CN109768750A - 基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，所述方法包括以下步骤：通过虚拟三相扩展将单相零序电流扩展为三相各差120°电角度的三相交流信号；再通过虚拟坐标变换将扩展出的三相交流信号转换成同步旋转坐标系下的dq两相直流信号；基于等效的离散域内开绕组永磁电机模型，并通过添加状态变量将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中；在离散域中设计dq轴电流控制器和零序电流控制器，分别实现对dq轴电流和零序电流的精确控制。本发明消除了数字实现过程中使用近似方法带来的控制精度误差，在实现开绕组永磁电机电流控制和共模电压抑制的同时提升控制系统的动态响应和鲁棒性。

Description

基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法

技术领域

本发明涉及电机系统及控制领域，尤其涉及一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法。

背景技术

开绕组电机作为一种新型电机，并不改变原电机的本体电磁设计与机械结构，而是将常规三相电机Y型连接的定子绕组中性点打开，构成具有双端口的开放式绕组结构。开绕组结构电机不但可以继承传统电机的基本性能，并且由于绕组中性点打开之后各相电机绕组之间的约束关系不再存在、各相绕组独立，还可以在一定程度上提高电机本体结构的可靠性和电机驱动系统的容错能力。此外，开放式绕组的两个端口分别连接变换器，通过对连接于两个端口变流器的协调控制，并且将功率按照特定需求分配到两个变流器上，可以较好的地满足大功率电机系统对变换器的需求。除了在大功率应用场合之外，基于开绕组结构中两个变流器可独立、灵活控制的特点，在电动汽车、电动舰船以及可再生能源发电等场合中也有大量应用。因此开绕组电机控制技术的研究成为当前交流电机研究的重要拓展方向。目前，开绕组永磁同步电机驱动系统因兼具传统永磁同步电机高功率密度、高效率、高性能的特点和开绕组电机的优点已经成为电机系统发展的新方向。

根据开放式绕组两端所接变流器供电方式的不同，开绕组永磁电机驱动系统可分为单电源供电的共直流母线型和双电源供电的隔离型两种拓扑结构。与隔离型结构相比，共直流母线型结构因其较低的成本和较小的体积得到广泛应用。然而在此拓扑结构中，直流母线、变流器与电机绕组之间形成回路，当变流器输出电压含有共模分量时会在回路中产生零序电流，增加电机损耗，降低系统性能并且对电机轴和开关器件造成危害。因此在开绕组电机的控制过程中，对共模电压的抑制是至关重要的一步。目前开绕组永磁电机应用中多采用矢量控制，该方法通过重新分配两个变流器的零矢量作用时间，达到理想的共模电压抑制效果。使用这种方法来获得理想的抑制效果时，需要添加一个零序电流控制器，其输出为参考电压信号，此信号用于调制过程中以获得零矢量的作用时间。同时，因为零序电流为一个频率为三倍基波频率的交流信号，在避免设计更加复杂的控制系统的前提下，为了实现使用一般的PI控制器对零序电流的无静差跟踪控制，需要将以交流信号形式存在的零序电流转化为可直接控制的直流信号。

一般情况下，在开绕组电机系统中，用于抑制零序电流的线性控制器都设计在连续时域中，然后为了实现对开绕组电机系统的数字控制，通常采用Euler或Tustin近似方法，对线性控制器进行离散化。但是，这种近似方法的应用给控制过程带来了误差，降低了控制精度。并且在空间矢量脉冲宽度调制的应用过程中，控制信号给入和电压矢量输出之间存在时间间隔，考虑到这段时间间隔时，控制器的设计也相应变的更为复杂。此外，当电机运行时的基波频率与采样频率的比值过高或者电流控制器的带宽整定的过小时，控制器性能将会恶化、无法达到预期的电流控制效果，甚至会导致系统无法正常运行。

因此，为了提高控制器的控制性能，获得动态响应更快、鲁棒性能更强的控制系统，则基于离散的电机模型、使用零极点配置方法、直接在离散域中设计电流控制器显得尤为必要。

发明内容

本发明提供了一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，本发明克服了传统的在连续时域内设计的线性控制器在低开关频率情况下控制性能不足的缺点，消除了数字实现过程中使用近似方法带来的控制精度误差，在实现开绕组永磁电机电流控制和共模电压抑制的同时提升控制系统的动态响应和鲁棒性，详见下文描述：

一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，所述方法包括以下步骤：

通过虚拟三相扩展将单相零序电流扩展为三相各差120°电角度的三相交流信号；再通过虚拟坐标变换将扩展出的三相交流信号转换成同步旋转坐标系下的dq两相直流信号；

基于等效的离散域内开绕组永磁电机模型，并通过添加状态变量将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中；

在离散域中设计dq轴电流控制器和零序电流控制器，分别实现对dq轴电流和零序电流的精确控制。

其中，所述等效的离散域内开绕组永磁电机模型包括：

零散域内的零序电流方程，具体为：i₀(k+1)＝Φ₀i₀(k)+Γ_s,0u₀(k)+Γ_ψ,0ψ_f3

其中，i₀(k)和u₀(k)分别为kT_s时刻的零序电流和零序电压，ψ_f3为三次转子磁链，Φ₀、Γ_s,0和Γ_ψ,0均为方程系数。

进一步地，所述等效的离散域内开绕组永磁电机模型还包括：开绕组永磁电机中定子电流在离散域的表达式，具体为：

i_s(k+1)＝Φ_dqi_s(k)+Γ_s,dqu_s(k)+Γ_ψ,dqψ_f

式中，i_s(k)和u_s(k)分别为kT_s时刻的定子电流和定子电压，ψ_f为定子磁链，Φ_dq、Γ_s,dq和Γ_ψ,dq均为方程系数。

其中，所述通过添加状态变量将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中具体为：

分别加入状态变量u0(k+1)，u_s(k+1)，将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中，得到考虑了延迟补偿之后的系统状态方程。

进一步地，所述考虑了延迟补偿之后的系统状态方程具体为：

其中，i₀(k+1)和u₀(k+1)分别为(k+1)T_s时刻的零序电流和零序电压，u′_ref,0(k)为kT_s时刻零序电流控制器输出的电压命令，Γ₀为考虑了延迟补偿之后的参数；i_s(k+1)和u_s(k+1)分别为(k+1)T_s时刻的定子电流和定子电压，u′_s,ref(k)为kT_s时刻dq轴电流控制器输出的电压命令，Γ_dq为考虑了延迟补偿之后的参数。

其中，所述零序电流控制器仅使用电机参数R_s和L_s以及期望的带宽α₀三个参数。

进一步地，所述零序电流控制器对应的的控制律为：

u′_ref,0(k)＝k_p,0e₀(k)+k_i,0I₀(k)-k_a,0i₀(k)-k_b,0u₀(k)

式中，u'_ref,0(k)为kT_s时刻电流控制器的输出电压；u₀(k)为kT_s时刻转子坐标系下输出给电机的电压，k_p,0为比例增益；k_i,0为积分增益；k_a,0和k_b,0为状态反馈增益。

其中，离散域内的dq轴电流控制器的控制律表示为：

式中，i_s,ref(z)为定子电流参考值，k_p,dq为比例增益；k_i,dq为积分增益；k_a,dq和k_b,dq为状态反馈增益，i_s(z)为定子电流，u′_s,ref(z)为dq轴电流控制器输出的电压命令。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、本发明采用离散域内直接设计电流控制器的方法，基于等效的离散域内开绕组永磁电机模型，考虑了数字实现和SVPWM过程中带来的时间延迟，实现对dq轴电流和零序电流的精确控制；

2、本发明相较于传统的连续域中设计的线性控制器，可以实现更好的零序电流抑制效果，在低开关频率条件下，依旧可以精准稳定控制，增强了系统可靠性。

附图说明

图1为共直流母线型开绕组永磁电机系统的结构图；

图中，开绕组电机绕组两端分别接变流器Ⅰ和变流器Ⅱ，双变流器共同连接在直流侧电源u_dc两端。

图2为零序等效电路图；

其中，u₁₀，u₂₀分别为变流器Ⅰ和变流器Ⅱ产生的共模电压；i₀为零序电流；R_s为定子电阻；L₀为零序等效电感；e₀为电机产生的三次反电动势。

图3为扩展后的三相零序电路图；

图中，将图2中的原零序回路作为虚拟三相扩展后A相，继而分别扩展出滞后A相120°和240°电角度的B相和C相。

图4为基于直接离散域设计开绕组永磁电机零序电流控制系统框图；

图5为零序电流控制器的实验结果图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

开绕组永磁电机系统采用双变流器供电，单个变流器三个桥臂共产生8种开关组合共对应7种电压矢量(1个零矢量，6个有效矢量)，双变流器供电共产生64种开关组合共对应19个电压矢量(1个零矢量，18个有效矢量)，每种开关组合含有不同的共模电压。开绕组永磁电机电流控制系统由dq轴电流控制环和零序电流控制环构成。

因为零序电流为一个频率为三倍基波频率的交流量，为了实现使用PI控制器对交流零序电流信号的无静差跟踪控制，本发明实施例通过虚拟三相扩展的方法将单相零序电流扩展为三相各差120°电角度的三相交流信号，再通过虚拟坐标变换将扩展出的三相信号转换成同步旋转坐标系下的dq两相直流信号，即可实现控制目的。

此外，为了得到更好的控制效果，直接在离散域中设计电流控制器，本发明实施例首先给出了等效的离散域内开绕组永磁电机模型，并通过添加状态变量的方法将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中，之后以此离散模型为基础，直接在离散域中设计dq轴电流控制器和零序电流控制器，分别实现对dq轴电流和零序电流的精确控制；其中dq轴电流与零序电流参考值均由外部给定，且i_d,ref＝0、i_0,ref＝0。

本发明实施例使用的离散域内直接设计控制器的方法不仅考虑到了时间补偿，同时离散设计通过递推的方法，考虑到上一个时刻的状态变量来得到下一时刻的状态变量参考值，因此在高、低开关频率以及电机高速运行情况下，电流控制系统都有较好的动态响应和鲁棒性。

实施例1

一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，参见图1-图4，该方法包括以下步骤：

101：通过虚拟三相扩展将单相零序电流扩展为三相各差120°电角度的三相交流信号；再通过虚拟坐标变换将扩展出的三相交流信号转换成同步旋转坐标系下的dq两相直流信号；

102：基于等效的离散域内开绕组永磁电机模型，并通过添加状态变量将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中；

103：在离散域中设计dq轴电流控制器和零序电流控制器，分别实现对dq轴电流和零序电流的精确控制。

综上所述，本发明实施例采用离散域内直接设计电流控制器的方法，基于等效的离散域内开绕组永磁电机模型，考虑了数字实现和SVPWM过程中带来的时间延迟，实现对dq轴电流和零序电流的精确控制。

下面结合图1-图4，具体的计算公式对一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法进行介绍，详见下文描述：

从图1可以看出，将传统永磁电机Y型连接绕组的中性点打开，绕组两端各接一个变流器分别供电，双变流器共同连接在一个直流电压源两侧，即为共直流母线型开绕组永磁电机结构。功率分配给两个变流器，降低了开关管设备的电压等级并且提升了开绕组永磁电机系统的稳定性和可靠性。

在接下来的变量表示中，矢量以粗体表示；在定子坐标系下表示的矢量标以上标s，而在同步旋转坐标系(即dq0坐标系)下表示的矢量没有上标。

时序内的永磁电机的电压方程为：

式中，R_s和分别为定子电压、定子电流、定子电阻和定子磁链。

时序内的磁链方程为：

式中，L_s和分别为定子电感和永磁体磁链。

联立式(1)和(2)，选取定子电流作为状态变量，则时序内的开绕组永磁电机的状态方程可表示为：

式中，u_s、i_s、ψ_f和ω_e分别为dq0坐标系下的定子电压、定子电流、定子磁链和电角速度。

对式(3)进行拉氏变换，可得s域内的开绕组电机状态方程：

由图2可知，考虑到由双变流器产生的共模电压和电机产生的三次反电动势，零轴电压方程为：

式中，L₀为等效零序电感；e₀为三次反电动势；为转子位置处电角度；ψ_f3为三次转子磁链幅值。

将图2中的零序回路当作A相，通过虚拟扩展的方法，得到图3中互差120°电角度的虚拟零序三相回路，其对应的虚拟三相零序电压方程可表示为：

式中，

即，虚拟三相零序电压互差120电角度，虚拟三相零序电流也互差120电角度。

通过坐标变换，将公式(6)中三相静止坐标系(abc坐标系)下的虚拟三相方程转换到dq0’坐标系下，选取零序电流为状态变量，可得到公式(8)：

式(8)中的零序电流可以在离散域中进行表示，即零散域内的零序电流方程为：

i₀(k+1)＝Φ₀i₀(k)+Γ_s,0u₀(k)+Γ_ψ,0ψ_f3 (9)

式中，u₀为未考虑时间补偿的零序电压。Φ₀、Γ_s,0和Γ_ψ,0分别为：

在数字实现过程中，在t＝(k-1)T_s时刻计算出的控制器命令只能用t＝kT_s时刻使用，对这一周期的时间延迟可以通过坐标变换进行补偿；同时，SVPWM的应用也会引入时间延迟，一般可以近似计算为0.5T_s，考虑到零序电压的采样值在转子坐标系下因为坐标系的旋转会造成零序电压幅值和相角的变化，需要对其进行相应的补偿；因此，在转子坐标系下对零序电压进行运算时，共需要考虑1.5T_s的时间延时补偿。假设未经过补偿的零序电压为u'0，则有：

定义：

将式(11)和(12)代入到式(9)中，即SVPWM应用引入0.5T_s时间延迟，公式(11)-(13)对此部分时间延迟进行补偿：

i₀(k+1)＝Φ₀i₀(k)+Γ₀u₀(k)+Γ_ψ,0ψ_f3 (13)

此时，对零序电压的补偿已经包含在了系数Γ₀中。

下面讨论对数字实现过程中一个周期时间延迟的补偿。首先，定子坐标系下的零序电压在一个采样周期内保持不变，即：

式中，为变流器在(k+1)T_s时刻的输出电压；为kT_s时刻经过补偿的零序参考电压。式(14)在dq0'坐标系下可表示为：

定义

将(16)代入到(15)中，可得：

u₀(k+1)＝u′_ref,0(k) (17)

式中，u₀(k+1)为dq0'坐标系下变流器在(k+1)T_s时刻的输出电压；u'_ref,0(k)为零序电流控制器在kT_s时刻的输出参考电压。

其中，数字实现过程中存在一个周期的时间延迟，公式(14)-(17)对此部分时间延迟进行补偿。

联立式(13)和(17)，加入状态变量u0(k+1)，将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中，得到考虑了延迟补偿之后的系统状态方程，即为式(18)：

本发明实施例所提出的零序电流控制器对应的的控制律为：

u′_ref,0(k)＝k_p,0e₀(k)+k_i,0I₀(k)-k_a,0i₀(k)-k_b,0u₀(k) (19)

式中，u'_ref,0(k)为kT_s时刻电流控制器的输出电压；u₀(k)为kT_s时刻转子坐标系下输出给电机的电压，即u₀(k)＝u'_ref,0(k-1)；k_p,0为比例增益；k_i,0为积分增益；k_a,0和k_b,0为状态反馈增益；且：

e₀(k)＝i_ref,0(k)-i₀(k) (20)

I₀(k+1)＝I₀(k)+e₀(k) (21)

式中，e₀为控制器的误差输入；I₀为积分状态量。

式(19)在离散域内可写为：

式(13)在离散域内可写为：

i₀(z)＝G'(z)u'_ref,0(z)-F'(z)u_i,0(z) (23)

式中，u_i,0可看作系统的扰动输入；且传递函数G'(z)和F'(z)为：

联立(22)和(23)，得到整个电流闭环系统中的i₀(z)表达式为：

i₀(z)＝G(z)i_ref,0(z)-F(z)u_i,0(z) (25)

闭环传递函数G(z)和F(z)为：

式中，

a_0,0＝Φ₀k_b,0+Γ₀(k_i,0-k_p,₀-k_a,0)

a_1,0＝Γ₀(k_p,₀+k_a,0)-(Φ₀k_b,0+k_b,0-Φ₀)

a_2,0＝k_b,0-Φ₀-1 (27)

b_0,0＝Γ₀(k_i,0-k_p,0)

b_1,0＝Γ₀k_p,0

根据(27)，零序电流控制器系数可整定为：

从式(28)中可以看出，在离散化电流控制器的参数整定过程中需要使用到五个参数，Φ₀和Γ₀可由电机额定参数计算得到；a_1,0、a_2,0和b_1,0是三个根据系统性能而确定的闭环传递函数的参数；另外，考虑到时间延迟，取a_0,0＝0，则式(26)中的闭环传递函数G(z)可写成如下形式：

按照一阶系统整定(例如标准一阶低通滤波器)，其时域内的传递函数为：

使用前向欧拉近似，将式(30)写到离散域内为：

式中，p为传递函数R'(z)的极点。按照标准一阶低通滤波器的传递函数整定，并将一个周期的时间延迟考虑进去，则离散域内理想的系统闭环传递函数G(z)为：

式中，p₀为G(z)的极点，并可取为：

为获得理想的系统闭环传递函数，式(29)中的参数a_1,0、a_2,0和b_1,0有如下取法：

a_1,0＝p₀ ²

a_2,0＝-2p₀ (34)

b_1,0＝1-p₀

从式(10)和(34)中可以看出，本发明实施例所提出的离散域内直接设计零序电流控制器的方法仅仅使用电机参数R_s和L_s以及期望的带宽α₀三个参数。

其中，式(19)-(34)对应于离散域零序电流控制器的设计过程。

其中，dq轴电流控制器设计过程如下：

开绕组永磁电机中定子电流在离散域下可以表示为：

i_s(k+1)＝Φ_dqi_s(k)+Γ_s,dqu_s(k)+Γ_ψ,dqψ_f (35)

式中，

定子电压补偿方法与之前对零序电压进行补偿的方法相同。在考虑了电压补偿后，定子电流方程可以表示为：

i_s(k+1)＝Φ_dqi_s(k)+Γ_dqu_s(k)+Γ_ψ,dqψ_f (37)

式中，

其中，SVPWM应用引入0.5T_s时间延迟，公式(37)-(38)对此部分时间延迟进行补偿。

添加状态变量u_s(k+1)，将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中，得到系统状态方程，即考虑了延迟补偿之后的系统状态方程可写为：

同时，离散域内的dq轴电流控制器的控制律可表示为：

式中，i_s,ref(z)为定子电流参考值，此值由外部速度控制环得出；k_p,dq为比例增益；k_i,dq为积分增益；k_a,dq和k_b,dq为状态反馈增益。

与零序电流控制器的参数整定方法相似，式(40)中的控制参数可根据α_dq选择，其中α_dq为dq轴电流控制器的期望带宽。控制参数的表达式为：

k_b,dq＝1+Φ_dq+a_2,dq

式中，

a_1,dq＝e^-2αdqTs，a_2,dq＝e^-αdqTs，b_1,dq＝1-e^-αdqTs (42)

其中，上述式(40)-(42)对应离散域dq轴电流控制器的设计过程。

综上所述，本方法相较于传统的连续域中设计的线性控制器，可以实现更好的零序电流抑制效果，在低开关频率条件下，依旧可以精准稳定控制，增强了系统可靠性。

实施例3

下面结合具体的实验对实施例1和2中的方案进行可行性验证，详见下文描述：

图5为零序电流控制器有效性验证实验结果。实验条件为：开绕组电机转速为300r/m；i_d,ref＝0A，i_q,ref＝5A，i_0,ref＝0A；在0.2s之前，零序电流不受控制，在0.2s时零序电流控制器动作，之后从图形可以看出，零序电流得到较好的抑制，三相电流变为正常的正弦波形；同时，dq轴电流一直得到良好的控制。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

通过虚拟三相扩展将单相零序电流扩展为三相各差120°电角度的三相交流信号；再通过虚拟坐标变换将扩展出的三相交流信号转换成同步旋转坐标系下的dq两相直流信号；

基于等效的离散域内开绕组永磁电机模型，并通过添加状态变量将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中；

在离散域中设计dq轴电流控制器和零序电流控制器，分别实现对dq轴电流和零序电流的精确控制。

2.根据权利要求1所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述等效的离散域内开绕组永磁电机模型包括：

零散域内的零序电流方程，具体为：i₀(k+1)＝Φ₀i₀(k)+Γ_s,0u₀(k)+Γ_ψ,0ψ_f3

其中，i₀(k)和u₀(k)分别为kT_s时刻的零序电流和零序电压，ψ_f3为三次转子磁链，Φ₀、Γ_s,0和Γ_ψ,0均为方程系数。

3.根据权利要求2所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述等效的离散域内开绕组永磁电机模型还包括：开绕组永磁电机中定子电流在离散域的表达式，具体为：

i_s(k+1)＝Φ_dqi_s(k)+Γ_s,dqu_s(k)+Γ_ψ,dqψ_f

式中，i_s(k)和u_s(k)分别为kT_s时刻的定子电流和定子电压，ψ_f为定子磁链，Φ_dq、Γ_s,dq和Γ_ψ,dq均为方程系数。

4.根据权利要求2所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述通过添加状态变量将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中具体为：

分别加入状态变量u0(k+1)，u_s(k+1)，将数字实现和空间矢量脉冲宽度调制过程中带来的时间延迟考虑进电机模型之中，得到考虑了延迟补偿之后的系统状态方程。

5.根据权利要求4所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述考虑了延迟补偿之后的系统状态方程具体为：

其中，i₀(k+1)和u₀(k+1)分别为(k+1)T_s时刻的零序电流和零序电压，u'_ref,0(k)为kT_s时刻零序电流控制器输出的电压命令，Γ₀为考虑了延迟补偿之后的参数；i_s(k+1)和u_s(k+1)分别为(k+1)T_s时刻的定子电流和定子电压，u′_s,ref(k)为kT_s时刻dq轴电流控制器输出的电压命令，Γ_dq为考虑了延迟补偿之后的参数。

6.根据权利要求1所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述零序电流控制器仅使用电机参数R_s和L_s以及期望的带宽α₀三个参数。

7.根据权利要求1所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，所述零序电流控制器对应的的控制律为：

u'_ref,0(k)＝k_p,0e₀(k)+k_i,0I₀(k)-k_a,0i₀(k)-k_b,0u₀(k)

式中，u'_ref,0(k)为kT_s时刻电流控制器的输出电压；u₀(k)为kT_s时刻转子坐标系下输出给电机的电压，k_p,0为比例增益；k_i,0为积分增益；k_a,0和k_b,0为状态反馈增益。

8.根据权利要求1所述的一种基于扩展虚拟三相的开绕组永磁电机零序电流抑制方法，其特征在于，离散域内的dq轴电流控制器的控制律表示为：

式中，i_s,ref(z)为定子电流参考值，k_p,dq为比例增益；k_i,dq为积分增益；k_a,dq和k_b,dq为状态反馈增益，i_s(z)为定子电流，u′_s,ref(z)为dq轴电流控制器输出的电压命令。