JPS60261386A - 交流電動機の速度制御装置 - Google Patents
交流電動機の速度制御装置Info
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- JPS60261386A JPS60261386A JP59115340A JP11534084A JPS60261386A JP S60261386 A JPS60261386 A JP S60261386A JP 59115340 A JP59115340 A JP 59115340A JP 11534084 A JP11534084 A JP 11534084A JP S60261386 A JPS60261386 A JP S60261386A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/16—Controlling the angular speed of one shaft
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する分野〕
本発明は、交流電動機、特に同期電動機、誘導電動機を
可変的に速度制御するための速度制御装置に関するもの
である。
可変的に速度制御するための速度制御装置に関するもの
である。
本発明に関する従来技術について交流電動機の中、代表
的な同期電動機の速度制御装置に関し以下に説明する。
的な同期電動機の速度制御装置に関し以下に説明する。
回転界磁形の同期電動機は電機子を固定子とし、界磁極
を回転子とするものであり、固定子巻線に多相交流を通
流することにより回転磁界が生し、界磁極が前記回転磁
界に引張され回転磁界を同一速度で回転する。この場合
、多相交流巻１ｉに加える多相交流を所定の条件で設定
すれば、次に示すように直流電動機と等価にすることが
できる。
を回転子とするものであり、固定子巻線に多相交流を通
流することにより回転磁界が生し、界磁極が前記回転磁
界に引張され回転磁界を同一速度で回転する。この場合
、多相交流巻１ｉに加える多相交流を所定の条件で設定
すれば、次に示すように直流電動機と等価にすることが
できる。
一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムＧこおいて
第１図ｔｅｌ、ｆｂｌに示すように電機子電流Ｔａは主
磁束φに対し、常に直交するように整流子で電流の切り
換え動作を行っており、その際発生づ−るトルクＴは次
式によって示される。すなわち、主磁束φが一定であれ
ば該トルクＴは電機子電流Ｉａに比例する。
第１図ｔｅｌ、ｆｂｌに示すように電機子電流Ｔａは主
磁束φに対し、常に直交するように整流子で電流の切り
換え動作を行っており、その際発生づ−るトルクＴは次
式によって示される。すなわち、主磁束φが一定であれ
ば該トルクＴは電機子電流Ｉａに比例する。
Ｔ＝にφｌａ・・・・（１１
なお、図中、ＦＭは界磁極、ＡＭはアーマチュア、ＡＷ
は電磁子巻線である。
は電磁子巻線である。
そこで、前記関係を回転界磁形の同期電動機に適用する
場合（第２図参照）、主磁束φは界磁極ＰＭの主磁束ベ
クトルφＳに、一方、電機子電流Ｉａは電機子巻線ＳＷ
の電流へクトルＩＳにそれぞれ対応させることができる
。従って、同期電動機の発生トルクＴは Ｔ＝Ｋ” φ５−１ｓｃｏｓｒ・・（２）という式で表
すことが可能となる。この場合、第３図から諒解される
ように、γは電機子電流Ｉｓと誘導起電圧Ｅ□の位相差
である。なお、第３図において、γ２は電機子巻線ＳＷ
の抵抗、ＸＳは電磁子反作用並びに電機子漏れ磁束を考
慮した上での同期リアクタンスである。
場合（第２図参照）、主磁束φは界磁極ＰＭの主磁束ベ
クトルφＳに、一方、電機子電流Ｉａは電機子巻線ＳＷ
の電流へクトルＩＳにそれぞれ対応させることができる
。従って、同期電動機の発生トルクＴは Ｔ＝Ｋ” φ５−１ｓｃｏｓｒ・・（２）という式で表
すことが可能となる。この場合、第３図から諒解される
ように、γは電機子電流Ｉｓと誘導起電圧Ｅ□の位相差
である。なお、第３図において、γ２は電機子巻線ＳＷ
の抵抗、ＸＳは電磁子反作用並びに電機子漏れ磁束を考
慮した上での同期リアクタンスである。
従って、誘導起電圧ＥＯと電機子電流ＩＳの位相を同相
にすれば、主磁束φＳと電機子電流Ｉｓが直交するよう
に制御することで（２）式によって与えられるトルクＴ
は Ｔ＝に’ φｓｌｓ ・ ・ ・（３）となる。結局、
直流電動機におけるトルクの発生と等測的に同期電動機
を駆動することが可能になる。つまり、同期電動機を効
率よく制御するには、回転子界磁磁束φと、固定子巻線
ＩＭとが常に直交するように前記電流ＩＭを制御しなく
てはならない。
にすれば、主磁束φＳと電機子電流Ｉｓが直交するよう
に制御することで（２）式によって与えられるトルクＴ
は Ｔ＝に’ φｓｌｓ ・ ・ ・（３）となる。結局、
直流電動機におけるトルクの発生と等測的に同期電動機
を駆動することが可能になる。つまり、同期電動機を効
率よく制御するには、回転子界磁磁束φと、固定子巻線
ＩＭとが常に直交するように前記電流ＩＭを制御しなく
てはならない。
しかし、固定子巻線の抵抗ＲａとインダンスＬａによる
電気的時定数Ｔ ａ ＝ Ｌ ａ ／ Ｒａにより固定
子電流ＩＭは前記同期電動機の回転角速度ωの一次おく
れ関数となる。すなわち、角速度ωが大きくなるほど固
定子電流ＩＭの位相は遅れて（ることになる。
電気的時定数Ｔ ａ ＝ Ｌ ａ ／ Ｒａにより固定
子電流ＩＭは前記同期電動機の回転角速度ωの一次おく
れ関数となる。すなわち、角速度ωが大きくなるほど固
定子電流ＩＭの位相は遅れて（ることになる。
一般の制御装置では、この様な位相の遅れを小さくする
ために電流制御ループを形成するのが通常である。
ために電流制御ループを形成するのが通常である。
第４図にこの種の電流制御ループの回路をブロック図で
示す。図中、参照符号Ｇｖは電流アンプゲイン、また、
参照符号Ｑｉは電流フィートノλツクゲインを示す。そ
こで、第４図の開ループゲインが Ｇｖ−Ｇｉ／Ｒａ （１＋５Ｔａ））＞１・ ・（４） 但し ｓ＝ｊｗ ならば、伝達関数Ｇｓは Ｇｓ＝Ｖ／Ｉ＝１／Ｇｉ Ｈ−＋５） となり、Ｇｓは電気的時定数Ｔａおよび角速度ωと無関
係な値となる。
示す。図中、参照符号Ｇｖは電流アンプゲイン、また、
参照符号Ｑｉは電流フィートノλツクゲインを示す。そ
こで、第４図の開ループゲインが Ｇｖ−Ｇｉ／Ｒａ （１＋５Ｔａ））＞１・ ・（４） 但し ｓ＝ｊｗ ならば、伝達関数Ｇｓは Ｇｓ＝Ｖ／Ｉ＝１／Ｇｉ Ｈ−＋５） となり、Ｇｓは電気的時定数Ｔａおよび角速度ωと無関
係な値となる。
ここで、前記条件に基づいてより具体的に同期電動機の
可変速制御を行うための装置を第５図においてブロック
図で示す。すなわち、第５図において、参照符号２は電
動機の回転子角度を検知するための２相レゾルバであり
、参照符号２ａはそのｃｏｓ巻綿、参照符号２ｂはｓｉ
ｎ巻線を示す。レゾルバ２には基準波発生回路４より所
定のｓｉｎ信号並びにｃｏｓ信号が与えられる。参照符
号２Ｃは前記巻線と対向し且つ同期電動機６０回転子と
直結された回転子巻線である。
可変速制御を行うための装置を第５図においてブロック
図で示す。すなわち、第５図において、参照符号２は電
動機の回転子角度を検知するための２相レゾルバであり
、参照符号２ａはそのｃｏｓ巻綿、参照符号２ｂはｓｉ
ｎ巻線を示す。レゾルバ２には基準波発生回路４より所
定のｓｉｎ信号並びにｃｏｓ信号が与えられる。参照符
号２Ｃは前記巻線と対向し且つ同期電動機６０回転子と
直結された回転子巻線である。
また、参照符号８は前記レゾルバ２の回転子巻線の出力
信号と速度指令電圧発生回路１０の信号との乗算を行う
乗算器であり、一方、参照符号１２は前記基準波発生回
路４の出力信号を矩形波に整形する波形整形回路である
。
信号と速度指令電圧発生回路１０の信号との乗算を行う
乗算器であり、一方、参照符号１２は前記基準波発生回
路４の出力信号を矩形波に整形する波形整形回路である
。
さらに、参照符号１４は前記乗算器８の出力信号を前記
波形整形回路１２からの矩形波で同期整流を行う同期整
流回路であり、参照符号１６は電流値を制御する電流制
御ループである。
波形整形回路１２からの矩形波で同期整流を行う同期整
流回路であり、参照符号１６は電流値を制御する電流制
御ループである。
なお、参照符号１８は半導体電力変換器、参照符号２０
は交流電源を示す。
は交流電源を示す。
さらに、第６図（Ａ）（Ｂ）に前記同期整流回路１４の
具体的なブロック図を示す。すなわち、第６図（Ａ）は
デジタル式同期整流回路であり、一方、第６図（Ｂ）は
アナログ式同期整流回路を示す。そこで第６図（Ａ）に
おいて、同期整流回路１４は次の構成要素からなる。す
なわち、ｓｉｎ （ω。ｔ＋θ）を入力されて矩形波に
波形整形する波形整形回路２２、ｓｉｎω。ｔを波形整
形する回路１２（第５図参照）の出力を微分して立ち上
がりパルスＰｒを発生ずる微分回路２４、波形整形回路
２２の出力を微分して立ち上がりパルスＰｒ’を発生す
る微分回路２６、前記立ち上がりパルスＰｒによりセッ
トされ、前記立ち上がりパルスＰｒ”によりリセットさ
れるフリップフロップ２８、クロックパルスＣＰを発生
する発振器３０、フリップフロップ２８がセットされて
いる時に開くアンドゲート３２、前記アントゲ−１〜３
２の出力パルスを計数するカウンタ３４、前記カウンタ
３４の計数値をｓｉｎθに変換するｓｉｎ θ変換回路
３６を有している。なおりウンタ３４の計数値は位相差
θに応じ六：値になり、また、ｓｉｎ θ変換回路３６
はθ−５ｉｎθ変換テーブルおよびＤ／Ａ変換器を含む
。
具体的なブロック図を示す。すなわち、第６図（Ａ）は
デジタル式同期整流回路であり、一方、第６図（Ｂ）は
アナログ式同期整流回路を示す。そこで第６図（Ａ）に
おいて、同期整流回路１４は次の構成要素からなる。す
なわち、ｓｉｎ （ω。ｔ＋θ）を入力されて矩形波に
波形整形する波形整形回路２２、ｓｉｎω。ｔを波形整
形する回路１２（第５図参照）の出力を微分して立ち上
がりパルスＰｒを発生ずる微分回路２４、波形整形回路
２２の出力を微分して立ち上がりパルスＰｒ’を発生す
る微分回路２６、前記立ち上がりパルスＰｒによりセッ
トされ、前記立ち上がりパルスＰｒ”によりリセットさ
れるフリップフロップ２８、クロックパルスＣＰを発生
する発振器３０、フリップフロップ２８がセットされて
いる時に開くアンドゲート３２、前記アントゲ−１〜３
２の出力パルスを計数するカウンタ３４、前記カウンタ
３４の計数値をｓｉｎθに変換するｓｉｎ θ変換回路
３６を有している。なおりウンタ３４の計数値は位相差
θに応じ六：値になり、また、ｓｉｎ θ変換回路３６
はθ−５ｉｎθ変換テーブルおよびＤ／Ａ変換器を含む
。
一方、アナログ式同期整流回路では、コンパレータ３８
の出力側をアナログスイッチ４０の一方のスイッチ４２
に接続すると共に前記コンパレーク３Ｂの出力側はさら
にインバータ４５を介してアナログスイッチ４０の他方
のスイッチ４４に接続して夫々のスイッチの開閉信号と
して利用する。前記スイッチ４２に４；！Ｖ ｓｉｎ
（ω。ｔ＋θ）の信号が導入され、またこの信号は反転
器４６を介して前記スイッチ４４に導入される。アナロ
グスイッチ４０の出力側はローパスフィルタ４８に導入
されてｓｉｎθに係る信号を得る。
の出力側をアナログスイッチ４０の一方のスイッチ４２
に接続すると共に前記コンパレーク３Ｂの出力側はさら
にインバータ４５を介してアナログスイッチ４０の他方
のスイッチ４４に接続して夫々のスイッチの開閉信号と
して利用する。前記スイッチ４２に４；！Ｖ ｓｉｎ
（ω。ｔ＋θ）の信号が導入され、またこの信号は反転
器４６を介して前記スイッチ４４に導入される。アナロ
グスイッチ４０の出力側はローパスフィルタ４８に導入
されてｓｉｎθに係る信号を得る。
次に、第５図に示したブロック図についてその動作を説
明する。
明する。
同期電動機の回転子が回転しである角度θになったとす
ると、その回転子に直結されたレゾルバの回転子巻線２
ｃにはｓｉｎ （ω。ｊ−１０）で表わされる信号が発
生ずる。前記信号と速度指令回路１０からの速度指令電
圧■とを乗算器８に与えるとここで乗算されてＶｓｉｎ
（ω。Ｌ→−θ）の電圧が得られる。次に、この信号と
波形整形回路１２の出力信号であるｓｉｎω。ｔに同期
した矩形波信号を同期整流回路１４に与えることにより
その出力信号としてｓｉｎ θを得ることが出来る。
ると、その回転子に直結されたレゾルバの回転子巻線２
ｃにはｓｉｎ （ω。ｊ−１０）で表わされる信号が発
生ずる。前記信号と速度指令回路１０からの速度指令電
圧■とを乗算器８に与えるとここで乗算されてＶｓｉｎ
（ω。Ｌ→−θ）の電圧が得られる。次に、この信号と
波形整形回路１２の出力信号であるｓｉｎω。ｔに同期
した矩形波信号を同期整流回路１４に与えることにより
その出力信号としてｓｉｎ θを得ることが出来る。
この回転子位置に対応した信号ｓｉｎθは、電機子電流
を検知してフィードハック制御される電流制御ルー１１
６に与えられ、そして、その出力として電流信号１ ｓ
ｉｎθが得られる。この信号は周知の手段により多相交
流信号に変換されてから電力変換器１８へ与えられ、内
部の半導体素子を順次制御し、多相交流電流を発生させ
る。前記電流が固定子巻線に与えられると移動磁界を合
成することになるが、以上のように回転子（磁束）の角
度に応して固定子巻線電流を調整することになるので、
回転子（磁束）と固定子電流の位相を絶えずπ／２に保
ちつつ駆動することができる。
を検知してフィードハック制御される電流制御ルー１１
６に与えられ、そして、その出力として電流信号１ ｓ
ｉｎθが得られる。この信号は周知の手段により多相交
流信号に変換されてから電力変換器１８へ与えられ、内
部の半導体素子を順次制御し、多相交流電流を発生させ
る。前記電流が固定子巻線に与えられると移動磁界を合
成することになるが、以上のように回転子（磁束）の角
度に応して固定子巻線電流を調整することになるので、
回転子（磁束）と固定子電流の位相を絶えずπ／２に保
ちつつ駆動することができる。
しかしながら、同期電動機が高速で回転し、角速度ωが
大きくなるにつれ、前記（４）式が成立しなくなる。そ
のため、伝達関数の位相は一定にならずに角速度ωによ
り変化する。この関係を示したのが第７図（Ａ）である
。すなわち入力信号Ｖ ｓｉｎθに対して出力信号はｌ
５ｉｎ（θ−ψ）となって伝達関数Ｇ（ｊω）の位相角
がψだけずれることになる。この場合ψはψ＜ｃ （ｊ
ω）である。
大きくなるにつれ、前記（４）式が成立しなくなる。そ
のため、伝達関数の位相は一定にならずに角速度ωによ
り変化する。この関係を示したのが第７図（Ａ）である
。すなわち入力信号Ｖ ｓｉｎθに対して出力信号はｌ
５ｉｎ（θ−ψ）となって伝達関数Ｇ（ｊω）の位相角
がψだけずれることになる。この場合ψはψ＜ｃ （ｊ
ω）である。
なお、同図において入力がｓｉｎθとなっているのは同
期電動機に与える電流として正弦波を必要とするからで
ある。さらにまた、一般的に電流アンプゲインＧｖも遅
れ要素を含んでいる。そのため角速度ωの増加に伴う位
相の遅れはさらに大きくなる。
期電動機に与える電流として正弦波を必要とするからで
ある。さらにまた、一般的に電流アンプゲインＧｖも遅
れ要素を含んでいる。そのため角速度ωの増加に伴う位
相の遅れはさらに大きくなる。
以上のように、従来の交流電動機の可変速制御において
は、高速になるにつれて直角であるべき回転子界磁磁束
φと固定子巻線電流ＩＭ間の位相がずれてしまい、所望
の制御性能が得られなくなるという欠点があった。
は、高速になるにつれて直角であるべき回転子界磁磁束
φと固定子巻線電流ＩＭ間の位相がずれてしまい、所望
の制御性能が得られなくなるという欠点があった。
本発明の目的は交流電動機の１次周波数の調整による可
変速制御装置において、回転子界磁束Φと固定子巻線電
流ＩＭとが常に直交するようにして常時最高の性能を維
持させることにある。
変速制御装置において、回転子界磁束Φと固定子巻線電
流ＩＭとが常に直交するようにして常時最高の性能を維
持させることにある。
本発明は前記の目的を達成するために、交流電動機にお
いて、回転子磁束位置検出手段と、前記検出手段の出力
信号を受けて電機子電流を形成するための電機子電流形
成信号を発生させる演算手段と、前記電機子電流形成信
号により電機子電流値を制御するための電流制御ループ
、該電流制御ループの出力信号により電機予電流子電流
を形成するための電力変換器とを備え、さらに交流電動
機の回転速度に応じて前期電機子電流形成信号の位相を
進める位相補正手段を設けることを特徴とする。
いて、回転子磁束位置検出手段と、前記検出手段の出力
信号を受けて電機子電流を形成するための電機子電流形
成信号を発生させる演算手段と、前記電機子電流形成信
号により電機子電流値を制御するための電流制御ループ
、該電流制御ループの出力信号により電機予電流子電流
を形成するための電力変換器とを備え、さらに交流電動
機の回転速度に応じて前期電機子電流形成信号の位相を
進める位相補正手段を設けることを特徴とする。
次に、本発明の実施例を、同期電動機を用いた可変速制
御装置の場合について説明する。
御装置の場合について説明する。
第８図は本発明に係る可変速制御装置の電気回路を構成
するブロック図である。なお、図中、第５図と同一の参
照符号は同一の構成要素を示すものとする。
するブロック図である。なお、図中、第５図と同一の参
照符号は同一の構成要素を示すものとする。
そこで、本発明装置では第５図に示す従来技術に係る装
置について、さらにレゾルバ２の回転子巻線２Ｃの出力
側にその出力を用いて速度信号を検出する速度検出回路
５０を設け、さらに波形整形回路１２と同期整流回路１
４の間に前記速度信号によって動作する位相補正回路５
２を設けている。この場合、前記波形整形回路４の人力
信号をπ／２進めておくものとする。
置について、さらにレゾルバ２の回転子巻線２Ｃの出力
側にその出力を用いて速度信号を検出する速度検出回路
５０を設け、さらに波形整形回路１２と同期整流回路１
４の間に前記速度信号によって動作する位相補正回路５
２を設けている。この場合、前記波形整形回路４の人力
信号をπ／２進めておくものとする。
さらに、第９図に前記位相補正回路５２を詳細に示す。
同図において、参照符号５４は波形整形回路１２からの
矩形波信号すを積分するための交流積分回路、参照符号
５６は速度検出器５０からの信号Ｃと前記交流積分回路
５４の出力信号ｂ゛ とを比較するコンパレート回路５
６であり、前記コンパ−レート回路の出力信号５６ｂ’
、５６Ｃ′は夫々ロジ、り回路５８へ入れられ、この回
路５Ｂ内で矩形波信号すよりも所定の位相だけ進んだ矩
形波信号ｄを出すように周知の回路により信号が処理さ
れる。
矩形波信号すを積分するための交流積分回路、参照符号
５６は速度検出器５０からの信号Ｃと前記交流積分回路
５４の出力信号ｂ゛ とを比較するコンパレート回路５
６であり、前記コンパ−レート回路の出力信号５６ｂ’
、５６Ｃ′は夫々ロジ、り回路５８へ入れられ、この回
路５Ｂ内で矩形波信号すよりも所定の位相だけ進んだ矩
形波信号ｄを出すように周知の回路により信号が処理さ
れる。
次に、この位相補正回路５２の動作を第１０図に示す回
路内の各部の信号波形を参照しながら説明する。
路内の各部の信号波形を参照しながら説明する。
まず、基準正弦波発生回路４からの信号ｓｉｎ （ω。
ｔ＋π／２）〔第１０図（ａｌ参照〕を波形整形回路１
２で矩形波ｂ〔第１０図ｆｆ）参照〕に波形整形する。
２で矩形波ｂ〔第１０図ｆｆ）参照〕に波形整形する。
次に、前記信号すを交流積分回路５４で積分して三角波
ｂ’ （第１Ｏ図（Ｃ１参照〕を作る。この場合、積分
することにより三角波の位相はπ／２遅れ、ｓｉｎω。
ｂ’ （第１Ｏ図（Ｃ１参照〕を作る。この場合、積分
することにより三角波の位相はπ／２遅れ、ｓｉｎω。
ｔと同相となる。次いで、速度検出回路５０からの速度
信号Ｃと信号ｂ゛はコンパレート回路５６で比較される
。この時、速度信号ｃ＝Ｑならば該回路の出力信号５６
Ｃ“ は第１０図ｆｆｌのように矩形波信号すよりも丁
度π／２遅れた信号となる。ずなわち、ｓｉｎω。ｔと
同位相の矩形波となるため、第５図に示す波形整形回路
１２の出力と同じとなり１、従って、第５図とまったく
同じ特性となる。
信号Ｃと信号ｂ゛はコンパレート回路５６で比較される
。この時、速度信号ｃ＝Ｑならば該回路の出力信号５６
Ｃ“ は第１０図ｆｆｌのように矩形波信号すよりも丁
度π／２遅れた信号となる。ずなわち、ｓｉｎω。ｔと
同位相の矩形波となるため、第５図に示す波形整形回路
１２の出力と同じとなり１、従って、第５図とまったく
同じ特性となる。
一方、ｃｆ−Ｑの時に得られる出力矩形信号５６ｃ″〔
第１０図（ｅｌ参照〕はその立ち上がり部がＣ＝０のと
きの矩形信号の立ち上がり部よりも角度ψだけ進むこと
になる。そして、この信号５６Ｃ゛ と前記三角波信号
すを反転した信号ｂ”と前記速度信号Ｃとの比較により
得られる矩形波信号５６ｂ’ Ｃ第１０図ｆｆ）参照〕
とをロジック回路５Ｂに入力し、夫々の信号の立ち上が
り部をセント信号、リセット信号として用いることによ
り信号ｄ 〔第１０図（ｇ）参照〕の如き信号５６ｃ’
ｏ（第１０図（ｄｉ参参照色同周期で位相がψだけ進ん
だ信号を得ることができる。
第１０図（ｅｌ参照〕はその立ち上がり部がＣ＝０のと
きの矩形信号の立ち上がり部よりも角度ψだけ進むこと
になる。そして、この信号５６Ｃ゛ と前記三角波信号
すを反転した信号ｂ”と前記速度信号Ｃとの比較により
得られる矩形波信号５６ｂ’ Ｃ第１０図ｆｆ）参照〕
とをロジック回路５Ｂに入力し、夫々の信号の立ち上が
り部をセント信号、リセット信号として用いることによ
り信号ｄ 〔第１０図（ｇ）参照〕の如き信号５６ｃ’
ｏ（第１０図（ｄｉ参参照色同周期で位相がψだけ進ん
だ信号を得ることができる。
そこで、第８図に戻り本発明の詳細な説明する。
ある速度で同期電動機６が回転中に電流制御ループの位
相がψだけ遅れてもその時の速度をレゾルバ２を介して
速度検出回路５０で検出し、その検出した速度信号Ｃを
位相補正回路５２に与える。位相補正回路５２では速度
に応して所定の位相ψだけ同、！！Ｊｌ整流信可ｄを進
めるよ・うに設定しであるので、該回路の出力信号ｄは
ｓｉｎ （ω。ｔ→−ψ）となる。
相がψだけ遅れてもその時の速度をレゾルバ２を介して
速度検出回路５０で検出し、その検出した速度信号Ｃを
位相補正回路５２に与える。位相補正回路５２では速度
に応して所定の位相ψだけ同、！！Ｊｌ整流信可ｄを進
めるよ・うに設定しであるので、該回路の出力信号ｄは
ｓｉｎ （ω。ｔ→−ψ）となる。
そして、この信Ｍｄを用いて乗算器８からの信号Ｖ ｓ
ｉｎ （ω。ｔ＋θ）を同期整流ずれば信号ｓｉｎ （
θ」−ψ）が同期整流回路１４から得られる。
ｉｎ （ω。ｔ＋θ）を同期整流ずれば信号ｓｉｎ （
θ」−ψ）が同期整流回路１４から得られる。
従って、次段に接続されている電流制御ループ１６で位
相がψ遅れても、あらかじめψだけ前記電流制御ループ
托の入力信号が進ませであるので電流制御ループ１６の
出力信号はｌ ｓｉｎθとなり、レゾルバ２の回転角θ
と同位相の出力が取り出せることになる。すなわち、電
流制御ループ１６における遅れを打ち消すことが出来る
。
相がψ遅れても、あらかじめψだけ前記電流制御ループ
托の入力信号が進ませであるので電流制御ループ１６の
出力信号はｌ ｓｉｎθとなり、レゾルバ２の回転角θ
と同位相の出力が取り出せることになる。すなわち、電
流制御ループ１６における遅れを打ち消すことが出来る
。
なお、Ｌ記実施例の場合、位相の補正は同期電動機の角
速度ωに比例して行っているが、厳密には実際の電流フ
ィードハックループは一次遅れ要素であり、 ψ −Ｔａ ｎ＜＜ ω Ｔａ −−・ −（６１とな
りψとωは比例関係にはない。
速度ωに比例して行っているが、厳密には実際の電流フ
ィードハックループは一次遅れ要素であり、 ψ −Ｔａ ｎ＜＜ ω Ｔａ −−・ −（６１とな
りψとωは比例関係にはない。
しかし、極端な場合を除けば概ね直線的に近似で対処で
きる。もしも、厳密さを要求するのであれば、（６）式
の関係を記憶装置に記憶させておき、角速度ωに応じて
前記記憶装置から必要なデータを取り出すようにすれば
よい。
きる。もしも、厳密さを要求するのであれば、（６）式
の関係を記憶装置に記憶させておき、角速度ωに応じて
前記記憶装置から必要なデータを取り出すようにすれば
よい。
前記実施例において、電動機の回転子磁束の角度θを検
出する手段として周知のレゾルバを用いているが、本発
明における角度検出手段はこれに限る必要はない。
出する手段として周知のレゾルバを用いているが、本発
明における角度検出手段はこれに限る必要はない。
また、本発明を同期電動機の制御方法の場合により説明
したが、本発明は誘導電動機の一次周波数制御による可
変速制御、特に磁束検出型のベクトル制御においても適
用できる。この制御方法においても、高速回転になるに
つれて先に述べたように制御回路の特性上、回転子位置
検出装置により検出した回転子磁束Φと電機子電流の位
相がπ／２からずれ始めるが、回転速度に応じて補正す
る位相補正回路を設けることにより、この位相のずれを
打ち消すことができる。
したが、本発明は誘導電動機の一次周波数制御による可
変速制御、特に磁束検出型のベクトル制御においても適
用できる。この制御方法においても、高速回転になるに
つれて先に述べたように制御回路の特性上、回転子位置
検出装置により検出した回転子磁束Φと電機子電流の位
相がπ／２からずれ始めるが、回転速度に応じて補正す
る位相補正回路を設けることにより、この位相のずれを
打ち消すことができる。
以上のように、本発明により低速から高速まで常に回転
子磁束φと電機子電流Ｉの位相をπ／２を保つようにし
たので交流電動機を低、高速域とも効率よく運転するこ
とができ、しかも、高速域では異常発熱が解消できる効
果を奏する。さらに速応制が改善される等の利点もある
。
子磁束φと電機子電流Ｉの位相をπ／２を保つようにし
たので交流電動機を低、高速域とも効率よく運転するこ
とができ、しかも、高速域では異常発熱が解消できる効
果を奏する。さらに速応制が改善される等の利点もある
。
以上、本発明について好適な実施例を挙げて説明したが
本発明はこの実施例に限定されるものではなく、本発明
の要旨を逸脱しない範囲で種々の改良並びに設計の変更
が可能なことば勿論である。
本発明はこの実施例に限定されるものではなく、本発明
の要旨を逸脱しない範囲で種々の改良並びに設計の変更
が可能なことば勿論である。
第１図は分巻直流機のトルク発生原理を説明する説明図
、第２図は回転界磁形の同期電動機の説明図、第３図は
第２図に示す同期電動機の等価回路、第４図は従来技術
に係る電流フィードハックループのブロック図、第５図
は従来の同期電動機の可変速制御のためのブロック図、
第６図（Ａ）は第５図で用いているデジタル式同期整流
回路のブロック図、第６回（Ｂ）は第５図で用いている
アナログ式同期整流回路のブロック図、第７図は第４図
に示す電流フィードバックループの簡略化したブロック
図、第８図は本発明に係る同期電動機の可変速制御のた
めのブロック図、第９図は、第８図の回路に組込まれる
位相補正回路のブロック図、第１０図は第９図の各部の
信号波形図である。 ２・・レゾルバ ４・・基準波発生回路６・・同期電動
機 ８・・乗算器 １０・・速度指令電圧発生回路 １２・・波形整形回路 １４・・同期整流回路１６・・
電流制御ループ １８・・電力変換器２０・・交流電流
２２・・波形整形回路２４・・微分回路 ２６・・微
分回路 ２８・・フリップフロップ ３０・・発信器３２・・ア
ンドゲート ３４・・カウンタ３Ｇ・・変換回路 ４０
・・アロナグスイノチ４２．４４・・スイッチ ４５・
・インハ゛−タ４６・・反転器４８・・ローパスフィル
タ５０・・速度検出回路 ５２・・位相補正回路５４・
・交流積分ｌ１２１路 ５６・・コツバレート回路５日
・・ロジック回路 手続補正書印発） 昭和６０年 ２月２１日 １、事件の表示 昭和５９年 特許願 第１１５３４’Ｏ号２、 発明の
名称 交流電動機の速度制御装置 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 東京都中央区銀座４丁目２番１１号名 称 東
芝機械株式会社 （他１名）４、代理人 、７．補正の内容 （１）別紙添付 特願昭筒５９−１１５３４０号 補 正 書 １、明細書第４頁第９行 ｒ Ｔ ＝ −−−−−（２１Ｊを ｒＴ＝Ｋ・φ５−ＩＳ°Ｃ０３Ｔ°°（２）」と補正し
まず。 ２、 同第４頁第１３行 「Ｔ２」を ｒＲａＪと補正します。 ３、同第４頁２０行 ｒ Ｔ ＝ −−−−−（３１Ｊを 「Ｔ−Ｋ・ψ５−ＩＳ・・・（３）」と補正します。 ４、同第５頁第４行 「固定予巻綿」を 「固定子電流」と補正します。 ５、 同第１０頁１３行 「ψはψ＜Ｇ Ｎω）である。」を 「ψ＝ａｒｇ Ｇ Ｎω）である。」と補正します。 ６、 同第１５頁１８行 「ψ＝Ｔａ ｎ＜＜ωＴａ ・−・（６１ｊを［ψ−ａ
ｒｃ ｔａｎ ωＴａ ・・−−（６１Ｊと補正します
。 特許出願人 東芝機械株式会社
、第２図は回転界磁形の同期電動機の説明図、第３図は
第２図に示す同期電動機の等価回路、第４図は従来技術
に係る電流フィードハックループのブロック図、第５図
は従来の同期電動機の可変速制御のためのブロック図、
第６図（Ａ）は第５図で用いているデジタル式同期整流
回路のブロック図、第６回（Ｂ）は第５図で用いている
アナログ式同期整流回路のブロック図、第７図は第４図
に示す電流フィードバックループの簡略化したブロック
図、第８図は本発明に係る同期電動機の可変速制御のた
めのブロック図、第９図は、第８図の回路に組込まれる
位相補正回路のブロック図、第１０図は第９図の各部の
信号波形図である。 ２・・レゾルバ ４・・基準波発生回路６・・同期電動
機 ８・・乗算器 １０・・速度指令電圧発生回路 １２・・波形整形回路 １４・・同期整流回路１６・・
電流制御ループ １８・・電力変換器２０・・交流電流
２２・・波形整形回路２４・・微分回路 ２６・・微
分回路 ２８・・フリップフロップ ３０・・発信器３２・・ア
ンドゲート ３４・・カウンタ３Ｇ・・変換回路 ４０
・・アロナグスイノチ４２．４４・・スイッチ ４５・
・インハ゛−タ４６・・反転器４８・・ローパスフィル
タ５０・・速度検出回路 ５２・・位相補正回路５４・
・交流積分ｌ１２１路 ５６・・コツバレート回路５日
・・ロジック回路 手続補正書印発） 昭和６０年 ２月２１日 １、事件の表示 昭和５９年 特許願 第１１５３４’Ｏ号２、 発明の
名称 交流電動機の速度制御装置 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 東京都中央区銀座４丁目２番１１号名 称 東
芝機械株式会社 （他１名）４、代理人 、７．補正の内容 （１）別紙添付 特願昭筒５９−１１５３４０号 補 正 書 １、明細書第４頁第９行 ｒ Ｔ ＝ −−−−−（２１Ｊを ｒＴ＝Ｋ・φ５−ＩＳ°Ｃ０３Ｔ°°（２）」と補正し
まず。 ２、 同第４頁第１３行 「Ｔ２」を ｒＲａＪと補正します。 ３、同第４頁２０行 ｒ Ｔ ＝ −−−−−（３１Ｊを 「Ｔ−Ｋ・ψ５−ＩＳ・・・（３）」と補正します。 ４、同第５頁第４行 「固定予巻綿」を 「固定子電流」と補正します。 ５、 同第１０頁１３行 「ψはψ＜Ｇ Ｎω）である。」を 「ψ＝ａｒｇ Ｇ Ｎω）である。」と補正します。 ６、 同第１５頁１８行 「ψ＝Ｔａ ｎ＜＜ωＴａ ・−・（６１ｊを［ψ−ａ
ｒｃ ｔａｎ ωＴａ ・・−−（６１Ｊと補正します
。 特許出願人 東芝機械株式会社
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）交流電動機において、回転子磁束位置検出手段と
、前記検出手段の出力信号を受けて電機子電流を形成す
るための電機子電流形成信号を発生させる演算手段と、
前記電機子電流形成信号により電機子電流値を制御する
だめの電流制御ループと、該電流制御ループの出力信号
により電機子電流を形成するための電力変換器とを備え
、さらに交流電動機の回転速度に応じて前期電機子電流
形成信号の位相を進める位相補正手段を設けることを特
徴とする交流電動機の速度制御装置。 （２、特許請求の範囲第１項記載の装置において、位相
補正手段は、回転子磁束と電機子電流との位相をπ／２
に保つよう制御することからなる交流電動機の速度制御
装置。 （３）特許請求の範囲第１項または第２項記載の装置に
おいて、演算手段は回転子磁束位置検出手段からの出力
信号を基準信号により同期整流する同期整流回路からな
る交流電動機の速度制御装置。 （４）特許請求の範囲第３項記載の装置において、回転
子磁束位置検出手段としてレゾルバを用いることからな
る交流電動機の速度制御装置。 （５）特許請求の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記
載の装置において、交流電動機として同期電動機を用い
ることからなる交流電動機の速度制御装置。 （６）特許請求の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記
載の装置において、交流電動機として誘導電動機を用い
ることからなる交流電動機の速度制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59115340A JPS60261386A (ja) | 1984-06-05 | 1984-06-05 | 交流電動機の速度制御装置 |
| EP85303951A EP0170368B1 (en) | 1984-06-05 | 1985-06-04 | Speed control apparatus for a synchronous motor |
| DE8585303951T DE3582704D1 (de) | 1984-06-05 | 1985-06-04 | Vorrichtung zur geschwindigkeitsregelung eines synchronmotors. |
| US06/741,585 US4734633A (en) | 1984-06-05 | 1985-06-05 | Speed control apparatus for a synchronous motor |
| KR1019850003947A KR900007109B1 (ko) | 1984-06-05 | 1985-06-05 | 동기 전동기용 속도 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59115340A JPS60261386A (ja) | 1984-06-05 | 1984-06-05 | 交流電動機の速度制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60261386A true JPS60261386A (ja) | 1985-12-24 |
Family
ID=14660116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59115340A Pending JPS60261386A (ja) | 1984-06-05 | 1984-06-05 | 交流電動機の速度制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4734633A (ja) |
| EP (1) | EP0170368B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60261386A (ja) |
| KR (1) | KR900007109B1 (ja) |
| DE (1) | DE3582704D1 (ja) |
Cited By (5)
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| JPH04168992A (ja) * | 1990-10-30 | 1992-06-17 | Juki Corp | Ａｃモータ駆動装置 |
| JP2014513911A (ja) * | 2011-03-25 | 2014-06-05 | テクネレック リミテッド | 電気機器を制御する方法及び装置 |
| CN103967794A (zh) * | 2013-02-05 | 2014-08-06 | 广东美的制冷设备有限公司 | 一种单转子压缩机的振动补偿方法及控制器 |
| RU2609673C2 (ru) * | 2015-04-06 | 2017-02-02 | Акционерное общество "Научно-производственный центр "Полюс" | Способ регулирования частоты вращения электродвигателя |
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| JPH05336789A (ja) * | 1992-06-01 | 1993-12-17 | Fanuc Ltd | モータの制御方式 |
| US5650708A (en) * | 1992-12-08 | 1997-07-22 | Nippondenso Co., Ltd. | Inverter control apparatus using a two-phase modulation method |
| JPH0923700A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-21 | Fanuc Ltd | サーボモータの電流制御方式 |
| US5818192A (en) * | 1995-08-04 | 1998-10-06 | The Boeing Company | Starting of synchronous machine without rotor position of speed measurement |
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| JP3501370B2 (ja) * | 2001-09-04 | 2004-03-02 | 株式会社デンソー | 同期モータの制御方法および制御装置 |
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-
1984
- 1984-06-05 JP JP59115340A patent/JPS60261386A/ja active Pending
-
1985
- 1985-06-04 DE DE8585303951T patent/DE3582704D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-06-04 EP EP85303951A patent/EP0170368B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-06-05 US US06/741,585 patent/US4734633A/en not_active Expired - Fee Related
- 1985-06-05 KR KR1019850003947A patent/KR900007109B1/ko not_active IP Right Cessation
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| KR860000743A (ko) | 1986-01-30 |
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| DE3582704D1 (de) | 1991-06-06 |
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