JPH0226476B2 - - Google Patents

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JPH0226476B2
JPH0226476B2 JP58121654A JP12165483A JPH0226476B2 JP H0226476 B2 JPH0226476 B2 JP H0226476B2 JP 58121654 A JP58121654 A JP 58121654A JP 12165483 A JP12165483 A JP 12165483A JP H0226476 B2 JPH0226476 B2 JP H0226476B2
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JP
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magnetic flux
vector
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JP58121654A
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Inventor
Kazuya Endo
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Fuji Electric Co Ltd
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Fuji Electric Co Ltd
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141Flux estimation

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は、誘導電動機の1次電流の空間ベク
トルを磁束ベクトルと同一方向の成分とこれと直
角な方向成分とに分けて制御する、いわゆるベク
トル制御方式、特にそのために必要な磁束ベクト
ルの演算精度を高めることができる誘導電動機の
のベクトル制御装置に関する。
〔従来技術とその問題点〕
第1図は誘導電動機の磁束および電流ベクトル
を示すベクトル図である。
すなわち、誘導電動機の1次電流i1は、回転子
軸を中心に回転する空間ベクトルとしてとらえる
ことができる。これと同様に、1次電流によつて
生ぜしめられる回転子鎖交磁束Φ2も回転子軸を
中心にして回転する空間ベクトルとしてとらえる
ことができる。1次電流ベクトルi→のうち磁束
ベクトルΦ→と同一方向の成分は磁化電流iMと呼
ばれており、直流機の界磁電流に相当するもので
ある。また、1次電流ベクトルのうち磁束ベクト
ルに対して直角な方向の成分はトルク電流iTと呼
ばれ、直流機の電機子電流に相当するものであ
る。誘導電動機においてこれらの成分を互いに独
立に分離して制御することできるならば、直流機
よりも安価でしかも堅牢な誘導電動機に対して直
流機と同等の可変速度制御性能を発揮させること
ができる。かかる原理にもとづいて誘導電動機を
制御するのが、いわゆる誘導電機のベクトル制御
と云われるものである。なお、矢印(→)を付し
たものはベクトル量を表わしているが、特にベク
トル量を強調する場合を除いては、以下、矢印に
よる区別をしないものとする。
このような誘導電動機のベクトル制御を可能に
するためには、回転する磁束ベクトルの軸(磁束
軸;M軸)を基準として互いに直交する2つの成
分の形で指令値が与えられる1次電流ベクトル
を、回転しない固定軸(α軸)を基準とするベク
トル量に変換する必要があることから、磁束軸
(M軸)の位置を検出しなければならないことが
わかる。なお、この固定軸(α軸)は、固定子の
1つの相の巻線軸にとるのが一般的である。こう
することによつて、磁束軸(M軸)の位置を、こ
の固定軸(α軸)に対する回転角度によつて表
わすことができる。そして、このような磁束ベク
トルΦ→の位置角度、または磁束ベクトルの大
きさΦを演算により間接的に検出するのが磁束ベ
クトル演算器であり、誘導電動機をベクトル制御
するに当たつて、その制御性能を左右する重要な
役割を果すものである。
磁束ベクトル演算器には、前述の固定子電流ベ
クトルの磁化電流成分iM、トルク電流成分iTの各
目標値iM *、iT *と電動機定数とから磁束成分を演
算する電流モデル方式と、電動機端子電圧より逆
起電力を演算し、これを積分して磁束成分を求め
る電圧モデル方式とがある。電圧モデル方式にお
いては、積分器が使用されているため、周波数の
高い領域においては正確な磁束演算が可能である
が、周波数の低い領域や電動機停止時においては
電動機端子電圧や各相電流が直流状態となるた
め、正しい演算が行なわれないという欠点があ
る。一方、電流モデル方式は、電動機停止状態か
ら最高周波数領域まで演算可能であるが、電動機
温度に依存してその値が変化する回転子抵抗をパ
ラメータとして有しており、演算器の定数をこれ
に応じて変化させることは困難であるため、電圧
モデル方式に比べて演算精度が劣るという欠点を
有している。このため、電動機の回転速度(周波
数)が低い領域では電流モデル方式で演算される
磁束をそのまゝ使用し、回転速度が高い領域では
電流モデルで演算される磁束と電圧モデルで演算
される磁束とを比較し、両者が一致するように角
度誤差を修正する方式が提案されている。
第2図はかかる演算方式を併用した誘導電動機
のベクトル制御方式を示す構成図である。同図に
おいて、1は磁束偏差検出器、2は角度調節器、
3はスイツチ、5は切換信号発生器、6は加算
器、11は磁束調節器、、12は速度調節器、1
3,203は割算器、14,205はベクトル回
転器、15は2相/3相変換器、16は電流調節
器、17はサイクロコンバータの如き電力変換装
置、18は電流検出器、19は誘導電動機、点線
枠で囲まれる20は電流モデル形磁束演算器、2
1は回転子位置検出器、22は速度検出器、23
は電圧検出器、24は電圧モデル形磁束演算器、
201は1次遅れ要素、202は比例要素、20
4は非線形関数発生器、30は回転子位置検出器
である。
すなわち、磁束調節器11は、電流モデル形磁
束演算器20を介して得られる磁束の大きさの検
出値(実際値)Φを、その目標値Φ*に一致させ
るべく調節演算を行ない、その調節出力は磁化電
流の指令値(日標値)iM *となる。一方、速度調
節器12は、速度検出器22を介して得られる速
度実際値nをその目標値n*に一致させるべく調
節演算を行ない、その調節出力はトルク電流目標
値iT *として与えられる。ベクトル回転器14は、
これら固定子電流ベクトルの目標値iM *、iT *と、
演算器20を介して与えられる磁束ベクトルΦ
の単位ベクトル(cossin)とにもとづいて、
固定子電流ベクトルi→の目標値i1 *を、次の(1)
式の如く、固定軸(α−β軸)を基準とする目標
値i1*、i1*に変換する。
i1*=iM *cos−iT *sin i1〓=iM *sin+iT *cos ……(1) 2相/3相変換器15は、(1)式の如くして得ら
れる2相の目標値i1*、i1*を、次の(2)式の如く
3相の目標値ia *、ib *、ic *に変換する。
この目標値ia *、ib *、ic *は、それぞれ電流調節
器16a,16b,16cに導かれるので、各調
節器では、電流検出器18a,18b,18cを
介して検出される電力変換装置17の各相電流
ia、ib、icを、その目標値ia *、ib *、ic *にそれぞれ
一致させるよう調節演算を行なう。
こうして、誘導電動機19のベクトル制御が行
なわれるが、かかる制御に必要な磁束ベクトル
Φ→の大きさΦと、固定軸(α−β)からの角度
位置cos、sinとが破線枠20で示される電流
モデル式磁束演算器によつて求められる。
この演算器20には、誘導電動機の固定子回路
と回転子回路間の相互インダクタンスlm′に相当
するゲインと、回転子回路の電気時定数T2に相
当する時定数とをもつ1次遅れ要素201が設け
られており、この1次遅れ要素201に磁化電流
目標値iM *を入力することにより、磁束ベクトル
Φ→の大きさΦに相当する量を得ることができ
る。なお、1次遅れ要素201の出力は、上述の
如く、磁束実際値として磁束調節器11および割
算器13に与えられる。また、演算器20は、回
転子回路の時定数T2と相互インダクタンスlm′と
の比に相当するゲインを有する比例要素202を
備えており、その入力には1次遅れ要素201の
出力φが与えられるので、比例要素202の出力
からは(T2/lm′)Φなる量が得られることにな
る。割算器203は、その一方の端子に与えられ
るトルク電流目標値iT *を、比例要素202から
の出力(T2/lm′)Φで割算し、 ωsl=lm′/T2・iT */Φ ……(3) なる量で表わすことができるスリツプ周波数ωsl
(=d/dt−dθ/dt)に相当する出力を出す。こ
のスリツプ周波数ωslに相当する量は、さらに非
線形関数発生器204に導かれ、その出力から
は、cosλ、sinλなる量が得られる。なお、この
とき、スリツプ周波数ωslとλとの間には、 λ=∫ωsldt =∫(d/dt−dθ/dt)dt =−θ ……(4) なる関係が成立する。非線形関数発生器204の
出力cosλ、sinλは、回転子位置を表わす単位ベ
クトルcosθ、sinθとともにベクトル回転器205
に導かれる。なお、単位ベクトルcosθ、sinθは、
誘導電動機19の回転子軸に結合された回転子位
置検出器21および回転子位置演算器30によつ
て求められる。ベクトル回転器205は、 cosλcosθ−sinλsinθ=cos(λ+θ)=cos sinλcosθ+cosλsinθ=sin(λ+θ)=sin……(5
) なる演算により、単位磁束ベクトルのα、β軸成
分であるcos、sinを出力する。なお、ベクト
ル回転器205の出力は、前述の如く、ベクトル
回転器14に与えられる。
一方、電圧モデル式磁束演算器24は、電圧検
出器23a,23bを介して得られる電動機端子
電圧の線間電圧瞬時値vab、vbcと、電流検出器1
8a,18b,18cを介して得られる電動機相
電流ia、ib、icから所定の演算をすることにより、
α−β軸を基準とする磁束ベクトルの大きさΦ2V
と、角度成分cosV、sinVとを出力する。この角
度成分cosV、sinVは、上述の如くして得られた
電流モデル式磁界演算器20からの角度成分
cos、sinとともにベクトル回転器からなる磁
束偏差検出器1に入力される。磁束偏差検出器1
は、これら4つの入力から sin・cosV−sinV・cos=sin(−V) なる演算を行なう。この出力sin(−V)は調節
器2、さらにはスイツチ3を介して演算器20内
の加算器6において、先のスリツプ周波数ωsl
加算される。ここに、スイツチ3は、切換信号発
生器5の出力Aにより制御されるもので、電動機
の回転速度(周波数)が低いときには開放され、
回転速度が高いときには短絡される。したがつ
て、電動機の回転速度が低い領域では、電流モデ
ル方式で演算される磁束をそのまゝ使用し、回転
速度が高いときには、電流モデルで演算される磁
束と電圧モデルで演算される磁束とを比較し、両
者が一致するように角度偏差を修正することがで
きる。
第2図に示される加算器6は、第3図の如く、
掛算器61に置き換えることができる。なお、第
3図は従来例の変形例を示す概要図である。
磁束偏差検出器1の出力信号sin(−V)は電
動機のトルク極性、すなわち、トルク電流目標値
の極性によつて切換えられるスイツチ7と、極性
反転器8とによつてその極性が調整され、調節器
2に導かれる。スイツチ7は、トルク電流目標値
iT *がiT *>0のとき、図の実線位置にあり、iT *
0のとき、点線の位置にあるものとする。ここ
で、、例えば、iT *>0で、sin(−V)>0、つ
まり電流モデルによる磁束ベクトル電圧モデルに
よる磁束ベクトルよりも位相が進んでいる場合に
は、調節器2の入力信号は負の値となり、その結
果、調節器2の出力はその以前に出力していた値
から減少する。したがつて、例えばiT *が一定な
らば、非線形関数発生器204の入力ωslは減少
し、これにて電流モデルによる磁束ベクトルが遅
れ、電圧モデルによる磁束ベクトルに一致するこ
とになる。
しかしながら、上記いずれの方式も、低速領域
では電流モデル方式で演算した磁束をそのまゝ用
いるものであるため、磁束演算精度が高速領域に
くらべて悪くなるという欠点がある。なお、第3
図において、9は設定器、100,101は端子
で第2図のそれと対応する。
〔発明の目的〕
この発明はかかる点に鑑みてなされたもので、
電流モデル方式と電圧モデル方式を併用する磁束
ベクトル演算において、特に低速領域における磁
束演算精度を向上させることが可能な制御装置を
提供することを目的とする。
〔発明の要点〕
その要点は、電流モデル方式および電圧モデル
方式による磁束演算器をそれぞれ備え、これら演
算器にて演算される各磁束の偏差を検出する検出
器と、その偏差が零となるように電流モデル方式
による磁束演算を制御する調節器とをもち、電動
機の回転速度が低いときにはその調節器を不動作
とし、回転速度が高いときには動作させる動作切
換回路からなる誘導電動機の磁束演算方式におい
て、調節器が動作モードから不動作モードに切換
わる直前の調節器出力信号を記憶させ、この記憶
値にもとづいて電流モデル方式による磁束演算を
修正するようにした点にある。
〔発明の実施例〕
第4図はこの発明の実施例を示す構成図で、第
2図において変更される端子100−101間を
抜き出して示すものである。
この実施例は、切換信号発生器5の出力Aによ
つて制御され、電動機の回転速度が低いときには
図で示す実線の位置をとり、逆に回転速度が高い
ときには点線で示す位置をとる切換スイツチ31
2と、サンプルホールド回路40とから成り、
スイツチ31の一方の入力には調節器2の出力が
導かれ、もう一方の入力にはサンプルホールド回
路40の出力が導かれる。また、サンプルホール
ド回路40の入力には、調節器2の出力が導かれ
る。電動機の回転速度が高い場合、調節器の出力
はスイツチ31を通つて端子101に導かれ、従
来通りの電流モデル磁束演算の修正が行なわれ
る。一方、回転速度が低くなつてスイツチが切り
かわると、サンプルホールド回路は、スイツチ3
の作用で切りかわる直前の調節器出力信号をホ
ールドし、その値を出力しつづけると同時に、そ
の信号はスイツチ31により端子101に導かれ
る。その結果、低速領域においても電流モデル磁
束演算を修正しつづけるので、高い磁束演算精度
を得ることができる。なお、第4図の実施例で
は、スイツチ31をとり除き、サンプルホールド
回路40の出力を直接端子101に接続しても同
様の効果が得られる。
第5図はデイジタル技術を用いた、この発明の
別の実施例である。
調節器2の出力はアナログ/デイジタル(A/
D)変換器41に導かれ、デイジタルデータに変
換される。その信号は、記憶回路42を通してデ
イジタル/アナログ(D/A)変換器43に導か
れ、アナログ信号に変換されて端子101に導か
れる。記憶回路42の動作は、切換信号発生器5
の出力信号Aによつて制御され、電動機の回転速
度が高いときには入力信号をそのまま出力に伝達
し、回転速度が低いときには切りかわる直前の入
力データを保持し、それを出力しつづけるように
働く。これは、例えばラツチ回路を用いることに
より、簡単に実現できる。この実施例では電動機
の回転速度が高いときは調節器2の出力がA/D
変換器41、記憶回路42、D/A変換器43を
通して端子101に導かれ、電流モデル磁束演算
の電圧モデル磁束による修正が行なわれる。ま
た、回転速度が低いときは、記憶回路42からは
切りかわる直前の修正信号が出力されるので、低
速領域においても電流モデルの修正が継続され、
その結果、低速領域での磁束演算精度を高めるこ
とができる。また、各信号および演算がデイジタ
ル量で扱われている場合には、A/D変換器およ
びD/A変換器を省略することができる。
〔発明の効果〕
この発明によれば、電流モデル方式による磁束
演算の電圧モデル方式による修正動作が不可能と
なる低速領域において、修正動作が停止する直前
の修正信号を記憶し、その記憶信号でひき続き電
流モデルによる磁束演算を修正しつづける様にし
たことにより、低速領域においても電圧モデルに
よる修正が可能となり、その結果、低速領域でも
高速領域と同様の高い磁束演算精度が得られる利
点を有するものである。
【図面の簡単な説明】
第1図は誘導電動機の磁束、電流の各ベクトル
を示すベクトル図、第2図は従来例を示す構成
図、第3図は第2図の変形例を示す概要図、第4
図はこの発明の実施例を示す構成図、第5図はこ
の発明の他の実施例を示すブロツク図である。 符号説明、1……磁束偏差検出器(ベクトル回
転器)、2……角度調節器、3,31,32……ス
イツチ、5……切換信号発生器、6……加算器、
61……掛算器、40……サンプルホールド回
路、41……A/D変換器、42……記憶回路、
43……D/A変換器、100,101……端
子。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1 誘導電動機の主として固定子電流から電動機
    磁束ベクトルを演算する電流モデル磁束演算手段
    と、 主として電動機端子電圧を積分することにより
    電動機磁束ベクトルを演算する電圧モデル磁束演
    算手段と、 前記電流モデル磁束演算手段および電圧モデル
    磁束演算手段の各々で演算される磁束ベルトルの
    位相差を検出する検出手段と、 前記位相差を零にすべく調節する調節手段と、 別途検出される電動機回転速度が低いときは前
    記調節手段を不動作モードにし、電動機回転速度
    が高いときは前記調節手段を動作モードにする切
    換手段と、 前記調節手段が動作モードから不動作モードへ
    移行する直前の調節出力を記憶する記憶手段と、 を備え、電動機回転速度が高いときは前記調節出
    力にもとづき、また低いときは前記記憶手段の出
    力にもとづきそれぞれ前記電流モデル磁束演算手
    段による演算磁束ベクトルを修正することを特徴
    とする誘導電動機のベクトル制御装置。
JP58121654A 1983-07-06 1983-07-06 誘導電動機のベクトル制御装置 Granted JPS6032590A (ja)

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JPS62135288A (ja) * 1985-12-06 1987-06-18 Fuji Electric Co Ltd 誘導電動機の磁束ベクトル演算器
JPS62173995A (ja) * 1986-01-27 1987-07-30 Toshiba Corp 誘導電動機の磁束演算回路
JPH0720400B2 (ja) * 1989-10-04 1995-03-06 東洋電機製造株式会社 誘導電動機のトルク変動補償装置
JPH03215181A (ja) * 1990-01-17 1991-09-20 Toyo Electric Mfg Co Ltd 誘導電動機の磁束演算方式

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