JPS59122393A - 同期モ−タの制御方式 - Google Patents
同期モ−タの制御方式Info
- Publication number
- JPS59122393A JPS59122393A JP57234110A JP23411082A JPS59122393A JP S59122393 A JPS59122393 A JP S59122393A JP 57234110 A JP57234110 A JP 57234110A JP 23411082 A JP23411082 A JP 23411082A JP S59122393 A JPS59122393 A JP S59122393A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- synchronous motor
- pulse
- output
- resolver
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/18—Controlling the angular speed together with angular position or phase
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
トルク一定制御するための同期モータの制御方式に関し
、特にレゾルバからの検出信号によってロータ位置検出
、速度検出及び位置検出を行なうことのできる同期モー
タの制御方式。
、特にレゾルバからの検出信号によってロータ位置検出
、速度検出及び位置検出を行なうことのできる同期モー
タの制御方式。
サーボモータは、種々の分野に広く用いられており、近
年交流サーボモータも開発されており・同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発止もなく、構成が簡単であることから
、広く利用されつつある。
年交流サーボモータも開発されており・同期モータもサ
ーボモータとして利用出来る様になっている。特にロー
タに永久磁石を用いた同期モータはブラシレス形である
ため、ノイズの発止もなく、構成が簡単であることから
、広く利用されつつある。
この様な同期モータにおいては、トルクを一定に制御す
る必斐があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束＠度Ｂは、 Ｂ ＝ Ｂｍ ｓｉｎθ ・・曲（１
）となる。
る必斐があり、このため、ステータである電機子巻線に
は、ロータにより誘起される誘起起電力と同相の電流を
流す様に制御する技術が開発されている。この技術を、
第１図に示す同期モータの構成図を用いて説明すると、
永久磁石であるロータ１の磁界のｑ軸よりθの角度の位
置での磁束＠度Ｂは、 Ｂ ＝ Ｂｍ ｓｉｎθ ・・曲（１
）となる。
又、図のステータ２の３巻線き鎖交する磁束φは、
φ＝一φｍ ｃｏｓθＣ・川・・（２）となる。（但し
、φｍはローダ１のｑ軸上での磁束とする。） 従って３巻線の誘起起電力ｅ１は、 ニーφｍ−ｐ−０ｍ −ｓｉｎθ ・・・・・・（
３）となる。（但ひ、θ＝Ｐθｍ ＝ ｐ・ω・ｍ−ｔ
とする。）置されたステータ２の６巻線、Ｃ巻線の誘起
起電力ｅ２．ｅ３は、 ｅ３＝−φｍ・Ｐ・０ｍ−５１ｎ（θ−，ｘ ） −
・−・−（５）となる。
、φｍはローダ１のｑ軸上での磁束とする。） 従って３巻線の誘起起電力ｅ１は、 ニーφｍ−ｐ−０ｍ −ｓｉｎθ ・・・・・・（
３）となる。（但ひ、θ＝Ｐθｍ ＝ ｐ・ω・ｍ−ｔ
とする。）置されたステータ２の６巻線、Ｃ巻線の誘起
起電力ｅ２．ｅ３は、 ｅ３＝−φｍ・Ｐ・０ｍ−５１ｎ（θ−，ｘ ） −
・−・−（５）となる。
ここで、各電機子巻服ａ、ｂ、ｃに流す電流を１１゜ｉ
２．ｉ、 とすると、係る３相同期モータの出力トル
クＴは、 Ｔ＝＝、−１（ｅ、・＋、−１− ｅ２−＋２−１−
ｅ３＋Ｆ）・＝−（６）で表現されるから、（３１、（
４） 、 （５）式を（６）式に代入して・ 十１３・５ｉｎ（θ−τπ）） ・・・・・・ （ハと
なる。トルクＴを一定にするには、角度θに依存しない
様にすれば良いから、 （但し、■は電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一定と
なる。
２．ｉ、 とすると、係る３相同期モータの出力トル
クＴは、 Ｔ＝＝、−１（ｅ、・＋、−１− ｅ２−＋２−１−
ｅ３＋Ｆ）・＝−（６）で表現されるから、（３１、（
４） 、 （５）式を（６）式に代入して・ 十１３・５ｉｎ（θ−τπ）） ・・・・・・ （ハと
なる。トルクＴを一定にするには、角度θに依存しない
様にすれば良いから、 （但し、■は電流の振幅である。） とすれば、（７）式のトルクＴは、 となり、トルクＴはロータ１の回転位置によらず一定と
なる。
この様な制御を行うためには、同期モータのロータ角度
を検出し、これによって各を機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。即ち、誘導起電圧ＥＯの位相を検出す
ると共に、該位相を有する電流指令を発生し、この電流
指令を同期電動機の電機子巻線に印加し、直流電動機と
等制約に該同期電動機を駆動制御するものであるが、誘
導起電圧ＥＯと主磁束の位相が９０度すれていることが
ら。
を検出し、これによって各を機子電流の値を制御するこ
とが必要となる。即ち、誘導起電圧ＥＯの位相を検出す
ると共に、該位相を有する電流指令を発生し、この電流
指令を同期電動機の電機子巻線に印加し、直流電動機と
等制約に該同期電動機を駆動制御するものであるが、誘
導起電圧ＥＯと主磁束の位相が９０度すれていることが
ら。
誘導起電圧Ｅｏの位相は主磁束換言すれば界磁極の位置
から検出できる０このため、界磁極の位置を検出するこ
とが必要となり、一般には同期電動機のシャフトに直結
してレゾルバを設けている０このレゾルバは＄２図に示
すように回転子１０２ａと、回転予巻ｇ １０２ ｂと
、互いに９０′の位相をもって配設された２つの固定子
巻線１０２ｃ、１０２ｄと、ｓｉｎωｔ 、 ｃｏｓω
ｔの搬送波を各々発生する搬送波発生回路１０２ｅ、１
０２ｆを有している。今、回転子１０２ａが角度θの位
置にあるものさすれば、回転子巻線１０２ ｂからは、
次に示す電圧ｅが出力されるＯ ｅ ＝ ｓｉｎ （ωｔ＋θ）・・・・・・ αＯこ
の搬送波ｓｉｎωｔとレゾルノく１０２ の出力ｅの関
係を示せば第３図の如くなり、搬送波ｓｉｎωｔの１周
期の間に回転した回転角θだけ位相がずれた出力ｅが得
られ、回転子１０２ａが１回転した時搬送波ｓｉｎωｔ
に対し、θｎ ＝ ２πずれた出力ｅとなる０従って、
レゾルバ１０２の出力ｅをＣＯＳωｔで同期整流すれば
、ｓｉｎθ、即ち界磁極の位置に応じた位相出力が得ら
れる〇一方、レゾルノ（１０２の出力ｅは回転角θに応
じて変化するため、出力ｅから回転位置及び回転速度を
検出できる。第２図の構成は２極のレゾルバであるから
２極の同期電動機に対応するものであり、例えば８極の
同期電動機であれば、８極のレゾルバを用いる必要があ
る。８極のレゾルバでは、回転子の一回転に対し前述の
２極レゾルバの出力が４回出力される。即ち、２極レゾ
ルバの回転子の一回転に対する出力をλ４と−ｊると、
８極レゾルバでは４λの出力が得られる。
から検出できる０このため、界磁極の位置を検出するこ
とが必要となり、一般には同期電動機のシャフトに直結
してレゾルバを設けている０このレゾルバは＄２図に示
すように回転子１０２ａと、回転予巻ｇ １０２ ｂと
、互いに９０′の位相をもって配設された２つの固定子
巻線１０２ｃ、１０２ｄと、ｓｉｎωｔ 、 ｃｏｓω
ｔの搬送波を各々発生する搬送波発生回路１０２ｅ、１
０２ｆを有している。今、回転子１０２ａが角度θの位
置にあるものさすれば、回転子巻線１０２ ｂからは、
次に示す電圧ｅが出力されるＯ ｅ ＝ ｓｉｎ （ωｔ＋θ）・・・・・・ αＯこ
の搬送波ｓｉｎωｔとレゾルノく１０２ の出力ｅの関
係を示せば第３図の如くなり、搬送波ｓｉｎωｔの１周
期の間に回転した回転角θだけ位相がずれた出力ｅが得
られ、回転子１０２ａが１回転した時搬送波ｓｉｎωｔ
に対し、θｎ ＝ ２πずれた出力ｅとなる０従って、
レゾルバ１０２の出力ｅをＣＯＳωｔで同期整流すれば
、ｓｉｎθ、即ち界磁極の位置に応じた位相出力が得ら
れる〇一方、レゾルノ（１０２の出力ｅは回転角θに応
じて変化するため、出力ｅから回転位置及び回転速度を
検出できる。第２図の構成は２極のレゾルバであるから
２極の同期電動機に対応するものであり、例えば８極の
同期電動機であれば、８極のレゾルバを用いる必要があ
る。８極のレゾルバでは、回転子の一回転に対し前述の
２極レゾルバの出力が４回出力される。即ち、２極レゾ
ルバの回転子の一回転に対する出力をλ４と−ｊると、
８極レゾルバでは４λの出力が得られる。
これを電気角θと回転子の機械角αとの関係で見す
ると、θ＝４αとなり、機械角αが丁π（＝９０°）変
化するき、電気角θは２π（＝３６０°）変化すること
になる。
化するき、電気角θは２π（＝３６０°）変化すること
になる。
一方、位置検出には、１λに対し２０００パルスの位置
検出パルスが出力され位置検出されており、８極のレゾ
ルバ、同期モータでは、１回転に対し８０００パルスの
位を検出パルスが出力されることになる。この場合、同
期モータは、送りネジを回転してテーブル等を移動させ
るこ七から、１回転に対し送り量が固定（例えば８胡）
されていれば問題はないが、送り条件によっては１回転
で１０ｔｒｔｎ 、 ６ ｔｒａｎ等の別の送り量とし
たいとの要求がある０このためには、１回転で１０，０
００ノくルス又は６．０００パルスの位置検出パルスを
出力することが必要であるから、位置検出のため、別途
１０極又は６極のレゾルバを設ける必要があり、構成が
複雑、大型化し、高価格をもたらすという欠点があった
。
検出パルスが出力され位置検出されており、８極のレゾ
ルバ、同期モータでは、１回転に対し８０００パルスの
位を検出パルスが出力されることになる。この場合、同
期モータは、送りネジを回転してテーブル等を移動させ
るこ七から、１回転に対し送り量が固定（例えば８胡）
されていれば問題はないが、送り条件によっては１回転
で１０ｔｒｔｎ 、 ６ ｔｒａｎ等の別の送り量とし
たいとの要求がある０このためには、１回転で１０，０
００ノくルス又は６．０００パルスの位置検出パルスを
出力することが必要であるから、位置検出のため、別途
１０極又は６極のレゾルバを設ける必要があり、構成が
複雑、大型化し、高価格をもたらすという欠点があった
。
従って、本発明の目的は、送り条件が変化しても１つの
レゾルバによって位置検出が可能な同期モータの制御方
式を提供するにある。
レゾルバによって位置検出が可能な同期モータの制御方
式を提供するにある。
以下、本発明を笑施例により詳細に説明する。
第４図は本発明の制御方式の一実施例ブロック図である
。
。
図中、１０１は回転界磁形の８極の同期モータ、１０２
は同期モータのシャフトに連結された８極のレゾルバで
あり、同期モータの界磁極の位置を検出する。１０３は
演算回路であり、分配ノくルスで与えられる位置指令Ｄ
ＣＭＤと後述する位置・（ルスＰＰとの差を出力するも
の、１０４はエラーレジスタであり、演算回路１０３の
出力を位置誤差として一時記憶するもの、１０５は演算
回路であり・エラーレジスタ１０４の位置誤差をデジタ
ル・アナログ変換して得た速度指令電圧ＶＣＭＤと実速
度電圧ＴＳＡの差（以後速度誤差という）ＥＨを演算す
るもの、１０６は速度誤差ＥＩ（を増幅して電機子１に
流の振幅Ｉｓを出力する誤差アンプ、１０７゜１０８は
乗算回路で、誤差アンプ出力と後述する同期整流回路の
出力ｃｏｓθ、 ｓｉｎθとを乗算し２相の電流指令１
１ａ （＝ｌｓ−ｃｏｓθ） 、 ｌ、ｂ （＝１ｓ−
ｓｉｎθ）をそれぞれ出力する。１０９は２組付号を３
相に変換する２相−６相変換回路で、第５図に示すよう
な回路構成を有している。即ち、２相−３相変換回路は
２つのオペレーションアンプＯＡ１．ＯＡ２と、１０Ｋ
Ｏの抵抗Ｒ１−Ｒ４と、５．７８Ｋｆｌの抵抗Ｒ５と、
５にΩの抵抗Ｒ６を有している。さて、各抵抗Ｒ，−Ｒ
６の値を上記のように決定すると共に図示の如く結線す
ると、端子Ｔｕ 、 Ｔｖ 、 Ｔｗからそれぞれが出
力される。そして、これらｌｕ 、 ｌｖ 、 １ｗは
互いに２π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧ＥＯ
同相の３相を流指令となっている。
は同期モータのシャフトに連結された８極のレゾルバで
あり、同期モータの界磁極の位置を検出する。１０３は
演算回路であり、分配ノくルスで与えられる位置指令Ｄ
ＣＭＤと後述する位置・（ルスＰＰとの差を出力するも
の、１０４はエラーレジスタであり、演算回路１０３の
出力を位置誤差として一時記憶するもの、１０５は演算
回路であり・エラーレジスタ１０４の位置誤差をデジタ
ル・アナログ変換して得た速度指令電圧ＶＣＭＤと実速
度電圧ＴＳＡの差（以後速度誤差という）ＥＨを演算す
るもの、１０６は速度誤差ＥＩ（を増幅して電機子１に
流の振幅Ｉｓを出力する誤差アンプ、１０７゜１０８は
乗算回路で、誤差アンプ出力と後述する同期整流回路の
出力ｃｏｓθ、 ｓｉｎθとを乗算し２相の電流指令１
１ａ （＝ｌｓ−ｃｏｓθ） 、 ｌ、ｂ （＝１ｓ−
ｓｉｎθ）をそれぞれ出力する。１０９は２組付号を３
相に変換する２相−６相変換回路で、第５図に示すよう
な回路構成を有している。即ち、２相−３相変換回路は
２つのオペレーションアンプＯＡ１．ＯＡ２と、１０Ｋ
Ｏの抵抗Ｒ１−Ｒ４と、５．７８Ｋｆｌの抵抗Ｒ５と、
５にΩの抵抗Ｒ６を有している。さて、各抵抗Ｒ，−Ｒ
６の値を上記のように決定すると共に図示の如く結線す
ると、端子Ｔｕ 、 Ｔｖ 、 Ｔｗからそれぞれが出
力される。そして、これらｌｕ 、 ｌｖ 、 １ｗは
互いに２π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧ＥＯ
同相の３相を流指令となっている。
１１０Ｕ、１１０ｖ、１１０Ｗはそれぞれ各相毎に設け
られた演算回路であり、指令電流Ｌｕ 、 ｌｖ 、
ｊｗと実際の組型＠ Ｌａｕ 、 Ｉａｖ 、 ｌａｗ
の差を演算する演算回路、１１１はｌａｖとｌａｗの加
算を行なってＵ相の相電流Ｌａｕを出力する演算回路、
１１２Ｖ。
られた演算回路であり、指令電流Ｌｕ 、 ｌｖ 、
ｊｗと実際の組型＠ Ｌａｕ 、 Ｉａｖ 、 ｌａｗ
の差を演算する演算回路、１１１はｌａｖとｌａｗの加
算を行なってＵ相の相電流Ｌａｕを出力する演算回路、
１１２Ｖ。
１１２ＷはそれぞれＶ相及びＷ相の相電流ｊａｖ 。
ｌａｗｉ検出する検流器、１１！ＩＵ、１１３Ｖ、１１
３Ｗはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を増幅す
る電流アンプ、１１４はパルス幅変調回路、１１５はパ
ルス幅変調回路の出力信号により制御されるインバータ
、１１６は３相交流電源％１１７は６相変元を゛直流に
整流する公知の整流回路でダイオード群１１７ａ及びコ
ンデンサ１１７ｂを有している。パルス幅変調回路１１
４は第６図に示す如くは鋸歯状波ＳＴＳを発生する鋸歯
状波発生回路８ＴＳＧと、比較器Ｃ（ＪＭＵ 、 ＣＯ
ＭＶ 、 ＣＵＭ＊と、ノットゲートＮ０ＴＩ〜Ｎ Ｏ
’１１’ ３と、ドライバＤＶ、〜ＤＶ６とからなり、
又インバータＩＮＶは６個のパワートランジスタＱ１〜
Ｑ６とダイオードＤ１〜Ｄ６を有している。パルス幅変
調器ＰＷＭの各比較器ＣＯＭＴＪ。
３Ｗはそれぞれ各相毎に設けられ各相の電流差を増幅す
る電流アンプ、１１４はパルス幅変調回路、１１５はパ
ルス幅変調回路の出力信号により制御されるインバータ
、１１６は３相交流電源％１１７は６相変元を゛直流に
整流する公知の整流回路でダイオード群１１７ａ及びコ
ンデンサ１１７ｂを有している。パルス幅変調回路１１
４は第６図に示す如くは鋸歯状波ＳＴＳを発生する鋸歯
状波発生回路８ＴＳＧと、比較器Ｃ（ＪＭＵ 、 ＣＯ
ＭＶ 、 ＣＵＭ＊と、ノットゲートＮ０ＴＩ〜Ｎ Ｏ
’１１’ ３と、ドライバＤＶ、〜ＤＶ６とからなり、
又インバータＩＮＶは６個のパワートランジスタＱ１〜
Ｑ６とダイオードＤ１〜Ｄ６を有している。パルス幅変
調器ＰＷＭの各比較器ＣＯＭＴＪ。
ＣＯＭＶ 、 ＣＯＭＷはそれぞれ鋸歯状波信号Ｓ ’
１’ Ｓき三相交流信号ｊｕ 、 ｌｖ 、 ｊｗの振
幅を比較し、１ｕ。
１’ Ｓき三相交流信号ｊｕ 、 ｌｖ 、 ｊｗの振
幅を比較し、１ｕ。
ｉｖ 、 ｉｗが８Ｔ８の値より太きいときに”１°を
、小さいときに“０′をそれぞれ出力する。従って、ｉ
ｕについて着目すれば比較器ＣＯＭＵから第７図に示す
１１流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｉｕ、ｉｖ。
、小さいときに“０′をそれぞれ出力する。従って、ｉ
ｕについて着目すれば比較器ＣＯＭＵから第７図に示す
１１流指令ｉｕｃが出力される。即ち、ｉｕ、ｉｖ。
ｉｗの振幅に応じてパルス幅変調された三相の電流指令
ｉｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗｃが出力される。そして
、これら三相の電流指令ｉｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗ
ｃは、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ０Ｔ３、ドライバＤＶ
、〜ＤＶ６を介してインバータ駆動信号ＳＱ＋〜ＳＱ６
として出力され、インバータ１１５に入力される。 イ
ンバータ１１５に入力されたこれらインバータ駆動信号
Ｓ（Ｊ＋〜８ＱａはそれぞれパワートランジスタＱｌ〜
Ｑａのベースに入力され、該パワートランジスタＱ１〜
Ｑ６をオン／オフ制御して同期モータ１０１に三相電流
を供給する。１２０は同期整流回路であり、レゾルバ１
０２の出力ｅをｓｉｎ ωｔ 、 ｃｏｓ ６Ｊｔでそ
れぞれ同期整流し、ｓｉｎθ、 ｃｏｓθ を出力する
ものである。１２１はレゾルバ出力ｅの前後の正弦波の
位相差を検出する位相差検出回路、１２２は位相差検出
回路１２１の出力Δθから位置・くルスＰＰ％発生する
パルス発生回路であり、これらは位置検出回路を構成し
、第８図に詳細を示す様に、位相差検出回路１２１は、
レゾルバ出力ｅの各零点（第５図の１． 、１２・・・
ｔｎ ）を検出して検出・くルスを出力する零点検出回
路１２１ａと・検出・くルスの発生の度にリセットされ
、クロ・ンクＣＬを計数するカウンタ１２１ｂと、検出
、くルスの発生毎にカウンタ１２１ｂの計数値がセット
されるレジスタ１２１Ｃと、レジスタ１２１Ｃとカウン
タ１２１ｂの計数値を比較し、カウンタ１２１ｂの計数
値がレジスタ１２１Ｃの内容より大の間ケート信号（位
相差信号）△θを出力する比較回路１２１ｄとで構成さ
れる。カウンタ１２１ｂは零点検出回路１２１ａの検出
パルスによってリセットされ、その間クロックパルスＣ
Ｌを計数するので、カウンタ１２１ｂは、レゾルバ出力
ｅの各正弦波Ｓ１． Ｓ２・・・８ｎの周期Ｔ、、Ｔ２
・・・ｌ１ｌｎを順次針側していることになり、例えば
、零点ｔ２の時点ではカウンタ１２１ｂの内容（周期Ｔ
りがレジスタ１２１Ｃにセットされ、カウンタ１２１ｂ
は次の正弦波Ｓ２の周期Ｔ２の計測することになる。カ
ウンタ１２１ｂがクロックＣＬを計数し、その計数値が
増加し、比較回路１２１ｄはレジスタ１２１Ｃの゛内容
Ｔｌとカウンタ１２１ｂの計数値ｌを比較し、ｚ＞ＴＩ
＆なるとその間ゲート信号を出力し、カウンタ１２１ｂ
の計数値ｌがＴ２になると、カウンタ１２１ｂは零点検
出回路１２１ａの検出パルスでリセットされるから、ゲ
ート信号は（’１ｚＴｔ）の巾を持つ。 即ち、第３図
においてゲート信号は八〇＝０２−〇ｌ の巾を持つ位
相差を示している。一方、・くルス発生回路１２２は、
単位時間当り２０００個のパルスａｐを発生するパルス
発生器１２２ａと、単位時間当り２５００個のパルスｂ
ｐを発生するパルス発生器１２２ｂと、切替回路１２２
Ｃと、ゲート回路１２２ｄで構成され、送り条件が８−
／１回転に設定されると、切替回路１２２Ｃの接点ａが
閉じ、ノ（ルス発生器１２２ａからのパルスａｐがゲー
ト回路１２２ｄに供給され、送り条件が１０ Ｈ７１回
転に設定されると、切替回路１２２Ｃの接点すを閉じ、
・くルス発生器１２２ｂからのパルスｂｐがゲート回路
１２２ｄに供給される。従って、位相差信号へ〇により
ゲート回路１２２ｄが開放された間だけ、）くルスａｐ
又はｂｐが位置パルスｐｐとして出力される。
ｉｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗｃが出力される。そして
、これら三相の電流指令ｉｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗ
ｃは、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ０Ｔ３、ドライバＤＶ
、〜ＤＶ６を介してインバータ駆動信号ＳＱ＋〜ＳＱ６
として出力され、インバータ１１５に入力される。 イ
ンバータ１１５に入力されたこれらインバータ駆動信号
Ｓ（Ｊ＋〜８ＱａはそれぞれパワートランジスタＱｌ〜
Ｑａのベースに入力され、該パワートランジスタＱ１〜
Ｑ６をオン／オフ制御して同期モータ１０１に三相電流
を供給する。１２０は同期整流回路であり、レゾルバ１
０２の出力ｅをｓｉｎ ωｔ 、 ｃｏｓ ６Ｊｔでそ
れぞれ同期整流し、ｓｉｎθ、 ｃｏｓθ を出力する
ものである。１２１はレゾルバ出力ｅの前後の正弦波の
位相差を検出する位相差検出回路、１２２は位相差検出
回路１２１の出力Δθから位置・くルスＰＰ％発生する
パルス発生回路であり、これらは位置検出回路を構成し
、第８図に詳細を示す様に、位相差検出回路１２１は、
レゾルバ出力ｅの各零点（第５図の１． 、１２・・・
ｔｎ ）を検出して検出・くルスを出力する零点検出回
路１２１ａと・検出・くルスの発生の度にリセットされ
、クロ・ンクＣＬを計数するカウンタ１２１ｂと、検出
、くルスの発生毎にカウンタ１２１ｂの計数値がセット
されるレジスタ１２１Ｃと、レジスタ１２１Ｃとカウン
タ１２１ｂの計数値を比較し、カウンタ１２１ｂの計数
値がレジスタ１２１Ｃの内容より大の間ケート信号（位
相差信号）△θを出力する比較回路１２１ｄとで構成さ
れる。カウンタ１２１ｂは零点検出回路１２１ａの検出
パルスによってリセットされ、その間クロックパルスＣ
Ｌを計数するので、カウンタ１２１ｂは、レゾルバ出力
ｅの各正弦波Ｓ１． Ｓ２・・・８ｎの周期Ｔ、、Ｔ２
・・・ｌ１ｌｎを順次針側していることになり、例えば
、零点ｔ２の時点ではカウンタ１２１ｂの内容（周期Ｔ
りがレジスタ１２１Ｃにセットされ、カウンタ１２１ｂ
は次の正弦波Ｓ２の周期Ｔ２の計測することになる。カ
ウンタ１２１ｂがクロックＣＬを計数し、その計数値が
増加し、比較回路１２１ｄはレジスタ１２１Ｃの゛内容
Ｔｌとカウンタ１２１ｂの計数値ｌを比較し、ｚ＞ＴＩ
＆なるとその間ゲート信号を出力し、カウンタ１２１ｂ
の計数値ｌがＴ２になると、カウンタ１２１ｂは零点検
出回路１２１ａの検出パルスでリセットされるから、ゲ
ート信号は（’１ｚＴｔ）の巾を持つ。 即ち、第３図
においてゲート信号は八〇＝０２−〇ｌ の巾を持つ位
相差を示している。一方、・くルス発生回路１２２は、
単位時間当り２０００個のパルスａｐを発生するパルス
発生器１２２ａと、単位時間当り２５００個のパルスｂ
ｐを発生するパルス発生器１２２ｂと、切替回路１２２
Ｃと、ゲート回路１２２ｄで構成され、送り条件が８−
／１回転に設定されると、切替回路１２２Ｃの接点ａが
閉じ、ノ（ルス発生器１２２ａからのパルスａｐがゲー
ト回路１２２ｄに供給され、送り条件が１０ Ｈ７１回
転に設定されると、切替回路１２２Ｃの接点すを閉じ、
・くルス発生器１２２ｂからのパルスｂｐがゲート回路
１２２ｄに供給される。従って、位相差信号へ〇により
ゲート回路１２２ｄが開放された間だけ、）くルスａｐ
又はｂｐが位置パルスｐｐとして出力される。
このパルスａｐ又はｂｐの単位時間は、１λの間に発生
する位相差信号Δθにより２０００・くルス又は２５０
０パルスを出力される様に設定される。
する位相差信号Δθにより２０００・くルス又は２５０
０パルスを出力される様に設定される。
この様に１λの間に２５００ノくルスの位置／ζζスス
発生することは、８極のレゾルバの出力４λを５λに変
換していることになる。第４図に戻り、１２３は周波数
電圧変換器（Ｆ／Ｖコンバータ）であり、位置パルスｐ
ｐの周波数を電圧に変換して実速度信号ＴＳＡを演算回
路１０５に出力するものである。
発生することは、８極のレゾルバの出力４λを５λに変
換していることになる。第４図に戻り、１２３は周波数
電圧変換器（Ｆ／Ｖコンバータ）であり、位置パルスｐ
ｐの周波数を電圧に変換して実速度信号ＴＳＡを演算回
路１０５に出力するものである。
次に、第４図の動作を同期モータがある速度で回転して
いる場合について説明する○同期上−タ１０１の回転に
よりレゾルバ１０２から出力ｅが得られ、位相差検出回
路１２１から各正弦波の位相差信号へ〇が出力され、パ
ルス発生回路１２２からは設定された送り貴／１回転に
対応して切替回路１２２Ｃにより選択されたパルスａｐ
又はｂｐが位置検出パルスｐｐとして出力される。演算
回路１０３は位置指令Ｐ ＣＭＤと位置パルスｐｐとの
差がとられ、エラーレジスタ１０４に記憶され、速度指
令電圧ＶＣＭＤが演算回路１０５に出力される。 一方
、同期モータ１０１は実速度Ｖａ（＜Ｖｃ）で回転して
いるから、Ｆｖコンバータ１２３より実速度Ｖａに比例
した実速度電圧ＴＳＡが出力され、この実速度電圧゛ｒ
ＳＡは演算回路１０５の減算端子に入力される。従って
、演算回路１０５は指令速［Ｖｃと実速度Ｖａの差であ
る速度誤差Ｅｌ（を演算し、これを誤差アンプ１０６に
入力する。誤差アンプ１０６は次式に示す比例積分演算
を行なう。
いる場合について説明する○同期上−タ１０１の回転に
よりレゾルバ１０２から出力ｅが得られ、位相差検出回
路１２１から各正弦波の位相差信号へ〇が出力され、パ
ルス発生回路１２２からは設定された送り貴／１回転に
対応して切替回路１２２Ｃにより選択されたパルスａｐ
又はｂｐが位置検出パルスｐｐとして出力される。演算
回路１０３は位置指令Ｐ ＣＭＤと位置パルスｐｐとの
差がとられ、エラーレジスタ１０４に記憶され、速度指
令電圧ＶＣＭＤが演算回路１０５に出力される。 一方
、同期モータ１０１は実速度Ｖａ（＜Ｖｃ）で回転して
いるから、Ｆｖコンバータ１２３より実速度Ｖａに比例
した実速度電圧ＴＳＡが出力され、この実速度電圧゛ｒ
ＳＡは演算回路１０５の減算端子に入力される。従って
、演算回路１０５は指令速［Ｖｃと実速度Ｖａの差であ
る速度誤差Ｅｌ（を演算し、これを誤差アンプ１０６に
入力する。誤差アンプ１０６は次式に示す比例積分演算
を行なう。
同、（２）式の演算結果ＩＳはｉ！機子電流の振幅に相
当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化
すると速度誤差ＢＲ（＝Ｖｃ −Ｖａ ）が大きくなり
、こわに応じて電機子電流振幅Ｉｓ も大きくなる。
当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変化
すると速度誤差ＢＲ（＝Ｖｃ −Ｖａ ）が大きくなり
、こわに応じて電機子電流振幅Ｉｓ も大きくなる。
ＩＳが大きくなればより大きなトルクが発生し、このト
ルクにより電動機の冥速度が指令速度にもたらされる。
ルクにより電動機の冥速度が指令速度にもたらされる。
一方、同期モータ１０１の界磁極の位置（角度θを示す
２相のサイン波ｓｉｎθ、コサイン波ＣＯＳθが同期整
流回路１２０により得られている。
２相のサイン波ｓｉｎθ、コサイン波ＣＯＳθが同期整
流回路１２０により得られている。
ついで２相−６相変換回路１０９は（ｌ］）式に示す演
算を行ない３相の電流指令Ｌｕ 、 Ｌｖ 、 ｊｗを
それぞれ出力する。尚、これらｉｕ ｌ ｉＶ 、 ｉ
Ｗは同期モータ１０１の訪導起電圧Ｅｏと同相の３相電
流指令となっている。
算を行ない３相の電流指令Ｌｕ 、 Ｌｖ 、 ｊｗを
それぞれ出力する。尚、これらｉｕ ｌ ｉＶ 、 ｉ
Ｗは同期モータ１０１の訪導起電圧Ｅｏと同相の３相電
流指令となっている。
しかる後、３相電流指令ｉｕ 、 ｉｖ 、 ｉｗは演
算回路１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗにて実際の相電流
ｌａｕ 、 ｌａｖ 、 ｌａｗ と差分がとられ、
ついでその差分である三相交流信号ｉｕ 、 ｉｖ 、
ｉｗ は電流アンプ１１′５（Ｊ、１１３ Ｖ、 １
１３Ｗ ＫテｊＩｆｌｌ＠Ｌｌｔｒハルスｍ変調回路
１１４に入力される。
算回路１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗにて実際の相電流
ｌａｕ 、 ｌａｖ 、 ｌａｗ と差分がとられ、
ついでその差分である三相交流信号ｉｕ 、 ｉｖ 、
ｉｗ は電流アンプ１１′５（Ｊ、１１３ Ｖ、 １
１３Ｗ ＫテｊＩｆｌｌ＠Ｌｌｔｒハルスｍ変調回路
１１４に入力される。
パルス幅変調回路１１４では、後述する様に鋸歯状波信
号８’Ｉ”８と三相交流信号ｉｕ 、 ｉｖ 、 ｉｗ
の振幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令を
インバータ１１５を構成する各パワートランジスタＱ！
〜Ｑ６のベースに入力し、これら各パワートランジスタ
Ｑ＋ −Ｑ６をオン／オフ制御し、同期モータ１０１に
三相電流を供給する。
号８’Ｉ”８と三相交流信号ｉｕ 、 ｉｖ 、 ｉｗ
の振幅を比較し、パルス幅変調された三相の電流指令を
インバータ１１５を構成する各パワートランジスタＱ！
〜Ｑ６のベースに入力し、これら各パワートランジスタ
Ｑ＋ −Ｑ６をオン／オフ制御し、同期モータ１０１に
三相電流を供給する。
以後、同様な制御が行われて最終的に同期モータ１０１
は指令速度で回転することになる。
は指令速度で回転することになる。
この様に、本発明では、同期モータの１回転に対する送
り量（移動量）が設計上の都合で変更されても、レゾル
バの出力ｅの１波長λを送り量に合わせて回路側で変更
することによって各種の送り量に対しても１つのレゾル
バの出力によって対応する位置検出パルスを発生できる
。前述の実施例ではパルス発生回路１２２として２つの
パルス発生器を用いて説明したが、１０ ｒａｎ／ １
回転の場合ならパルス発生器１２２ｂのみで良く、この
場合切換回路１２２Ｃは取り除くことができる。又パル
ス発生器は基準クロックを分周する分周回路でもよく、
又出力パルス周波数可変のパルス発生器でもよい。更に
、同期モータ及びレゾルバの極数も８極に限らない。同
、レゾルバの極数Ｐと移動ｉＫとの関係から、パルス発
生器１２２の分割変換式は次式となる。
り量（移動量）が設計上の都合で変更されても、レゾル
バの出力ｅの１波長λを送り量に合わせて回路側で変更
することによって各種の送り量に対しても１つのレゾル
バの出力によって対応する位置検出パルスを発生できる
。前述の実施例ではパルス発生回路１２２として２つの
パルス発生器を用いて説明したが、１０ ｒａｎ／ １
回転の場合ならパルス発生器１２２ｂのみで良く、この
場合切換回路１２２Ｃは取り除くことができる。又パル
ス発生器は基準クロックを分周する分周回路でもよく、
又出力パルス周波数可変のパルス発生器でもよい。更に
、同期モータ及びレゾルバの極数も８極に限らない。同
、レゾルバの極数Ｐと移動ｉＫとの関係から、パルス発
生器１２２の分割変換式は次式となる。
ＤＩ＜＝に、／ （Ｐ／２ ） ・・
・・・・α３但し、Ｉ）Ｒは分割比である。これを波長
変換式％式％ 以上説明した様に、本発明によれば、同期モータの位置
を検出するレゾルバの検出出力から該同期モータのロー
タ位置信号、速）Ｋ信号及び位置信号を出力して該同期
モータをサーボ制御する同期モータの制御方式において
、Ｗ’ｌレゾルバの極数Ｐを該同期モータの極数と同一
とするとともに該レゾルバからの検出出力の１波長の間
にに／（Ｐ／２’）波長（但しＫは移動ｉ／１回転）分
の位置信号を出力する位置検出回路を有しているので、
モータ１回転に対する移動量（送り量）が変四されても
、ロータ位置検出のためのレゾルバの出力から設定され
た移動量に応じた位置検出が可能となるという効果を奏
し、従って設定された移動量に応じて１つのレゾルバか
らロータ位置検出、速度検出、位置検出ができ、同期モ
ータのサーボ制御のためモータに付加する検出器が１つ
で済むという効果も奏し、しかもその構成も・くルス数
の変更等で容易に達成しうる。Ｃのため装置全体として
安価な構成が可能となりしかも構成を小型化できるとい
う実用上段れた効果も奏する。
・・・・α３但し、Ｉ）Ｒは分割比である。これを波長
変換式％式％ 以上説明した様に、本発明によれば、同期モータの位置
を検出するレゾルバの検出出力から該同期モータのロー
タ位置信号、速）Ｋ信号及び位置信号を出力して該同期
モータをサーボ制御する同期モータの制御方式において
、Ｗ’ｌレゾルバの極数Ｐを該同期モータの極数と同一
とするとともに該レゾルバからの検出出力の１波長の間
にに／（Ｐ／２’）波長（但しＫは移動ｉ／１回転）分
の位置信号を出力する位置検出回路を有しているので、
モータ１回転に対する移動量（送り量）が変四されても
、ロータ位置検出のためのレゾルバの出力から設定され
た移動量に応じた位置検出が可能となるという効果を奏
し、従って設定された移動量に応じて１つのレゾルバか
らロータ位置検出、速度検出、位置検出ができ、同期モ
ータのサーボ制御のためモータに付加する検出器が１つ
で済むという効果も奏し、しかもその構成も・くルス数
の変更等で容易に達成しうる。Ｃのため装置全体として
安価な構成が可能となりしかも構成を小型化できるとい
う実用上段れた効果も奏する。
尚、本発明を一実施例により説明したが、本発明は上述
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない。
の実施例に限定されることなく、本発明の主旨に従い種
々の変形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除
するものではない。
第１図は同期モータの構成図、第２図はレゾルバの構成
図、第３図は第２図構成の動作説明図、舅４図は本発明
の一実施例構成図、第５図は第４図構成の２−３相変換
回路構成図、第６図は第４図構成のインバータ構成図、
第７図は第６図構成の動作説明図、第８図は第４図構成
の位相差検出回路及びパルス発生回路構成図である。 図中、１０１・・・同期モータ、１０２・・・レゾルノ
（，１２０・・・同期整流回路、１２１・・・位相差検
出回路、１２２・・・パルス発生回路、１２３・・・Ｆ
Ｖコンノ（−夕０特許出願人 ファナソク株式会社 代 理 人 弁理士 辻 實 （外２名）
図、第３図は第２図構成の動作説明図、舅４図は本発明
の一実施例構成図、第５図は第４図構成の２−３相変換
回路構成図、第６図は第４図構成のインバータ構成図、
第７図は第６図構成の動作説明図、第８図は第４図構成
の位相差検出回路及びパルス発生回路構成図である。 図中、１０１・・・同期モータ、１０２・・・レゾルノ
（，１２０・・・同期整流回路、１２１・・・位相差検
出回路、１２２・・・パルス発生回路、１２３・・・Ｆ
Ｖコンノ（−夕０特許出願人 ファナソク株式会社 代 理 人 弁理士 辻 實 （外２名）
Claims (1)
- 同期モータの位置を検出するレゾルバの検出出力から該
同期モータのロータ位置信号、速度信号及び位置信号を
出力して該同期モータをサーボ制御する同期モータの制
御方式において、該レゾルバの極数Ｐを該同期モータの
極数と同一とするとともに該レゾルバからの検出出力の
１波長に対する分割比に／（Ｐ／２）（但しＫは移動量
／１回転）となる様な位置信号を出力する位置検出回路
を有することを特徴とする同期モータの制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57234110A JPS59122393A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 同期モ−タの制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57234110A JPS59122393A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 同期モ−タの制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59122393A true JPS59122393A (ja) | 1984-07-14 |
Family
ID=16965781
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57234110A Pending JPS59122393A (ja) | 1982-12-27 | 1982-12-27 | 同期モ−タの制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59122393A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63136998A (ja) * | 1986-11-27 | 1988-06-09 | Shinko Electric Co Ltd | ドラム駆動装置 |
| JPH01267708A (ja) * | 1988-04-20 | 1989-10-25 | Fanuc Ltd | サーボモータ制御方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5433985A (en) * | 1977-08-17 | 1979-03-13 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Resolver detecting system |
-
1982
- 1982-12-27 JP JP57234110A patent/JPS59122393A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5433985A (en) * | 1977-08-17 | 1979-03-13 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | Resolver detecting system |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63136998A (ja) * | 1986-11-27 | 1988-06-09 | Shinko Electric Co Ltd | ドラム駆動装置 |
| JPH01267708A (ja) * | 1988-04-20 | 1989-10-25 | Fanuc Ltd | サーボモータ制御方法 |
| WO1989010590A1 (en) * | 1988-04-20 | 1989-11-02 | Fanuc Ltd | Method of controlling servo motor |
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