JPS6038956B2 - 交流電動機の可変速制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電流形ィンバータにより給鷲される交流電動
機の可変速制御装置に関するものであり、更に詳しくは
該電動機の固定子電流を磁束に平行な磁化電流成分と磁
束に直交するトルク電流成分とに分けて考え、両成分の
指令値から前記ィンバータの点弧角を制御するようにし
た制御装置の特性改善に関するものである。

一般にィンバータは低周波領域では転流間隔が長くなる
ため高速応答が得られず、また脈動トルクによる回転不
整も問題となる。

これを解決するためにィンバータの多重化や多転流方式
による出力のパルス化（ＰＷＭ）等ィンバータ動作にお
けひるむだ時間の短縮が望まれる。さらに、インバータ
は点弧信号から実際の出力までにおくれがあり出力周波
数が高くなるほどこのおくれは位相おくれとして大きな
影響が出る。従って、この位相お〈れは、ィンバータの
動作状態に適応して補正さよれなければならない。かご
形誘導電動機を可変途制御する場合、第Ｉ図に示す様に
ィンバ−夕を用いて電動機の端子電圧と周波数の比がほ
ゞ一定となる様に制御する。

ＡＶＲ方式が良く知られている。なお、第１図において
、１は速度設定器、２は加減速演算器、３は電圧調節器
、４は電流調節器、５は位相角調節器、６はＶ／Ｆ（電
圧／周波数）変換器、７はパルス分配器、８は交流電源
、９はコンバータ（整流器）１０はＤＣＬ（直流コイル
）、１１は自励ィンバータ（例えば直列ダイオード式相
順転流形ィンバータ）、１２は交流出力、１３は誘導電
動機、１４はＣＴ（電流変成器）、１５はＰＴ（電圧変
成器）、を示す。この方式は低速域でィンバータの動作
むだ時間が大きくなりこのため制御応答が悪くなり、又
脈動トルクによる回転不整が現われる。

さらにこの領域では電動機電圧が低くＡＶＲ制御精度が
悪く、トルク不足を来すなどのため、このＡＶＲ方式は
一般に速度制御範囲は１対１の畠度であり１０％速度以
下では使用されないのが普通である。これに対して誘導
機を高性能制御する方法として電動機電流を回転磁界に
平行な成分と、これに直交する成分に分離して取扱うベ
クトル制御方式が特公昭５０−３４７２５号公報で発表
されている。ベクトル制御は電動機諸量の瞬時値を取扱
うため、これを適用する変換器はおくれのない理想的な
変換器が望ましい。しかし、例えば電流形ィンバータを
用いてベクトル制御を適用すると、３相６アーム・ィン
バ−夕の場合は６０度に一度の転流が行なわれるだけで
ある。さらにインバータはゲート信号を受けてから出力
電流が転流するまでに一定のむだ時間がある。このため
、ベクトル制御による制御量に対しィンバータは即時に
追従出釆ないため、充分な制御性能が得られない。イン
バータの転流から次の転流までの間の動作のむだ時間は
特に低速になるほど大きいため、応答速度はこれにつれ
て下り又、脈動トルクによる回転不整も問題である。こ
のため低速時の遠応性を確保し脈動トルクを低減させる
ため低速時は出力電流のパルス化（ＰＷＭ）が必要であ
る。高速時に於てはィンバータのゲート信号が入ってか
ら電動機電流が転流するまでに、転流おくれ時間が存在
することにより、インバータの出力位相お〈れが大きく
なり、この位相お〈れを補償する必要がある。本発明の
目的は、ィンバータから給電される交流露動機をベクト
ル制御方式で可変速制御する装置において、簡単な回路
で上記欠点を改善し、広範囲な速度範囲に於て、交流電
動機を高性能運転するための、可変遠制御装置を提供す
ることにある。この発暁の構成の要点は、電流形インバ
ータにより給電される交流電動機のベクトル制御方式に
よる可変速制御装置において、トルク電流成分の実際値
ｉ，と指令値ｉＴ＊との差を入力されて該差０が零とな
るように調節出力を生じるトルク電流調節器を設け、該
調節器の出力を用いて前記ィンバータの点弧角指令値を
修正するようにした点にある。

第２図は電流形ィンバータにぐり給電される譲タ導電動
機にベクトル制御を適用した場合の従来既知の基本構成
を示すブロック線図であるので、先ずこれについて概略
説明する。

ベクトル制御の原理は、特公昭５０一私７２５号公報で
公３知であり電動機固定子電流をベクトルとして取扱い
「磁束ベクトルに平行な成分（ｉＭと表わす）と直交す
る成分（ｉ丁と表わす）に分離して取扱えば、ｉＭは磁
束の大きさのみに関係する量、即ち磁化電流となり、ｉ
Ｔはトルクの大きさのみに関係する量、即ちトルク電流
となることは第４図のベクトル図から明らかであろう。

第４図は、ベクトル制御の原理を説明するための、電流
ベクトル諸種の座標系で表わしたベクトル図である。同
図において「電機子電流ベクトルｉ，は、固定子上にと
った直交軸Ｑ，８をもち、その原点が機械の回転軸上に
ある座標系において表わすことができる。この固定子座
標系でその電機子電流ベクトルｉ，の成分はｉ，Ｑとｉ
，Ｂで示される。座標軸ＱはＲ相の巻線軸の方向と一致
させる。電機子電流ベクトルｉ，はまた、直交座標でそ
の原点は同じく機械の回転軸上にあるが、そのＭで示し
た軸が常に瞬時回転磁界軸の方向にとられ、従って固定
子に固定した座標系に対しては回転磁界軸の角速度ので
回転した角度のだけ回転した位置にある座標系に対して
も表わすことができる。電機子電流ベクトルｉ，のこの
座標系に対する成分が前述のｉｗとｉＴである。電機子
電流ベクトルｉ，はまた回転磁界軸上にとった極座標、
即ち座標軸Ｍに対する大きさと位相角によっても表わす
ことができ、この位相角は角度ごとのとの差に相当する
。山２は磁束ベクトルである。さて第２図において、２
０は速度発電機、２１，２２はそれぞれ３相／２相変換
器、２３は２相／３相変換器、２４はパルス分配器、２
５は磁束演算器、２６，２８はそれぞれベクトルアナラ
ィザＶＡ、２７はベクトル回転器ＶＤ、２９は速度調節
器、３０，３１はそれぞれ加算点、３２は速度指令値ｎ
＊、３３は磁化電流指令値ｉＭ＊、３４はトルク電流指
令値、３５，３６は磁束ベクトル検出値、３７は速度実
際値、３８は一次電流指令値ｉＴ＊、を示し、その他、
第１図におけるものと同じものには同じ符号が付してあ
る。第２図において、整流器９で電動機電流ｉ，の大き
さｌｉ，ｌを制御し、目励インバータ１１により電流の
角度（固定子上の基準位置Ｑよりの角度）どを制御する
。

ベクトル制御では電動機磁束を検出し、その磁束を基準
に制御が行なわれる。このためｌｉ・１＝ノｉＭ２十ｉ
Ｔ２，ｔａｎ３＝声の関係が成立っており（第４図参照
）、電流の角度ごは磁束位置のを検出する事によりご＝
少＋３で表わされる（第４図参照）。第２図に於て電流
の大きさ指令はｉ，＊＝ノｉＭ＊２十ｉＴ＊２の関係で
ＶＡ２８によって作られ、電流調節器４、位相角調節器
５を通して、池励コンバータ（整流器）９のゲ−ト制御
により、電流の大きさｉ，が制御される（なお＊は指令
値を示す）。一方、電流の角度の制御は、次の様に行な
われる。

３３で与えられる磁化電流指令ｉＭ＊と速度調整器２９
の出力として得られるトルク電流指令ｉＴ＊よりＶＡ２
６により磁束と電流の角度指令８＊を器＝ＣＯＳ８＊，
儀＝小柳形で徹する。

又、磁束の位置の‘ま磁束演算器２５により３５，３６
にｃｏｓのｓｉｎのの形で得られる。のとＢ＊はベクト
ル回転器ＶＤ、２７で角度加算され電流の角度指令ご＊
となる。この場合、ＶＤ２７に於ては、ＣＯＳど＊＝ｃ
ｏｓ（の十Ｂ＊） 二ＣＯＳの・ＣＯＳＢ＊−Ｓｉｎの・ｓｉｎＧ＊ｓｉｎ
ご＊ニｓｉｎ（の十Ｂ＊）ニＳｉｎの・ＣＯＳ８＊十Ｃ
ｏｓの・ｓｉｎ８＊の関係により、電流角度指令をｃｏ
ｓご＊，ｓｉｎご＊の形で得る。

これらは２相／３相変換器２３により三相変換され三相
電流の角度指令５０，５１，５２となる。この三相電流
角度指令はパルス分配器２４により、第５図、第６図の
関係でィンバー夕１１のゲートパルスとなり、所定の位
置（固定子基準巻線軸に一致したＱ軸よりご＊進んだ位
置）に電流を流すことになる。なお第５図はパルス分配
器２４の詳細ブロック図であり、第６図は第６図におけ
る各部信号の波形を示すタイムチャート、である。

第５図において、２４１〜２４３はそれぞれコンパレー
タであり、２４４は。

ジツク回路である。所で通常の電流形ィンバータ１１‘
ょ６ケのサィリスタ・アームにより構成され、各々のサ
ィリスタは第６図のハに示す様に１２０ｏｅｌづつ通電
しているため、ィンバータ出力電流即ち電動機電流は、
第７図のベクトル図に示す様な６つの固定したベクトル
位置した探る率が出来ない。なお第７図は、ィンバータ
１１の出力電流即ち電動機電流（一次電流）のベクトル
図である。

同図おいて、例えばＵＹは、Ｕ相とＹ相のサィリスタァ
ームがオンしているときの電動機電流ベクトルｉＵＹを
示し、ＶＺはＶ相とＺ相のサイリスタアームがオンして
いるときの電動機電流ベクトルｉｖ２を示す。また１〜
６はそれぞれ電流ベクトル間の位置を示している。第２
図に於いてＶＤ２７の出力として指示される電流の角度
指令が例えば第７図の１と２の間に有る時は電動機電流
ベクトルｉ，はｉＵＹの固定したベクトル（第７図のＵ
Ｙで表示）となる。

こ）でｉＵＹはインバータ１１のＵ相サィリスタ及びＹ
相サィリスタがオンしている時の電動機電流を示す。第
６図のタイムチャートの１〜６の位置と第７図のベクト
ル図の１〜６の位置は相対応するものである。これらか
ら判る様様に電流の角度指令が一定の角速度で１→２→
３→４→５→６→１の方向に回転しても実際の電流ベク
トルは、ｉｕＹ→ＩＵｚ→ｌｖ２→ｌｖｘ→ｌｗｘ→１
ｗＹ→ｉＵＹの順に６０度毎にステップ状に移動する。
このため電動機トルクはィンバータの転流と同じ周期で
脈動し、低速時は回転不整等の不具合となるだけでなく
、各々の転流間隔は電流角度制御上の不惑帯（むだ時間
）であり、低速になるほどこのひだ時間が大きくなり、
角度の制御おくれとなり、不安定となる。従って、第２
図の基本構成のま）では、低速時の良好な電動機運転は
望めない。第２図の構成のもう一つの問題は、ＶＤ２７
で指示した電流角度ご＊に対して実際にはインバーター
１に、一定の電流お〈れ時間（転流おくれ）があり、こ
れが高速になるほど電流の位相お〈れとして影響が大き
くなる。

従って、角度指令ど＊に対し実際の電流は△ごおくれた
位置に流れるため、ｉ，（一次電流ベクトル）のｉＭ成
分とｉＴ成分が指令値ｉＭ＊，ｉＴ＊から変化してしま
い、不都合となる（具体的には、一定のモータトルク例
えば定格トルクを発生する時の磁束の大きさが定格速度
より変化し、一次電流の大きさｌ ｉ，ｌが定格電流か
らずれる。即ち、モータ過励磁又は不足励磁あるいは、
一次電流が増大する）。この角度のずれが極端に大きく
なると、モータは定格トルクを得られなくなる。第３図
はこの発明の一実施例を示すブロック線図であり、第２
図の基本構成における上述の欠点を解決するめに、点線
で囲んだ回路部分Ｓを第２図に付加したものに相当する
ブロック線図である。

第８図は、説明の便宜上、第３図における付加回路部分
Ｓを拡大して示した図（但しＶＤ４０は除いて示してあ
る）である。

第３図および第８図を参照する。

本発明により付加された回路部分Ｓは、次の要素から成
立つている。トルク電流実際値ｉＴを演算して出力する
。ベクトル回転器４０と、トルク電流指令値ｉＴ＊と実
際値ｉＴとの偏差を平均的に零にする様に電流角度を調
節するトルク電流調節器３９および談議節器３９の出力
を角度制制御ループ（インバーター１の制御部で２６，
２７，２３，２４等を含む）に加算する加算点４２等で
あり、以後これらの附加回路を“トルク電流調節回路”
と呼んで説明する。トルク電流調節回路Ｓの機能は、主
として次の２つである。

｛１｝ ィンバータの転流お〈れによる電流角度指令ご
＊に対する実際電流角度どのおくれを補償するための角
度バイアスを与える。

■ 低速時の転流間隔が大きい事に起因する制御の安定
度の低下及び低次のトルク脈動による回転不整を防止す
る電流ＰＷＭ動作を行なう。

次にトルク電流調節回路Ｓのもつ上記２つの動作を説明
する。先ず‘１｝項の電流角度おくれの補償について述
べる（主に高速時の動作）。第９図は、第７図の電流ベ
クトル図のうち、電流指令値ｉ，がｉｗＹとｉＵＹの間
にある場合の電流と磁束のベクトル説明図である。第９
図ではｉｗＹの向きをＱ軸（固定の基準軸）にとりこれ
より９００ｅ１進んだ位置に３軸をとっている。磁束心
はＱ軸よりの（第９図ではのは負の場合）だけ進んだ位
置にあり電流指令ｉ，はＱ軸よりご＊だけ進んだ位置に
あり、ど＊＝の十８＊の関係がある。今、第９図のｉ，
の位置に、電動機電流を流しためにＱ軸からご＊だけ進
んだ位置則ち第９図のｉ，と同じ位置に電流の角度指令
を与えたとすれば（実際にはインバータのゲート信号と
して与える）、インバー夕出力電流はインバータ転流に
一定の時間がか）るため、電流角度指令ど＊に対して実
際電流は必ずおくれた位置に流れる。そのため第９図に
於てｉ．＊と山との実際の角度８は、指令値８＊より小
さくなり、その結果トルク電流実際値ｉ，も指令値ｉＴ
＊より小さくなる。第８図に於けるトルク電流調節器３
９は積分機能を持ち（ｉＴ＊−ｉＴ）を積分し、出力に
△ｉＴＢ＊を出す。△ｉＴＢ＊とｉＴ＊が、加算点４２
で加算されベクトルアナラィザ２６の出力を角度△ご＊
だけ進め基準髄（固定子上のＱ軸）からの電流角度指令
を（ど＊十△ご＊）に変更（補正）する。なお第９図に
於ける△ｉＴＢ＊は第８図の調節器３９の出力△ｉＴＢ
＊に相当し、又、第９図の△ご＊，ご＊，ｉＴ＊，３＊
，仰ま第８図の夫々同一記号の信号に相当する。このよ
うな電流角度指令の補正はｉＴ＊−ＩＴ＝０となるまで
続く。この時に補正角△ご＊はィンバータの転流おくれ
角に相当し、トルク電流調節器３９の出力△ｉＴ８＊が
△ご＊の補正角のバイアスとなっている。言い換えれば
、ィンバータに△どの転流おくれがある場合でも、トル
ク電流調節回路の積分作用により予め△ご＊だけ進めた
位値に電流角度指令を与える事により、実際電流は所望
の位置ご＊（第９図ｉ，の位置）に流す事が出来る。次
に前記■項の電流ＰＷＭ動作について述べる（主に低速
時の動作）。

前に述べた様に通常の電流形ィンバータは第７図に示す
様な６つの電流ベクトル位置しか探る事は出来ないので
、低速時（低周波数）は隣り合わせの２つのベクトル位
置を往復させる（ＰＷＭ）事により平均的には２つの固
定位置の中間位置のベクトルを作る事が行なわれている
（必要があれば片岡他、電気学会全国大会Ｓ５３手Ｎｏ
．６６菱参照）。この発明による電流パルス化（ＰＷＭ
）は、トランスベクトル制御におけるトルク電流ｉＴを
指令値ｉＴ＊へ一致させるためのトルク調節回路の誤差
補正機能による目励発振により行なわせるものであり、
ＰＷＭ化のための特別な附加回路を必要としない。低速
でＰＷＭ制御を行なう働きをするトルク電流調節器３９
（第３図，第８図）の働きを第９図，第１０図により説
明する。なお第１０図は、トルク電流調節回路によるＰ
ＷＭ動作波形のタイムチャートである。第９図は第７図
のベクトル図のｉ州とｉＵＹの間に電流指令ベクトルｉ
，が有る時のベクトル図であり、点１はｉ州とｉＵＹの
中間の位置を示す。第９図，第１０図ハの点１１，１２
で示される位置は第３図，第５図のパルス分配器２４に
含まれるコンパレータ２４１〜２４３の動作レベルであ
る。又第９図の点１は、第６図の点１の位置に対応させ
ている。またコンパレ−夕の動作レベルは（３０度十＠
Ｋ）、復帰レベルは（３０度−＠Ｋ）であり、２＠Ｋは
コンパレー夕の動作、復帰のヒステリシス幅を示してい
る。第９図を中心にＰＷＭ動作を説明する。

電流指令ｉ，＊が第９図の位値にあり、電動機電流電流
実際値が第９図のｉ，（ＷＹ）の位置にある場合、第９
図から明らかに△ｉＴ＝ｉＴ＊−ｉＴ（ｗＹ）＞０であ
るから、△ｉＴＢ＊は増加する。ここで△ｉＴＢ＊は調
節器３９により△ｉＴを積分したものである。それに対
応して電流角度指令が△ご＊だけ進み（ど＊十△ご＊）
が増加する（第５図の２相／３相変換器２３の出力Ｒが
ｓｉｎ（ご＊＋△ど＊）の形で増加する。第１０図のハ
のｓｉｎ（ご＊十△ご＊）に対応してる）。そして、つ
いにご＊十△ご＊＞３００ｅｌ十８Ｋとなると貝０ち角
度指令が１２の位置をこえると第５図のコンパレー夕２
４１がオンとなり第６図のタイムチャートより分るよう
にＵ相パルスが出てインバータは（Ｕ−Ｙ）相がオンと
なり出力電流則ち電動機電流はｉ，（ＵＹ）へ移動する
。電動機電流がｉ，（ＵＹ）となると、トルク電流はｉ
Ｔ（ＵＹ）となり、△ｉＴ＝ｉＴ＊−ｉＴ（ＵＹ）＜０
（第９図参照）となり、△ｉＴＢ＊は減少する。これに
対して電流角度指令（ご＊＋△ど＊）が減少し、ついに
ど＊十△ご＊＜３００ｅｌ−ａＫとなると、即ち角度指
令が１１の位直り小さくなると第５図のコンパレータ２
４１はオフとなり第６図のタイムチャートより分るよう
に、Ｗ相パルスが出て、インバータは（Ｗ−Ｙ）相がオ
ンとなりィンバータ出力電流、即ち、電動機電流はｉ，
（ｗＹ）へ戻り、再び△ｉＴ＞０となり、角度指令（ご
＊十△ご＊）が進む動作となる。この様な動作をくり返
し、ｉ．（ｗＹ）およびｉ，（ＵＹ）の間を往復する。
そして、ｉ，（ｗＹ）とｉ，（ＵＹ）のそれぞれに留ま
る時間の比より電流ベクトルは平均的に任意の指令値ｉ
，＊の位置をとることが出来る。こ）に述べたトルク電
流調節回路による電流ＰＷＭ動作は、実際のトルクに比
例した量卸ちトルク電流ｉ，と指令値ｉＴ＊と偏差が零
となる様電流ベクトルの角度を修正しているため、この
低速時のＰＷＭ動作により、トルク脈動を理想的に低減
する。次にトルク電流調節回路の構成例を第１１図を参
照して説明する。

同図において、６川まベクトル回転器ＶＤ、６１は関数
発生器である。電流角度を制御するために第８図の構成
例では、トルク電流調節器３９の出力をトルク電流指令
値ｉＴ＊に加算して直交座標系（ｉＭ−ｉＴ座標）で制
御しているのに対し、第１１図においては、調節器３９
の出力を制御角△Ｅ＊として極座標系で取扱い、関数発
生器６１を介してベクトル回転器６０により、角度指令
８＊と制御角△ご＊の加算を行なう。この結果、ＶＤ６
０の出力は入力ｃｏｓ８＊，ｓｉｎＧ＊に対して、△ご
＊だけ進められそれぞれｃｏｓ（８＊十△ご＊），ｓｉ
ｎ（８＊十△ご＊）となる。これがベクトル回転器２７
により、磁束角のを角度加算されｃｏｓ（ご＊＋△ご＊
），ｓｉｎ（ご＊十△ご＊）となり第８図の場合と同じ
電流角度指令となる（何故ならば３＊十△ご＊＋の＝ご
＊＋△ご＊）。なお、トルク電流調節器３９の出力とし
て得られる電流角度の制御量△ご＊を加算するＶＤ６０
の位置は第１１図に示す位置の他にＶＤ２７のうしろ則
ち４８，４９の所又は、磁束角３５，３６の位置に変更
しても同一結果が得られる。以上説明した通りであるか
ら、この発明によれだ、ィンバータから給電される交流
電動機のベクトル制御による可変速制御装置において、
広範囲な速度範囲において高性能な運転を実現できると
いう利点がある。

【図面の簡単な説明】 第１図はかご形誘導電動機の従来の可変遼制御方式の一
例を示すブロック線図、第２図は電流形ィンバー外こよ
り給電される誘導電動機の従来の可変遠制御装置の構成
を示すブロック線図、第３図はこの発明の一実施例を示
すブロック線図、第４図はベクトル制御を説明するため
の、電流ベクトルを諸種の座標系ぜ表わしたベクトル図
、第５図はパルス分配器の詳細ブロック図、第６図は第
５図における各部信号の波形を示すタイムチャ−ト、第
７図は電動機電流のベクトル図、第８図は第３図におけ
る要部Ｓの拡大図、第９図は転流時の一次電流ベクトル
説明図、第１０図はトルク電流調節回路によるＰＷＭ動
作波形のタイムチャート、第１１図はこの発明の他の実
施例要部を示すフロック線図、である。 符号説明、４・・・・・・電流調節器、５・・・・・・
位相角調節器、９・・・・・・整流器、１１・・・・・
・ィンバ−夕、１３・・・譲導電動機、２５・・・・・
・磁束演算器、２６・…・・ベクトルアナライザＶＡ、
２７，４０，６０・・・・・・ベクトル回転器ＶＤ、３
９…・・・トルク電流調節器、６１…・・・関数発生器
。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電流形インバータにより給電される交流電動機の固
   定子電流を磁束に平行な磁化電流成分と磁束に直交する
   トルク電流成分とに分離して制御する交流電動機の可変
   速制御装置であつて、前記両電流成分のそれぞれの指令
   値（ｉ＿Μ＊，ｉ＿Τ＊）を固定子電流の大きさに対応
   する指令値に変換してこれにしたがつて電流形インバー
   タの直流入力電流を制御する第１の手段と、前記両電流
   成分のそれぞれの指令値（ｉ＿Μ＊，ｉ＿Τ＊）を固定
   子電流の位置に対応する指令値に変換してそれにしたが
   つて電流形インバータの位相を制御する第２の手段とを
   有してなる交流電動機の可変速制御装置において、トル
   ク電流成分の実際値ｉ＿Τを検出する手段と、トルク電
   流成分の指令値ｉ＿Ｔ＊と実際値ｉ＿Τとの差を入力さ
   れ該差が零となるように調節出力を生じるトルク電流調
   節器と、該調節器の出力を用いて前記固定子電流の位相
   に対応する指令値を修正する手段とを備えたことを特徴
   とする交流電動機の可変速制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の交流電動機の可変速
   制御装置において、前記修正手段が前記トルク電流調節
   器の出力をトルク電流成分の指令値ｉ＿Ｔ＊に加算して
   前記第２の手段に入力する手段からなることを特徴とす
   る交流電動機の可変速制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項に記載の交流電動機の可変速
   制御装置において、前記修正手段が、前記トルク電流調
   節器の出力を角度信号に変換して、これを第２の制御手
   段内における角度信号変換後の指令値に加算する手段か
   らなることを特徴とする交流電動機の可変速制御装置。