JPS6032590A - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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- JPS6032590A JPS6032590A JP58121654A JP12165483A JPS6032590A JP S6032590 A JPS6032590 A JP S6032590A JP 58121654 A JP58121654 A JP 58121654A JP 12165483 A JP12165483 A JP 12165483A JP S6032590 A JPS6032590 A JP S6032590A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/141—Flux estimation
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
この発明は、誘導電動機の１次電流の空間ベクトルを磁
束ベクトルと同一方向の成分とこれと直角な方向成分と
に分けて制御する、いわゆるベクトル制御方式、特にそ
のために必要な磁束ベクトルの演算精度を高めることが
できる誘導電動機のベクトル制御方式に関する。
束ベクトルと同一方向の成分とこれと直角な方向成分と
に分けて制御する、いわゆるベクトル制御方式、特にそ
のために必要な磁束ベクトルの演算精度を高めることが
できる誘導電動機のベクトル制御方式に関する。
第１図は誘導電動機の磁束および電流ベクトルを示すベ
クトル図でアル。
クトル図でアル。
すなわち、誘導電動機の１次電流１１は、回転子軸を中
心に回転する空間ベクトルとしてとらえることができる
。これと同様に、１次電流によって生ぜしめられる回転
子鎖交磁束Φ２も回転子軸を中心にして回転する空間ベ
クトルとしてとらえ−ることができる。１大電流ベクト
ルｊ１のうち磁東ベクトルΦ２と同一方向の成分は磁化
電流ｉＨと呼ばれており、直流機の界磁電流に相当する
ものである０また、１次電流ベクトルのうち磁束ベクト
ルに対して直角な方向の成分はトルク電流ｉＴと呼ばれ
、直流機の電機子電流に相当するものである。誘導電動
機におけるこれらの成分を互いに独立に分離して制御す
ることができるならば、直流機よりも女価でしかも塾生
な誘導電動機に対して直流機と同等の可変速制御性能を
発揮させることができる。かかる原理にもとづいて誘導
電動機を制御するのが、いわゆる誘導電動機のベクトル
制御と云われるものである。なお、矢印（→）を付した
ものはベクトル量を表わしているが、特にベクトル量を
強調する場合を除いては、以下、矢印による区別をしな
いものとする。
心に回転する空間ベクトルとしてとらえることができる
。これと同様に、１次電流によって生ぜしめられる回転
子鎖交磁束Φ２も回転子軸を中心にして回転する空間ベ
クトルとしてとらえ−ることができる。１大電流ベクト
ルｊ１のうち磁東ベクトルΦ２と同一方向の成分は磁化
電流ｉＨと呼ばれており、直流機の界磁電流に相当する
ものである０また、１次電流ベクトルのうち磁束ベクト
ルに対して直角な方向の成分はトルク電流ｉＴと呼ばれ
、直流機の電機子電流に相当するものである。誘導電動
機におけるこれらの成分を互いに独立に分離して制御す
ることができるならば、直流機よりも女価でしかも塾生
な誘導電動機に対して直流機と同等の可変速制御性能を
発揮させることができる。かかる原理にもとづいて誘導
電動機を制御するのが、いわゆる誘導電動機のベクトル
制御と云われるものである。なお、矢印（→）を付した
ものはベクトル量を表わしているが、特にベクトル量を
強調する場合を除いては、以下、矢印による区別をしな
いものとする。
このような誘導電動機のベクトル制御を可能に丈るため
には、回転する磁束ベクトルの軸（磁束軸；Ｍ軸）を基
準として互いに直交する２つの成分の形で指令値が与え
られる１次電流ベクトルを、回転しない固定軸（α軸）
を基準とするベクトル量に変換する必要があることから
、磁束軸（Ｍ軸）の位置を検出しなければならないこと
がわかる。
には、回転する磁束ベクトルの軸（磁束軸；Ｍ軸）を基
準として互いに直交する２つの成分の形で指令値が与え
られる１次電流ベクトルを、回転しない固定軸（α軸）
を基準とするベクトル量に変換する必要があることから
、磁束軸（Ｍ軸）の位置を検出しなければならないこと
がわかる。
なお、この同定軸（α軸）は、固定子の１つの相の巻線
軸にとるのが一般的である。こうすることによって、磁
束軸（Ｍ軸）の位置を、この固定軸（α軸）に対する回
転角度ψによって表わすことができる。そして、このよ
うな磁束ベクトルΦ２の位置角度ψ、または磁束ベクト
ルの大きさΦを演算により間接的に検出するのが磁束ベ
クトル演算器であり、誘導電動機をベクトル制御するに
当たって、その制御性能を左右する重要な役割を果すも
のである。
軸にとるのが一般的である。こうすることによって、磁
束軸（Ｍ軸）の位置を、この固定軸（α軸）に対する回
転角度ψによって表わすことができる。そして、このよ
うな磁束ベクトルΦ２の位置角度ψ、または磁束ベクト
ルの大きさΦを演算により間接的に検出するのが磁束ベ
クトル演算器であり、誘導電動機をベクトル制御するに
当たって、その制御性能を左右する重要な役割を果すも
のである。
磁束ベクトル演算器には、前述の固定子電流ベクトルの
磁化電流成分ＩＭ、トルク電流成分ｉ７の各日伶値’Ｍ
ｒ ’Ｔ″と電動機定数とから磁束成分を演算する電
流モデル方式と、′ＲＬ動機端子電圧より逆起電力を演
算し、これを積分して磁束成分をめる電圧モデル方式と
がある。電圧モデル方式においては、積分器が使用され
ているため、周波数の高い領域においでは正確な磁束演
算が可能であるが、周波数の低い領域や電動機停止時に
おＩ／）では、電動機端子電圧や各相電流が直流状態と
なるため、正しい演算が行なわれないという欠点がある
。一方、電流モデル方式は、電動機停止状態から最高周
波数領域まで演算可能であるが、電動機温度に依存して
その値が変化する回転子抵抗をパラメータとして有して
おり、演算器の定数をこれに応じて変化させることは困
難であるため１電圧モデル方式に比べて演算精度が劣る
という欠点を有している。このため、電動機の回転速度
（周波数）が低い領域では電流モデル方式で演算される
磁束をそのま＼使用し、回転速度が高い領域では電流モ
デルで演算される磁束と電圧モデルで演算される磁束と
を比較し、両者が一致するように角度誤差を修正する方
式が提案されている。
磁化電流成分ＩＭ、トルク電流成分ｉ７の各日伶値’Ｍ
ｒ ’Ｔ″と電動機定数とから磁束成分を演算する電
流モデル方式と、′ＲＬ動機端子電圧より逆起電力を演
算し、これを積分して磁束成分をめる電圧モデル方式と
がある。電圧モデル方式においては、積分器が使用され
ているため、周波数の高い領域においでは正確な磁束演
算が可能であるが、周波数の低い領域や電動機停止時に
おＩ／）では、電動機端子電圧や各相電流が直流状態と
なるため、正しい演算が行なわれないという欠点がある
。一方、電流モデル方式は、電動機停止状態から最高周
波数領域まで演算可能であるが、電動機温度に依存して
その値が変化する回転子抵抗をパラメータとして有して
おり、演算器の定数をこれに応じて変化させることは困
難であるため１電圧モデル方式に比べて演算精度が劣る
という欠点を有している。このため、電動機の回転速度
（周波数）が低い領域では電流モデル方式で演算される
磁束をそのま＼使用し、回転速度が高い領域では電流モ
デルで演算される磁束と電圧モデルで演算される磁束と
を比較し、両者が一致するように角度誤差を修正する方
式が提案されている。
第２図はかかる演算方式を併用した誘導電動機のベクト
ル制御方式を示す構成図である。同図において、１は磁
束偏差検出器、２は角度調節器、３はスイッチ、５は切
換信号発生器、６は加算器、１１は磁束調節器、１２は
速度調節器、１３，２０３は割算器、１４，２０５はベ
クトル回転器、１５は２相／３相変換器、１６は電流調
節器、１７はサイクロコンバータの如き電力変換装置、
１８は電流検出器、１９は誘導電動機、点線枠で囲まれ
る２０は電流モデル形磁束演算器、２１は回転子位置検
出器、２２は速度検出器、２３は電圧検出器、２４は電
圧モデル形磁束演算器、２０１は１次遅れ要素、２０２
は比例要素、２０４は非線形関数発生器、３０は回転子
位置検出器である。
ル制御方式を示す構成図である。同図において、１は磁
束偏差検出器、２は角度調節器、３はスイッチ、５は切
換信号発生器、６は加算器、１１は磁束調節器、１２は
速度調節器、１３，２０３は割算器、１４，２０５はベ
クトル回転器、１５は２相／３相変換器、１６は電流調
節器、１７はサイクロコンバータの如き電力変換装置、
１８は電流検出器、１９は誘導電動機、点線枠で囲まれ
る２０は電流モデル形磁束演算器、２１は回転子位置検
出器、２２は速度検出器、２３は電圧検出器、２４は電
圧モデル形磁束演算器、２０１は１次遅れ要素、２０２
は比例要素、２０４は非線形関数発生器、３０は回転子
位置検出器である。
すなわち、磁束調節器１１は、電流モデル形磁束演算器
２０を介して得られる磁束の大きさの検出値（実際値）
Φを、その目標値Φ０に一致させるべく調節演算を行な
い、その調節出力は磁化電流の指令値（目標値）ｉｌと
なる。一方、速度調節器１２は、速度検出器２２を介し
て得られる速度実際値ｎをその目標値ｎ′″に一致させ
るべく調節演算を行ない、その調節出力はトルク電流目
標値ｉＴ４′として与えられる。ベクトル回転器１４は
、これら固定子電流ベクトルの目標値ＩＭ” ｅ ’Ｔ
”と、演算器２０を介して与えられる磁束ベクトルΦ２
の単位ベクトル゛（ＣＯＳψｅｓｕψ）とにもとづいて
、固定子電流ベクトル１１の目標値、１４１を、次の（
１）式の如く、固定軸（α−β軸）を基準とする目標ｉ
ｅｉ ｉｌｒ 、 ｉｌｊ Ｋ変換ｔル。
２０を介して得られる磁束の大きさの検出値（実際値）
Φを、その目標値Φ０に一致させるべく調節演算を行な
い、その調節出力は磁化電流の指令値（目標値）ｉｌと
なる。一方、速度調節器１２は、速度検出器２２を介し
て得られる速度実際値ｎをその目標値ｎ′″に一致させ
るべく調節演算を行ない、その調節出力はトルク電流目
標値ｉＴ４′として与えられる。ベクトル回転器１４は
、これら固定子電流ベクトルの目標値ＩＭ” ｅ ’Ｔ
”と、演算器２０を介して与えられる磁束ベクトルΦ２
の単位ベクトル゛（ＣＯＳψｅｓｕψ）とにもとづいて
、固定子電流ベクトル１１の目標値、１４１を、次の（
１）式の如く、固定軸（α−β軸）を基準とする目標ｉ
ｅｉ ｉｌｒ 、 ｉｌｊ Ｋ変換ｔル。
２相／３相変換器１５は、（１）式の如くして得られる
２相の目標値ｉ！α ｍ ’１β を、次の（温式の如
く３相の目標値’ａ” ｍ ’ｂ” ｅ ＩＣ’に変換
する。
２相の目標値ｉ！α ｍ ’１β を、次の（温式の如
く３相の目標値’ａ” ｍ ’ｂ” ｅ ＩＣ’に変換
する。
この目ａｍ ｌａ ｅ ’ｂ ｙ ’ｃ は、それぞれ
電ｆ１．ａ１７ 器１６ ａ ＃ ｌ ６．ｂ ＃ ｌ
６ ｃに導かれるので、各日ｔｉｌｊ器では、電流検
ｆｆｌ器１８ａ、１８ｂ、１８ｃを介して検出される電
力変換装置１７の各相電流ｇａｓ’ｂｙｉｃを、その目
ａ値’ａ ｅ ’ｂ ＃ ｌｃにそれぞれ一致させるよ
うＮ節演算を行なう。
電ｆ１．ａ１７ 器１６ ａ ＃ ｌ ６．ｂ ＃ ｌ
６ ｃに導かれるので、各日ｔｉｌｊ器では、電流検
ｆｆｌ器１８ａ、１８ｂ、１８ｃを介して検出される電
力変換装置１７の各相電流ｇａｓ’ｂｙｉｃを、その目
ａ値’ａ ｅ ’ｂ ＃ ｌｃにそれぞれ一致させるよ
うＮ節演算を行なう。
こうして、ＢＳ−電動＠１９のベクトル制御が行なわれ
るが、かかる制御に必要な磁束ベクトルΦ２の大きさΦ
と、固定軸（α−β）からの角度位置０）Ｓψ、ｓｉψ
とが破線枠２０で示される電流モデル式磁束演算器によ
ってめられる。
るが、かかる制御に必要な磁束ベクトルΦ２の大きさΦ
と、固定軸（α−β）からの角度位置０）Ｓψ、ｓｉψ
とが破線枠２０で示される電流モデル式磁束演算器によ
ってめられる。
この演算器２０には、誘導電動機の固定子回路と回転子
回路間の相互インダクタンスＡｍ’に相当するゲインと
、回転子回路の電気時定数Ｔ２に相当する時定数とをも
つ１次遅れ要素２０１が設けられており、この１次遅れ
要素２０１に磁化電流目標値ｉＭ１を入力することによ
り、磁束ベクトルΦ２の大きさΦに相当する量を得るこ
とができる。なお、１次遅れ要素２０１の出力は、上述
の如く、磁束実際値として磁束調節器１１および割算器
１３に与えられる。また、演算器２０は、回転子回路の
時定ｉＴｚと相互インダクタンスｌ１ｍ との比に相当
するゲインを有する比例要素２０２を備えており、その
入力には１次遅れ要素２０１の出力Φが与えられるので
、比例要素２０２の圧力からは（Ｔ＋／６ｍ ）Φなる
量が得られることになる。割算器２０３は、その一方の
端子に与えられるトルク電流目標値ｉＴ０を、比例要素
２０２からの出力（Ｔｚ／Ａ’ｍ ）Φで割算し、 なる量で表わすことができるスリップ周波数ω５ｔ（−
ｄψ／ｄｔ−ｄθ／ｄｔ）に相当する出力を出す。
回路間の相互インダクタンスＡｍ’に相当するゲインと
、回転子回路の電気時定数Ｔ２に相当する時定数とをも
つ１次遅れ要素２０１が設けられており、この１次遅れ
要素２０１に磁化電流目標値ｉＭ１を入力することによ
り、磁束ベクトルΦ２の大きさΦに相当する量を得るこ
とができる。なお、１次遅れ要素２０１の出力は、上述
の如く、磁束実際値として磁束調節器１１および割算器
１３に与えられる。また、演算器２０は、回転子回路の
時定ｉＴｚと相互インダクタンスｌ１ｍ との比に相当
するゲインを有する比例要素２０２を備えており、その
入力には１次遅れ要素２０１の出力Φが与えられるので
、比例要素２０２の圧力からは（Ｔ＋／６ｍ ）Φなる
量が得られることになる。割算器２０３は、その一方の
端子に与えられるトルク電流目標値ｉＴ０を、比例要素
２０２からの出力（Ｔｚ／Ａ’ｍ ）Φで割算し、 なる量で表わすことができるスリップ周波数ω５ｔ（−
ｄψ／ｄｔ−ｄθ／ｄｔ）に相当する出力を出す。
このスリップ周波数ωｓｔに相当する量は、さらに非線
形関数発生器２０４に導かれ、その出力からは、Ｃ１）
Ｓλ、 ｓｉｎλなる量が得られる。なお、このとき、
スリップ周波数ωｓｔとλとの間には、なる関係が成立
する。非線形関数発生器２０４の出力ｃｏｓλ、ｓｉｎ
λは、回転子位置を表わす単位ベクトルｃｏｓ９，５ｉ
ｎ０とともにベクトル回転器２０５に導かれる。なお、
単位ベクトルｃｘｒｓｅ、ｓ１ｎθは、誘導電動機１９
の回転子軸に結合された回転子位置検出器２１および回
転子位置演算器３ｏによってめられる。ベクトル回転器
２０５は、 ｃｏｓλｃｏｓθ−５ｉｎλ５ｉＩＩｅ −ｃｏｓ （
λ＋θ） −ｃｏｓ ψｓｉｎ λｃｏｓ θ ＋ｃｏ
ｓ λｓｉｎ θ＝ｓｉｎ（λ＋θ）＝ｓｉｎ ψ・・
・・・・ （５） なる演算により、単位磁束ベクトルのα、β軸成分であ
るＣＯＳψ、 ｓｉｎψを出力する。なお、ベクトル回
転器２０５の出力は、前述の如く、ベクトル回転器１４
に与えられる。
形関数発生器２０４に導かれ、その出力からは、Ｃ１）
Ｓλ、 ｓｉｎλなる量が得られる。なお、このとき、
スリップ周波数ωｓｔとλとの間には、なる関係が成立
する。非線形関数発生器２０４の出力ｃｏｓλ、ｓｉｎ
λは、回転子位置を表わす単位ベクトルｃｏｓ９，５ｉ
ｎ０とともにベクトル回転器２０５に導かれる。なお、
単位ベクトルｃｘｒｓｅ、ｓ１ｎθは、誘導電動機１９
の回転子軸に結合された回転子位置検出器２１および回
転子位置演算器３ｏによってめられる。ベクトル回転器
２０５は、 ｃｏｓλｃｏｓθ−５ｉｎλ５ｉＩＩｅ −ｃｏｓ （
λ＋θ） −ｃｏｓ ψｓｉｎ λｃｏｓ θ ＋ｃｏ
ｓ λｓｉｎ θ＝ｓｉｎ（λ＋θ）＝ｓｉｎ ψ・・
・・・・ （５） なる演算により、単位磁束ベクトルのα、β軸成分であ
るＣＯＳψ、 ｓｉｎψを出力する。なお、ベクトル回
転器２０５の出力は、前述の如く、ベクトル回転器１４
に与えられる。
一方、電圧モデル式磁束演算器２４は、電圧検出器２３
ａ、２３ｂを介して得られる電動機端子電圧の線間電圧
瞬時値Ｖａｂ ｙ Ｖｂｃと、電流検出器１８ａ、１８
ｂ、１８ｃを介して得られる冗ｌｉ１機相電流’ａｙｉ
ｂｙｉｃから所定の演算をすることにより、α−β軸を
基準とする磁束ベクトルの大きさΦ２ｖと、角度成分ｃ
ｏｓψｙ、ｓｉｎψＶとを圧力する。
ａ、２３ｂを介して得られる電動機端子電圧の線間電圧
瞬時値Ｖａｂ ｙ Ｖｂｃと、電流検出器１８ａ、１８
ｂ、１８ｃを介して得られる冗ｌｉ１機相電流’ａｙｉ
ｂｙｉｃから所定の演算をすることにより、α−β軸を
基準とする磁束ベクトルの大きさΦ２ｖと、角度成分ｃ
ｏｓψｙ、ｓｉｎψＶとを圧力する。
この角度成分Ｃｆ１５ψｙ、ｓｉｎψ７は、上述の如く
して得られた電流モデル式磁界演算器２０からの角度成
分ＣＯＳψ、ｓｉｎψとともにベクトル回転器からなる
磁束偏差検出器ｌに入力される。磁束偏差検出器１は、
これら４つの入力から ｓｉｎψａｃｏｓψｖ ｓｉｎψＶ−ＣＯ５ψ＝ ｓｉ
ｎ （ψ−ψＶ）なる演算を行なう。この出力ｓｉｎ
（ψ−ψＶ）は調節器２、さらにはスイッチ３を介して
演算器２０内の加計器６において、先のスリップ周波数
ωｓ１に加算される。ここに、スイッチ３は、切換信号
発生器５の出力Ａにより制御されるもので、電動機の回
転速度（周波数）が低いときには開放され、回転速度が
高いときには短絡される。したがって、電動機の回転速
度が低い領域では、電流モデル方式で演算される磁束を
そのま一使用し、回転速度が高いと飯は、電流モデルで
演算される磁束と電圧モデルで演算される磁束とを比較
し、両者が一致するように角度偏差を修正することがで
きる。
して得られた電流モデル式磁界演算器２０からの角度成
分ＣＯＳψ、ｓｉｎψとともにベクトル回転器からなる
磁束偏差検出器ｌに入力される。磁束偏差検出器１は、
これら４つの入力から ｓｉｎψａｃｏｓψｖ ｓｉｎψＶ−ＣＯ５ψ＝ ｓｉ
ｎ （ψ−ψＶ）なる演算を行なう。この出力ｓｉｎ
（ψ−ψＶ）は調節器２、さらにはスイッチ３を介して
演算器２０内の加計器６において、先のスリップ周波数
ωｓ１に加算される。ここに、スイッチ３は、切換信号
発生器５の出力Ａにより制御されるもので、電動機の回
転速度（周波数）が低いときには開放され、回転速度が
高いときには短絡される。したがって、電動機の回転速
度が低い領域では、電流モデル方式で演算される磁束を
そのま一使用し、回転速度が高いと飯は、電流モデルで
演算される磁束と電圧モデルで演算される磁束とを比較
し、両者が一致するように角度偏差を修正することがで
きる。
第２図に示される加算器６は、第３図の如く、掛算器６
１に惹き換えることができる。なお、第３図は従来例の
変形例を示す概要図である。
１に惹き換えることができる。なお、第３図は従来例の
変形例を示す概要図である。
磁束偏差検出器１の出力信号ｓｉｎ （ψ−ψＶ）は電
動機のトルク極性、すなわち、トルク電流目標値の極性
によって切換えられるスイッチ７と、極性反転器８とに
よってその極性が調整され、調節器２に導力山る。スイ
ッチ７は、トルク電流目標値鳳Ｔ０力均Ｔ＞０のとき、
図の実線位置にあり、イ〈０のとき、点線の位置にある
ものとする。ここで、例えば、ｉ Ｔ” ） Ｏで、ｓ
ｉｎ （叶ψｖ）〉０、つまり電流モデルによる磁束ベ
クトルが電圧モデルによる磁束ベクトルよりも位相が進
んでいる場合には、ｇｌ！節器部器入力信号は負の値と
なり、その結果、調Ｎ１器２の出力はその以前に出力し
ていた値から減少する。したがって、例えば１Ｔ４Ｌが
一定ならば、非線形関数発生器２０４の入力ωｓｔは減
少し、これにて電流モデルによる磁束ベクトルが遅れ、
電圧モデルによる磁束ベクトルに一致することになる。
動機のトルク極性、すなわち、トルク電流目標値の極性
によって切換えられるスイッチ７と、極性反転器８とに
よってその極性が調整され、調節器２に導力山る。スイ
ッチ７は、トルク電流目標値鳳Ｔ０力均Ｔ＞０のとき、
図の実線位置にあり、イ〈０のとき、点線の位置にある
ものとする。ここで、例えば、ｉ Ｔ” ） Ｏで、ｓ
ｉｎ （叶ψｖ）〉０、つまり電流モデルによる磁束ベ
クトルが電圧モデルによる磁束ベクトルよりも位相が進
んでいる場合には、ｇｌ！節器部器入力信号は負の値と
なり、その結果、調Ｎ１器２の出力はその以前に出力し
ていた値から減少する。したがって、例えば１Ｔ４Ｌが
一定ならば、非線形関数発生器２０４の入力ωｓｔは減
少し、これにて電流モデルによる磁束ベクトルが遅れ、
電圧モデルによる磁束ベクトルに一致することになる。
しかしながら、上記いずれの方式も、低速領域では電流
モデル方式で演算した磁束をそのま＼用いるものである
ため、磁束演算精度が高速領域にくらべて悪くなるとい
う欠点がある。なお、第３図において、９は設定器、１
００，１０１は端子で第２図のそれと対応する。
モデル方式で演算した磁束をそのま＼用いるものである
ため、磁束演算精度が高速領域にくらべて悪くなるとい
う欠点がある。なお、第３図において、９は設定器、１
００，１０１は端子で第２図のそれと対応する。
この発明はかかる点に銀みてなされたもので、電流モデ
ル方式と電圧モデル方式を併用する磁束ベクトル演算に
おいて、特に低速領域における磁束演算精度を向上さセ
ることが可能な制御方式を提供することを目的とする。
ル方式と電圧モデル方式を併用する磁束ベクトル演算に
おいて、特に低速領域における磁束演算精度を向上さセ
ることが可能な制御方式を提供することを目的とする。
その要点は、電流モデル方式および電圧モデル方式によ
る磁束演算器をそれぞれ備え、これら演算器にて演算さ
れる各磁束の偏差を検出する検出器と、その偏差が零と
なるように電流モデル方式による磁束演算を制御する調
節器とをもち、電動機の回転速度が低いときにはその調
＃ｉ器を不動作とし、回転速度が高いときには動作させ
る動作切換回路からなる誘導電動機の磁束演算方式にお
いて、調１６１器が動作モードがら不動作モードに切換
わる直前のＦｌｅｄ ｍ器出方信号を記憶させ、この記
憶値にもとづいて電流モデル方式による磁束演算を修正
するようにした点にある。
る磁束演算器をそれぞれ備え、これら演算器にて演算さ
れる各磁束の偏差を検出する検出器と、その偏差が零と
なるように電流モデル方式による磁束演算を制御する調
節器とをもち、電動機の回転速度が低いときにはその調
＃ｉ器を不動作とし、回転速度が高いときには動作させ
る動作切換回路からなる誘導電動機の磁束演算方式にお
いて、調１６１器が動作モードがら不動作モードに切換
わる直前のＦｌｅｄ ｍ器出方信号を記憶させ、この記
憶値にもとづいて電流モデル方式による磁束演算を修正
するようにした点にある。
第４図はこの発明の実施例を示す構成図で、第２図にお
いて変更される端子１００−１０１間を抜き出して示す
ものである。
いて変更される端子１００−１０１間を抜き出して示す
ものである。
この実施例は、切換信号発生Ｍ５の出力Ａによって制御
され、電動機の回転速度が低いときには図で示す実線の
位置をとり、逆に回転速度が高いときには点線で示す位
置をとる切換スイッチ３１゜３２と、サンプルホールド
回路４ｏとから成り、スイッチ３１の一方の入力にはＨ
節器２の出力が導かれ、もう一方の入力にはサンプルボ
ールド回路４０の出力が導かれる。また、サンプルホー
ルド回路４０の入力には、ｇ１１節器２の出力が導がれ
る。電動機の回転速度が高い場合、調ｔｉＨ器の出方は
スイッチ３１を通って端子１０１に導かれ、従来通りの
電流モデル磁束演算の修正が行なわれる。
され、電動機の回転速度が低いときには図で示す実線の
位置をとり、逆に回転速度が高いときには点線で示す位
置をとる切換スイッチ３１゜３２と、サンプルホールド
回路４ｏとから成り、スイッチ３１の一方の入力にはＨ
節器２の出力が導かれ、もう一方の入力にはサンプルボ
ールド回路４０の出力が導かれる。また、サンプルホー
ルド回路４０の入力には、ｇ１１節器２の出力が導がれ
る。電動機の回転速度が高い場合、調ｔｉＨ器の出方は
スイッチ３１を通って端子１０１に導かれ、従来通りの
電流モデル磁束演算の修正が行なわれる。
一方、回転速度が低くなってスイッチが切りかわると、
サンプルホールド回路は、スイッチ３２の作用で切りか
わる直前の調１ｉｒＪ器出方信号をボールドし、その値
を出力しつづけると同時に、その信号ハスイッチ３１に
より端子１０１に導かれる。
サンプルホールド回路は、スイッチ３２の作用で切りか
わる直前の調１ｉｒＪ器出方信号をボールドし、その値
を出力しつづけると同時に、その信号ハスイッチ３１に
より端子１０１に導かれる。
その結果、低速領域においても電流モデル磁束演算を修
正しつづけるので、高い磁束演算精度を得ることができ
る。なお、第４図の実施例では、スイッチ３１をとり除
き、サンプルホールド回路４０の出力を直接端子１０１
に接続しても同様の効果が得られる。
正しつづけるので、高い磁束演算精度を得ることができ
る。なお、第４図の実施例では、スイッチ３１をとり除
き、サンプルホールド回路４０の出力を直接端子１０１
に接続しても同様の効果が得られる。
第５図はディジタル技術を用いた、この発明の別の実施
例である。
例である。
Ｓｉｎ ＭＩ器２の出力はアナログ／ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器４１に導かれ、ディジタルデータに変換され
る。その信号は、記憶回路４２を通してディジタル／ア
ナログ（Ｄ／Ａ）変換器４３に導かれ、アナログ信号に
変換されて端子１０１に導かれる。記憶回路４２の動作
は、切換信号発生器５の出力信号Ａによって制御され、
電動機の回転速度が高いときには入力信号をそのまま出
力に伝達し、回転速度が低いときには切りかわる直前の
入力データを保持し、それを出力しつづけるように働く
。これは、例えばラッチ回路を用いることにより、簡単
に実現できる。この実施例では電動機の回転速度が高い
ときは調節器２の出力がＡ／Ｄ変換器４１、記憶回路４
２、Ｄ／Ａ変換器４３を通して端子１０１に導かれ、電
流モデル磁束演算の電圧モデル磁束による修正が行なわ
れる。また、回転速度が低いときは、記憶回路４２から
は切りかわる直前の修正信号が出力されるので、低速領
域においても電流モデルの修正が継続され、その結果、
低速領域での磁束演算精度を高めることができる。また
、各信号および演算がディジタル量で扱われている場合
には、Ａ／Ｄ変換器およびＩ）／Ａ変換器を省略するこ
とができる。
Ｄ）変換器４１に導かれ、ディジタルデータに変換され
る。その信号は、記憶回路４２を通してディジタル／ア
ナログ（Ｄ／Ａ）変換器４３に導かれ、アナログ信号に
変換されて端子１０１に導かれる。記憶回路４２の動作
は、切換信号発生器５の出力信号Ａによって制御され、
電動機の回転速度が高いときには入力信号をそのまま出
力に伝達し、回転速度が低いときには切りかわる直前の
入力データを保持し、それを出力しつづけるように働く
。これは、例えばラッチ回路を用いることにより、簡単
に実現できる。この実施例では電動機の回転速度が高い
ときは調節器２の出力がＡ／Ｄ変換器４１、記憶回路４
２、Ｄ／Ａ変換器４３を通して端子１０１に導かれ、電
流モデル磁束演算の電圧モデル磁束による修正が行なわ
れる。また、回転速度が低いときは、記憶回路４２から
は切りかわる直前の修正信号が出力されるので、低速領
域においても電流モデルの修正が継続され、その結果、
低速領域での磁束演算精度を高めることができる。また
、各信号および演算がディジタル量で扱われている場合
には、Ａ／Ｄ変換器およびＩ）／Ａ変換器を省略するこ
とができる。
この発すｌによれば、電流モデル方式による磁束演算の
電圧モデル方式による修正動作が不可能となる低速領域
において、修正動作が停止する直前の修正信号を記憶し
、その記憶信号でひき続き電流モデルによる磁束演算を
修正しつづける様にしたことにより、低速領域において
も電圧モデルによる修正が可能となり、その結果、低速
領域でも高速領域と同様の高い磁束演算精度が得られる
利点を有するものである。
電圧モデル方式による修正動作が不可能となる低速領域
において、修正動作が停止する直前の修正信号を記憶し
、その記憶信号でひき続き電流モデルによる磁束演算を
修正しつづける様にしたことにより、低速領域において
も電圧モデルによる修正が可能となり、その結果、低速
領域でも高速領域と同様の高い磁束演算精度が得られる
利点を有するものである。
第１図は誘導電動機の磁束、電流の各ベクトルを示すベ
クトル図、第２図は従来例を示す構成図、第３図は第２
図の変形例を示す概要図、第４図はこの発明の実施例を
示す構成図、第５図はこの発明の他の実施例を示すブロ
ック図である〇符号説明 １・・・・・・磁束偏差検出器（ベクトル回転器）、２
・・・・・・角度調節器、３ｙ３１１３２・・・・・・
スイッチ、５・・・・・・切換信号発生器、６・・・・
・・加算器、６１・・・・・・掛算器、４０・・・・・
・サンプルホールド回路、４１・・・・・・Ａ／Ｄ変換
器、４２・・・・・・記憶回路、４３・・・・・・Ｄ／
Ａ変換器、ｔｏｏ、１ｏ１−彎・・端子 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清
クトル図、第２図は従来例を示す構成図、第３図は第２
図の変形例を示す概要図、第４図はこの発明の実施例を
示す構成図、第５図はこの発明の他の実施例を示すブロ
ック図である〇符号説明 １・・・・・・磁束偏差検出器（ベクトル回転器）、２
・・・・・・角度調節器、３ｙ３１１３２・・・・・・
スイッチ、５・・・・・・切換信号発生器、６・・・・
・・加算器、６１・・・・・・掛算器、４０・・・・・
・サンプルホールド回路、４１・・・・・・Ａ／Ｄ変換
器、４２・・・・・・記憶回路、４３・・・・・・Ｄ／
Ａ変換器、ｔｏｏ、１ｏ１−彎・・端子 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清
Claims (1)
- 誘導電動機の主として固定子電流から電動機磁束ベクト
ルを演算する第１の磁束演算手段と、主として電動機端
子電圧を積分することにより電動機磁束ベクトルを演算
する第２の磁束演算手段と、各演算手段にて演算される
磁束ベクトルの位相差を検出し該位相差を零となるよう
に調節する調節系とを備え、別途検出される電動機回転
速度が低いときは該調節手段を不動作モードにして前記
第１の演算手段により算出される磁束ベクトルをそのま
＼使用する一方、電動機回転速度が高いときは前記調節
手段を動作モードにして両演算磁束ベクトルの位相差を
零となるように修正する誘導電動機のベクトル制御方式
において、前記ｍ節手段が動作モードから不動作モード
へ移行する直前の調節出力を記憶する記憶手段を設け、
該調節手段が不動作モードに移行した後は、前記第１の
磁束演算手段による演算磁束ベクトルを該記憶用力にも
とづいて修正することを特徴とする誘導電動機のベクト
ル制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58121654A JPS6032590A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58121654A JPS6032590A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6032590A true JPS6032590A (ja) | 1985-02-19 |
| JPH0226476B2 JPH0226476B2 (ja) | 1990-06-11 |
Family
ID=14816594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58121654A Granted JPS6032590A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6032590A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62135288A (ja) * | 1985-12-06 | 1987-06-18 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 |
| JPS62173995A (ja) * | 1986-01-27 | 1987-07-30 | Toshiba Corp | 誘導電動機の磁束演算回路 |
| JPH03124286A (ja) * | 1989-10-04 | 1991-05-27 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のトルク変動補償装置 |
| JPH03215181A (ja) * | 1990-01-17 | 1991-09-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機の磁束演算方式 |
-
1983
- 1983-07-06 JP JP58121654A patent/JPS6032590A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62135288A (ja) * | 1985-12-06 | 1987-06-18 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 |
| JPS62173995A (ja) * | 1986-01-27 | 1987-07-30 | Toshiba Corp | 誘導電動機の磁束演算回路 |
| JPH03124286A (ja) * | 1989-10-04 | 1991-05-27 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機のトルク変動補償装置 |
| JPH03215181A (ja) * | 1990-01-17 | 1991-09-20 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 誘導電動機の磁束演算方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0226476B2 (ja) | 1990-06-11 |
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