置
検出パルスが出力され位置検出されており、8極のレゾ
ルバ、同期モータでは、1回転に対し8000パルスの
位を検出パルスが出力されることになる。この場合、同
期モータは、送りネジを回転してテーブル等を移動させ
るこ七から、1回転に対し送り量が固定(例えば8胡)
されていれば問題はないが、送り条件によっては1回転
で10trtn 、 6 tran等の別の送り量とし
たいとの要求がある0このためには、1回転で10,0
00ノくルス又は6.000パルスの位置検出パルスを
出力することが必要であるから、位置検出のため、別途
10極又は6極のレゾルバを設ける必要があり、構成が
複雑、大型化し、高価格をもたらすという欠点があった
。
検出パルスが出力され位置検出されており、8極のレゾ
ルバ、同期モータでは、1回転に対し8000パルスの
位を検出パルスが出力されることになる。この場合、同
期モータは、送りネジを回転してテーブル等を移動させ
るこ七から、1回転に対し送り量が固定(例えば8胡)
されていれば問題はないが、送り条件によっては1回転
で10trtn 、 6 tran等の別の送り量とし
たいとの要求がある0このためには、1回転で10,0
00ノくルス又は6.000パルスの位置検出パルスを
出力することが必要であるから、位置検出のため、別途
10極又は6極のレゾルバを設ける必要があり、構成が
複雑、大型化し、高価格をもたらすという欠点があった
。
従って、本発明の目的は、送り条件が変化しても1つの
レゾルバによって位置検出が可能な同期モータの制御方
式を提供するにある。
レゾルバによって位置検出が可能な同期モータの制御方
式を提供するにある。
以下、本発明を笑施例により詳細に説明する。
第4図は本発明の制御方式の一実施例ブロック図である
。
。
図中、101は回転界磁形の8極の同期モータ、102
は同期モータのシャフトに連結された8極のレゾルバで
あり、同期モータの界磁極の位置を検出する。103は
演算回路であり、分配ノくルスで与えられる位置指令D
CMDと後述する位置・(ルスPPとの差を出力するも
の、104はエラーレジスタであり、演算回路103の
出力を位置誤差として一時記憶するもの、105は演算
回路であり・エラーレジスタ104の位置誤差をデジタ
ル・アナログ変換して得た速度指令電圧VCMDと実速
度電圧TSAの差(以後速度誤差という)EHを演算す
るもの、106は速度誤差EI(を増幅して電機子1に
流の振幅Isを出力する誤差アンプ、107゜108は
乗算回路で、誤差アンプ出力と後述する同期整流回路の
出力cosθ、 sinθとを乗算し2相の電流指令1
1a (=ls−cosθ) 、 l、b (=1s−
sinθ)をそれぞれ出力する。109は2組付号を3
相に変換する2相−6相変換回路で、第5図に示すよう
な回路構成を有している。即ち、2相−3相変換回路は
2つのオペレーションアンプOA1.OA2と、10K
Oの抵抗R1−R4と、5.78Kflの抵抗R5と、
5にΩの抵抗R6を有している。さて、各抵抗R,−R
6の値を上記のように決定すると共に図示の如く結線す
ると、端子Tu 、 Tv 、 Twからそれぞれが出
力される。そして、これらlu 、 lv 、 1wは
互いに2π/3の位相差を有し、しかも誘導起電圧EO
同相の3相を流指令となっている。
は同期モータのシャフトに連結された8極のレゾルバで
あり、同期モータの界磁極の位置を検出する。103は
演算回路であり、分配ノくルスで与えられる位置指令D
CMDと後述する位置・(ルスPPとの差を出力するも
の、104はエラーレジスタであり、演算回路103の
出力を位置誤差として一時記憶するもの、105は演算
回路であり・エラーレジスタ104の位置誤差をデジタ
ル・アナログ変換して得た速度指令電圧VCMDと実速
度電圧TSAの差(以後速度誤差という)EHを演算す
るもの、106は速度誤差EI(を増幅して電機子1に
流の振幅Isを出力する誤差アンプ、107゜108は
乗算回路で、誤差アンプ出力と後述する同期整流回路の
出力cosθ、 sinθとを乗算し2相の電流指令1
1a (=ls−cosθ) 、 l、b (=1s−
sinθ)をそれぞれ出力する。109は2組付号を3
相に変換する2相−6相変換回路で、第5図に示すよう
な回路構成を有している。即ち、2相−3相変換回路は
2つのオペレーションアンプOA1.OA2と、10K
Oの抵抗R1−R4と、5.78Kflの抵抗R5と、
5にΩの抵抗R6を有している。さて、各抵抗R,−R
6の値を上記のように決定すると共に図示の如く結線す
ると、端子Tu 、 Tv 、 Twからそれぞれが出
力される。そして、これらlu 、 lv 、 1wは
互いに2π/3の位相差を有し、しかも誘導起電圧EO
同相の3相を流指令となっている。
110U、110v、110Wはそれぞれ各相毎に設け
られた演算回路であり、指令電流Lu 、 lv 、
jwと実際の組型@ Lau 、 Iav 、 law
の差を演算する演算回路、111はlavとlawの加
算を行なってU相の相電流Lauを出力する演算回路、
112V。
られた演算回路であり、指令電流Lu 、 lv 、
jwと実際の組型@ Lau 、 Iav 、 law
の差を演算する演算回路、111はlavとlawの加
算を行なってU相の相電流Lauを出力する演算回路、
112V。
112WはそれぞれV相及びW相の相電流jav 。
lawi検出する検流器、11!IU、113V、11
3Wはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を増幅す
る電流アンプ、114はパルス幅変調回路、115はパ
ルス幅変調回路の出力信号により制御されるインバータ
、116は3相交流電源%117は6相変元を゛直流に
整流する公知の整流回路でダイオード群117a及びコ
ンデンサ117bを有している。パルス幅変調回路11
4は第6図に示す如くは鋸歯状波STSを発生する鋸歯
状波発生回路8TSGと、比較器C(JMU 、 CO
MV 、 CUM*と、ノットゲートN0TI〜N O
’11’ 3と、ドライバDV、〜DV6とからなり、
又インバータINVは6個のパワートランジスタQ1〜
Q6とダイオードD1〜D6を有している。パルス幅変
調器PWMの各比較器COMTJ。
3Wはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を増幅す
る電流アンプ、114はパルス幅変調回路、115はパ
ルス幅変調回路の出力信号により制御されるインバータ
、116は3相交流電源%117は6相変元を゛直流に
整流する公知の整流回路でダイオード群117a及びコ
ンデンサ117bを有している。パルス幅変調回路11
4は第6図に示す如くは鋸歯状波STSを発生する鋸歯
状波発生回路8TSGと、比較器C(JMU 、 CO
MV 、 CUM*と、ノットゲートN0TI〜N O
’11’ 3と、ドライバDV、〜DV6とからなり、
又インバータINVは6個のパワートランジスタQ1〜
Q6とダイオードD1〜D6を有している。パルス幅変
調器PWMの各比較器COMTJ。
COMV 、 COMWはそれぞれ鋸歯状波信号S ’
1’ Sき三相交流信号ju 、 lv 、 jwの振
幅を比較し、1u。
1’ Sき三相交流信号ju 、 lv 、 jwの振
幅を比較し、1u。
iv 、 iwが8T8の値より太きいときに”1°を
、小さいときに“0′をそれぞれ出力する。従って、i
uについて着目すれば比較器COMUから第7図に示す
11流指令iucが出力される。即ち、iu、iv。
、小さいときに“0′をそれぞれ出力する。従って、i
uについて着目すれば比較器COMUから第7図に示す
11流指令iucが出力される。即ち、iu、iv。
iwの振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指令
iuc 、 ivc 、 iwcが出力される。そして
、これら三相の電流指令iuc 、 ivc 、 iw
cは、ノットゲートN0T1〜N0T3、ドライバDV
、〜DV6を介してインバータ駆動信号SQ+〜SQ6
として出力され、インバータ115に入力される。 イ
ンバータ115に入力されたこれらインバータ駆動信号
S(J+〜8QaはそれぞれパワートランジスタQl〜
Qaのベースに入力され、該パワートランジスタQ1〜
Q6をオン/オフ制御して同期モータ101に三相電流
を供給する。120は同期整流回路であり、レゾルバ1
02の出力eをsin ωt 、 cos 6Jtでそ
れぞれ同期整流し、sinθ、 cosθ を出力する
ものである。121はレゾルバ出力eの前後の正弦波の
位相差を検出する位相差検出回路、122は位相差検出
回路121の出力Δθから位置・くルスPP%発生する
パルス発生回路であり、これらは位置検出回路を構成し
、第8図に詳細を示す様に、位相差検出回路121は、
レゾルバ出力eの各零点(第5図の1. 、12・・・
tn )を検出して検出・くルスを出力する零点検出回
路121aと・検出・くルスの発生の度にリセットされ
、クロ・ンクCLを計数するカウンタ121bと、検出
、くルスの発生毎にカウンタ121bの計数値がセット
されるレジスタ121Cと、レジスタ121Cとカウン
タ121bの計数値を比較し、カウンタ121bの計数
値がレジスタ121Cの内容より大の間ケート信号(位
相差信号)△θを出力する比較回路121dとで構成さ
れる。カウンタ121bは零点検出回路121aの検出
パルスによってリセットされ、その間クロックパルスC
Lを計数するので、カウンタ121bは、レゾルバ出力
eの各正弦波S1. S2・・・8nの周期T、、T2
・・・l1lnを順次針側していることになり、例えば
、零点t2の時点ではカウンタ121bの内容(周期T
りがレジスタ121Cにセットされ、カウンタ121b
は次の正弦波S2の周期T2の計測することになる。カ
ウンタ121bがクロックCLを計数し、その計数値が
増加し、比較回路121dはレジスタ121Cの゛内容
Tlとカウンタ121bの計数値lを比較し、z>TI
&なるとその間ゲート信号を出力し、カウンタ121b
の計数値lがT2になると、カウンタ121bは零点検
出回路121aの検出パルスでリセットされるから、ゲ
ート信号は(’1zTt)の巾を持つ。 即ち、第3図
においてゲート信号は八〇=02−〇l の巾を持つ位
相差を示している。一方、・くルス発生回路122は、
単位時間当り2000個のパルスapを発生するパルス
発生器122aと、単位時間当り2500個のパルスb
pを発生するパルス発生器122bと、切替回路122
Cと、ゲート回路122dで構成され、送り条件が8−
/1回転に設定されると、切替回路122Cの接点aが
閉じ、ノ(ルス発生器122aからのパルスapがゲー
ト回路122dに供給され、送り条件が10 H71回
転に設定されると、切替回路122Cの接点すを閉じ、
・くルス発生器122bからのパルスbpがゲート回路
122dに供給される。従って、位相差信号へ〇により
ゲート回路122dが開放された間だけ、)くルスap
又はbpが位置パルスppとして出力される。
iuc 、 ivc 、 iwcが出力される。そして
、これら三相の電流指令iuc 、 ivc 、 iw
cは、ノットゲートN0T1〜N0T3、ドライバDV
、〜DV6を介してインバータ駆動信号SQ+〜SQ6
として出力され、インバータ115に入力される。 イ
ンバータ115に入力されたこれらインバータ駆動信号
S(J+〜8QaはそれぞれパワートランジスタQl〜
Qaのベースに入力され、該パワートランジスタQ1〜
Q6をオン/オフ制御して同期モータ101に三相電流
を供給する。120は同期整流回路であり、レゾルバ1
02の出力eをsin ωt 、 cos 6Jtでそ
れぞれ同期整流し、sinθ、 cosθ を出力する
ものである。121はレゾルバ出力eの前後の正弦波の
位相差を検出する位相差検出回路、122は位相差検出
回路121の出力Δθから位置・くルスPP%発生する
パルス発生回路であり、これらは位置検出回路を構成し
、第8図に詳細を示す様に、位相差検出回路121は、
レゾルバ出力eの各零点(第5図の1. 、12・・・
tn )を検出して検出・くルスを出力する零点検出回
路121aと・検出・くルスの発生の度にリセットされ
、クロ・ンクCLを計数するカウンタ121bと、検出
、くルスの発生毎にカウンタ121bの計数値がセット
されるレジスタ121Cと、レジスタ121Cとカウン
タ121bの計数値を比較し、カウンタ121bの計数
値がレジスタ121Cの内容より大の間ケート信号(位
相差信号)△θを出力する比較回路121dとで構成さ
れる。カウンタ121bは零点検出回路121aの検出
パルスによってリセットされ、その間クロックパルスC
Lを計数するので、カウンタ121bは、レゾルバ出力
eの各正弦波S1. S2・・・8nの周期T、、T2
・・・l1lnを順次針側していることになり、例えば
、零点t2の時点ではカウンタ121bの内容(周期T
りがレジスタ121Cにセットされ、カウンタ121b
は次の正弦波S2の周期T2の計測することになる。カ
ウンタ121bがクロックCLを計数し、その計数値が
増加し、比較回路121dはレジスタ121Cの゛内容
Tlとカウンタ121bの計数値lを比較し、z>TI
&なるとその間ゲート信号を出力し、カウンタ121b
の計数値lがT2になると、カウンタ121bは零点検
出回路121aの検出パルスでリセットされるから、ゲ
ート信号は(’1zTt)の巾を持つ。 即ち、第3図
においてゲート信号は八〇=02−〇l の巾を持つ位
相差を示している。一方、・くルス発生回路122は、
単位時間当り2000個のパルスapを発生するパルス
発生器122aと、単位時間当り2500個のパルスb
pを発生するパルス発生器122bと、切替回路122
Cと、ゲート回路122dで構成され、送り条件が8−
/1回転に設定されると、切替回路122Cの接点aが
閉じ、ノ(ルス発生器122aからのパルスapがゲー
ト回路122dに供給され、送り条件が10 H71回
転に設定されると、切替回路122Cの接点すを閉じ、
・くルス発生器122bからのパルスbpがゲート回路
122dに供給される。従って、位相差信号へ〇により
ゲート回路122dが開放された間だけ、)くルスap
又はbpが位置パルスppとして出力される。
このパルスap又はbpの単位時間は、1λの間に発生
する位相差信号Δθにより2000・くルス又は250
0パルスを出力される様に設定される。
する位相差信号Δθにより2000・くルス又は250
0パルスを出力される様に設定される。
この様に1λの間に2500ノくルスの位置/ζζスス
発生することは、8極のレゾルバの出力4λを5λに変
換していることになる。第4図に戻り、123は周波数
電圧変換器(F/Vコンバータ)であり、位置パルスp
pの周波数を電圧に変換して実速度信号TSAを演算回
路105に出力するものである。
発生することは、8極のレゾルバの出力4λを5λに変
換していることになる。第4図に戻り、123は周波数
電圧変換器(F/Vコンバータ)であり、位置パルスp
pの周波数を電圧に変換して実速度信号TSAを演算回
路105に出力するものである。
次に、第4図の動作を同期モータがある速度で回転して
いる場合について説明する○同期上−タ101の回転に
よりレゾルバ102から出力eが得られ、位相差検出回
路121から各正弦波の位相差信号へ〇が出力され、パ
ルス発生回路122からは設定された送り貴/1回転に
対応して切替回路122Cにより選択されたパルスap
又はbpが位置検出パルスppとして出力される。演算
回路103は位置指令P CMDと位置パルスppとの
差がとられ、エラーレジスタ104に記憶され、速度指
令電圧VCMDが演算回路105に出力される。 一方
、同期モータ101は実速度Va(<Vc)で回転して
いるから、Fvコンバータ123より実速度Vaに比例
した実速度電圧TSAが出力され、この実速度電圧゛r
SAは演算回路105の減算端子に入力される。従って
、演算回路105は指令速[Vcと実速度Vaの差であ
る速度誤差El(を演算し、これを誤差アンプ106に
入力する。誤差アンプ106は次式に示す比例積分演算
を行なう。
いる場合について説明する○同期上−タ101の回転に
よりレゾルバ102から出力eが得られ、位相差検出回
路121から各正弦波の位相差信号へ〇が出力され、パ
ルス発生回路122からは設定された送り貴/1回転に
対応して切替回路122Cにより選択されたパルスap
又はbpが位置検出パルスppとして出力される。演算
回路103は位置指令P CMDと位置パルスppとの
差がとられ、エラーレジスタ104に記憶され、速度指
令電圧VCMDが演算回路105に出力される。 一方
、同期モータ101は実速度Va(<Vc)で回転して
いるから、Fvコンバータ123より実速度Vaに比例
した実速度電圧TSAが出力され、この実速度電圧゛r
SAは演算回路105の減算端子に入力される。従って
、演算回路105は指令速[Vcと実速度Vaの差であ
る速度誤差El(を演算し、これを誤差アンプ106に
入力する。誤差アンプ106は次式に示す比例積分演算
を行なう。
同、(2)式の演算結果ISはi!機子電流の振幅に相
当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化
すると速度誤差BR(=Vc −Va )が大きくなり
、こわに応じて電機子電流振幅Is も大きくなる。
当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化
すると速度誤差BR(=Vc −Va )が大きくなり
、こわに応じて電機子電流振幅Is も大きくなる。
ISが大きくなればより大きなトルクが発生し、このト
ルクにより電動機の冥速度が指令速度にもたらされる。
ルクにより電動機の冥速度が指令速度にもたらされる。
一方、同期モータ101の界磁極の位置(角度θを示す
2相のサイン波sinθ、コサイン波COSθが同期整
流回路120により得られている。
2相のサイン波sinθ、コサイン波COSθが同期整
流回路120により得られている。
ついで2相−6相変換回路109は(l])式に示す演
算を行ない3相の電流指令Lu 、 Lv 、 jwを
それぞれ出力する。尚、これらiu l iV 、 i
Wは同期モータ101の訪導起電圧Eoと同相の3相電
流指令となっている。
算を行ない3相の電流指令Lu 、 Lv 、 jwを
それぞれ出力する。尚、これらiu l iV 、 i
Wは同期モータ101の訪導起電圧Eoと同相の3相電
流指令となっている。
しかる後、3相電流指令iu 、 iv 、 iwは演
算回路110U、110V、110Wにて実際の相電流
lau 、 lav 、 law と差分がとられ、
ついでその差分である三相交流信号iu 、 iv 、
iw は電流アンプ11′5(J、113 V、 1
13W KテjIfll@Lltrハルスm変調回路
114に入力される。
算回路110U、110V、110Wにて実際の相電流
lau 、 lav 、 law と差分がとられ、
ついでその差分である三相交流信号iu 、 iv 、
iw は電流アンプ11′5(J、113 V、 1
13W KテjIfll@Lltrハルスm変調回路
114に入力される。
パルス幅変調回路114では、後述する様に鋸歯状波信
号8’I”8と三相交流信号iu 、 iv 、 iw
の振幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令を
インバータ115を構成する各パワートランジスタQ!
〜Q6のベースに入力し、これら各パワートランジスタ
Q+ −Q6をオン/オフ制御し、同期モータ101に
三相電流を供給する。
号8’I”8と三相交流信号iu 、 iv 、 iw
の振幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令を
インバータ115を構成する各パワートランジスタQ!
〜Q6のベースに入力し、これら各パワートランジスタ
Q+ −Q6をオン/オフ制御し、同期モータ101に
三相電流を供給する。
以後、同様な制御が行われて最終的に同期モータ101
は指令速度で回転することになる。
は指令速度で回転することになる。
この様に、本発明では、同期モータの1回転に対する送
り量(移動量)が設計上の都合で変更されても、レゾル
バの出力eの1波長λを送り量に合わせて回路側で変更
することによって各種の送り量に対しても1つのレゾル
バの出力によって対応する位置検出パルスを発生できる
。前述の実施例ではパルス発生回路122として2つの
パルス発生器を用いて説明したが、10 ran/ 1
回転の場合ならパルス発生器122bのみで良く、この
場合切換回路122Cは取り除くことができる。又パル
ス発生器は基準クロックを分周する分周回路でもよく、
又出力パルス周波数可変のパルス発生器でもよい。更に
、同期モータ及びレゾルバの極数も8極に限らない。同
、レゾルバの極数Pと移動iKとの関係から、パルス発
生器122の分割変換式は次式となる。
り量(移動量)が設計上の都合で変更されても、レゾル
バの出力eの1波長λを送り量に合わせて回路側で変更
することによって各種の送り量に対しても1つのレゾル
バの出力によって対応する位置検出パルスを発生できる
。前述の実施例ではパルス発生回路122として2つの
パルス発生器を用いて説明したが、10 ran/ 1
回転の場合ならパルス発生器122bのみで良く、この
場合切換回路122Cは取り除くことができる。又パル
ス発生器は基準クロックを分周する分周回路でもよく、
又出力パルス周波数可変のパルス発生器でもよい。更に
、同期モータ及びレゾルバの極数も8極に限らない。同
、レゾルバの極数Pと移動iKとの関係から、パルス発
生器122の分割変換式は次式となる。
DI<=に、/ (P/2 ) ・・
・・・・α3但し、I)Rは分割比である。これを波長
変換式%式% 以上説明した様に、本発明によれば、同期モータの位置
を検出するレゾルバの検出出力から該同期モータのロー
タ位置信号、速)K信号及び位置信号を出力して該同期
モータをサーボ制御する同期モータの制御方式において
、W’lレゾルバの極数Pを該同期モータの極数と同一
とするとともに該レゾルバからの検出出力の1波長の間
にに/(P/2’)波長(但しKは移動i/1回転)分
の位置信号を出力する位置検出回路を有しているので、
モータ1回転に対する移動量(送り量)が変四されても
、ロータ位置検出のためのレゾルバの出力から設定され
た移動量に応じた位置検出が可能となるという効果を奏
し、従って設定された移動量に応じて1つのレゾルバか
らロータ位置検出、速度検出、位置検出ができ、同期モ
ータのサーボ制御のためモータに付加する検出器が1つ
で済むという効果も奏し、しかもその構成も・くルス数
の変更等で容易に達成しうる。Cのため装置全体として
安価な構成が可能となりしかも構成を小型化できるとい
う実用上段れた効果も奏する。
・・・・α3但し、I)Rは分割比である。これを波長
変換式%式% 以上説明した様に、本発明によれば、同期モータの位置
を検出するレゾルバの検出出力から該同期モータのロー
タ位置信号、速)K信号及び位置信号を出力して該同期
モータをサーボ制御する同期モータの制御方式において
、W’lレゾルバの極数Pを該同期モータの極数と同一
とするとともに該レゾルバからの検出出力の1波長の間
にに/(P/2’)波長(但しKは移動i/1回転)分
の位置信号を出力する位置検出回路を有しているので、
モータ1回転に対する移動量(送り量)が変四されても
、ロータ位置検出のためのレゾルバの出力から設定され
た移動量に応じた位置検出が可能となるという効果を奏
し、従って設定された移動量に応じて1つのレゾルバか
らロータ位置検出、速度検出、位置検出ができ、同期モ
ータのサーボ制御のためモータに付加する検出器が1つ
で済むという効果も奏し、しかもその構成も・くルス数
の変更等で容易に達成しうる。Cのため装置全体として
安価な構成が可能となりしかも構成を小型化できるとい
う実用上段れた効果も奏する。
尚、本発明を一実施例により説明したが、本発明は上述
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない。
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない。
第1図は同期モータの構成図、第2図はレゾルバの構成
図、第3図は第2図構成の動作説明図、舅4図は本発明
の一実施例構成図、第5図は第4図構成の2−3相変換
回路構成図、第6図は第4図構成のインバータ構成図、
第7図は第6図構成の動作説明図、第8図は第4図構成
の位相差検出回路及びパルス発生回路構成図である。 図中、101・・・同期モータ、102・・・レゾルノ
(,120・・・同期整流回路、121・・・位相差検
出回路、122・・・パルス発生回路、123・・・F
Vコンノ(−夕0特許出願人 ファナソク株式会社 代 理 人 弁理士 辻 實 (外2名)
図、第3図は第2図構成の動作説明図、舅4図は本発明
の一実施例構成図、第5図は第4図構成の2−3相変換
回路構成図、第6図は第4図構成のインバータ構成図、
第7図は第6図構成の動作説明図、第8図は第4図構成
の位相差検出回路及びパルス発生回路構成図である。 図中、101・・・同期モータ、102・・・レゾルノ
(,120・・・同期整流回路、121・・・位相差検
出回路、122・・・パルス発生回路、123・・・F
Vコンノ(−夕0特許出願人 ファナソク株式会社 代 理 人 弁理士 辻 實 (外2名)
Claims (1)
- 同期モータの位置を検出するレゾルバの検出出力から該
同期モータのロータ位置信号、速度信号及び位置信号を
出力して該同期モータをサーボ制御する同期モータの制
御方式において、該レゾルバの極数Pを該同期モータの
極数と同一とするとともに該レゾルバからの検出出力の
1波長に対する分割比に/(P/2)(但しKは移動量
/1回転)となる様な位置信号を出力する位置検出回路
を有することを特徴とする同期モータの制御方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57234110A JPS59122393A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 同期モ−タの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP57234110A JPS59122393A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 同期モ−タの制御方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS59122393A true JPS59122393A (ja) | 1984-07-14 |
Family
ID=16965781
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP57234110A Pending JPS59122393A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 同期モ−タの制御方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS59122393A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63136998A (ja) * | 1986-11-27 | 1988-06-09 | Shinko Electric Co Ltd | ドラム駆動装置 |
JPH01267708A (ja) * | 1988-04-20 | 1989-10-25 | Fanuc Ltd | サーボモータ制御方法 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5433985A (en) * | 1977-08-17 | 1979-03-13 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Resolver detecting system |
-
1982
- 1982-12-27 JP JP57234110A patent/JPS59122393A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5433985A (en) * | 1977-08-17 | 1979-03-13 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Resolver detecting system |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63136998A (ja) * | 1986-11-27 | 1988-06-09 | Shinko Electric Co Ltd | ドラム駆動装置 |
JPH01267708A (ja) * | 1988-04-20 | 1989-10-25 | Fanuc Ltd | サーボモータ制御方法 |
WO1989010590A1 (en) * | 1988-04-20 | 1989-11-02 | Fanuc Ltd | Method of controlling servo motor |
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