JPS6139888A

JPS6139888A - 誘導電動機の制御方法

Info

Publication number: JPS6139888A
Application number: JP15840284A
Authority: JP
Inventors: Makoto Hashii; 眞橋井
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1984-07-28
Filing date: 1984-07-28
Publication date: 1986-02-26
Also published as: JPH0413954B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の属する技術分野〕この発明は誘導□電動機（誘導機ともいう）の１次電流
（巻線電流又は固定子電流ともいう）の空間ベクトルを
磁束：ベクトルと同一方向の成分（磁　−化電流）とこ
れ膏直交する成分（トルク電流）とに分けて制御する。

いわゆるベクトル制御方式、特に□そのために必要な磁
束ベクトルの演算精度を高めることができる誘導機のベ
クトル制御方式に関する。

〔従来技術とその問題点〕

以下各図の説萌において同一の符号は同−又は相当部分
を示す。また論理“Ｈｉｇｈ“、　”　Ｌｏｖｒ“は単
にＨ“、Ｌ″と記すこととする。

誘導機の高性能可変速運転を実現するベクトル制御にお
いて、制御の基準となる磁束ベクトルを正確に検出する
ことは重要である。磁束ベクトルを演算する実用的な方
法の１つとして、後述の参考文献（２）などに示されて
いる電流モデル方式がある。この方式は電動機巻線電流
とその巻線位置から磁束を演算する方法で、具体的には
、前記磁化電流の目標値（磁化電流目標値という）ｉＭ
＊、トルク電流の目標値（トルク電流目標値という）ｉ
Ｔ”と電動機定数から演算する構成が考えられる。この
方式は電動機停止状態から最高周波数領域まで演算可能
であるが、その演算式に電動機の二次時定数２％に電動
機温度に依存してその値が大幅に変化する二次抵抗編を
パラメータとして有しており、演算器の定数をこれに応
じて補正しなければ、磁束演算精度が劣るという欠点を
有している。この補正方法としては、磁束ベクトルを演
算する実用的な他の方法の１つである電圧モデル方式（
すなわち電動機端子電圧より逆起電力を演算し、これを
積分して磁束分成分を求める方式）により求められる磁
束ベクトルの大きさ、または角度を用いた補正方法、磁
束を代表する値２例えば２次誘起電圧、空隙誘起電圧、
１次誘起電圧等の電圧のベクトルの大きさまたは角度に
よる補正方法、または前者の補正方法を用い、電動機電
圧が小さくなる低周波数領域での電流モデル演算精度を
向上させる方法などが提案されている。（参考文献：（
１）特開昭５７−７９４６８号「非同期機の回転子抵抗
検出方法および装置Ｊ　、（２１％開昭５６−１１５１
９０号［磁束の位相制御装置Ｊ　、（３）特開昭５８−
１３９６９２号「誘導電動機の磁束ベクトル演算器Ｊ、
（４１指願昭５８−１２１６５４号「誘導電動機のベク
トル制御方式」）。

また本出願人による特願昭５９− 号「誘導電動機の制御方式」（参考文献（５））−ｒは
電流モデル、電圧モデルアの各方式による演算磁束（の
大きさの偏差を零にする調節器を、速度の高い領域でか
つ負荷の重い領域でのみ動作させ、低速又は軽負荷領域
に入るときはこの調節器を不動作にする直前の調節器出
力を記憶させ、調節器の動作していない低速又は軽負荷
領域での磁束演算精度を向上させている。

次に第４図〜第７図を用いてこの制御方式（参考文献（
５））の概要と問題点を説明する。第４図は参考文献（
５）方式の回路構成を示すブロック図、第５図は第４図
における２次時定数補正回路１０１の細部構成を示すブ
ロック図、第６図は第５図における切換信号発生器９０
の細部構成を示すブロック図、第７図は誘導電動機の磁
束および電流ベクトルを示すベクトル図である。第７図
において、誘導電動機の１次電流１１は、回転子軸を中
心に回転する空間ベクトルとしてとらえることができる
。

これと同様に、１次電流によって生せしめられる回転子
鎖交磁束Φ２も回転子軸を中心にして回転する空間ベク
トルとしてとらえることができる。１次電流ベクトル！
、のつち磁束ベクトルΦ２と同一方向の成分は前記のよ
うに磁化電流ｉＭと呼ばれており、直流機の界磁電流に
相当するものである。また、１次電流ベクトルのうち磁
束ベクトルに対して直角な方向の成分は前記のようにト
ルク電流ｉＴと呼ばれ、直流機の電機子電流に相当する
ものである。誘導電動機におけるこれらの成分を互いに
独立に分離して制御することができるならば、直流機よ
りも安価でしかも堅牢な誘導電動機に対して直流機と同
等の可変速制御性能を発揮させることができる。

かかる原理にもとづいて誘導電動機を制御するのが、い
わゆる誘導電動機のベクトル制御と云われるものである
。なお、矢印（へ）を付したものはベクトル量を表わし
ているが、特にベクトル量を強調する場合を除いては、
以下、矢印による区別をしないものとする。

このような誘導電動機のベクトル制御を可能にするため
には、回転する磁束ベクトルの軸（磁束軸；Ｍ軸）を基
準として互いに直交する２つの成分の形で指令値が与え
られる１次電流ベクトルを、回転しない固定軸（α軸）
を基準とするベクトル量に変換する必要があることから
、磁束軸（Ｍ軸）の位置を検出しなければならないこと
がわかる。

なお、この固定軸（α軸）は、固定子の１つの相の巻線
軸にとるのが一般的である。こうすることによって、磁
束軸（Ｍ軸）の位置を、この固定軸（α軸）に対する回
転角度ψによって表わすことができる。そして、このよ
うな磁束ベクトルΦ２の位置角度ψ、または磁束ベクト
ルの大きさΦを演算により間接的に検出するのが前記電
流又は電圧モデル方式の磁束ベクトル演算器であり、誘
導電動機をベクトル制御するに尚たって、その制御性能
を左右する重要な役割を果すものである。

次に第４図において、１０１は２次時定数補正回路、２
０６は乗算器、１２は速度調節器、１３゜２０３は割算
器、１４，２０５はベクトル回転器、１５は２相／３相
変換器、１６は電流調節器、１７はサイクロコンバータ
の如き電力変換装置、１８は電流検出器、１９は誘導電
動機、点線枠で囲まれる２０は電流モデル式磁束演算器
、２１は回転子位置検出器、２２は速度検出器、２３は
電圧検出器、２４は電圧モデル式磁束演算器、２０１は
微分回路、２０２は比例要素、２０４は非線形関数発生
器、３０は回転子位置検出器である。

すなわち磁束の大きさの設定値（磁束設定値）Φは割算
器１３．及び後述の２次時定数補正回路１１、微分回路
２０１．比例要素２０２に与えられ、微分回路２０１の
演算出力は磁化電流目標値１Ｍとなりベクトル回転器１
４に与えられる。一方、く調節演算を行な９）、その調
節出力としてのトルク目標値Ｔは割算器１３を介してト
ルク電流目標値ＩＴとしてベクトル回転器１４に与えら
れると同時に負荷の大きさを表わす量として補正回路１
゜１にも与えられる。ベクトル回転器１４は、これら固
定子電流ベクトルの目標値ＩＭ　、　ＩＴと、演算器２
０を介して与えられる磁束ベクトルΦ２の単位べ（α−
β軸）を基準とする目標値１１α、１１β　に変換する
。

２相／３相変換器１５は、（１）式の如くして得られる
２相の目標値１．ｄ　、　１．？を、次の（２）式の如
く３相の目標値１ａ　＋　’ｂ　＋　”Ｃに変換する。

、苦　　　、　＋３ｇ　　＝１．（ｚ　　　　７１ｂ−一査ｉｔａ＋Ｔｉ１Ｘ・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）ｉ：”　＋
　１ｒＣ１”　”；’１１”この目標値’ａ　ｒ　ｌｂ
　＋　’Ｃは、それぞれ電流調節器１６ａ、１６ｂ、１
６ｃに導かれるので、各調節器では、電流検出器１８ａ
、１８ｂ、１８ｃを介して検出される電力変換装置１７
の各相電流ｉａ＠’ｂ＋１（を、その目標値！ａ・−ｂ
＋１ｃにそれぞれ一致させるよう調節演算を行なう。

こうして、誘導電動機１９のベクトル制御が行なわれる
が、かかる制御に必要な磁束ベクトルΦ。

の大きさを得るための磁化電流目標値ｉＭと、固定軸（
α−β）からの角度位置■ψ、ｓｉｎψとが破線枠２０
で示される電流モデル式磁束演算器によって求められる
。

電流モデル式磁束演算器２０において、微分回路２０１
には前記のように磁束設定値Φが入力され、次式（３）
の微分演算が行われて、磁化電流目標値ＩＭが出力され
、ベクトル回転器１４に与えられる。

、　苦１Ｍ　：（１／　、ｒｎ／）（、１＋Ｓ　Ｔ、）Φ　　
　・、、、、・、、、、、・、、　（３）ただしｈ′は
誘導機の固定子回路と回転子回路間の相互インダクタン
ス、Ｔ２は回転子回路の電気時定数（２次時定数ともい
う）である。

また前記のように比例要素２０２にも磁束目標値Φ）入
力されて、値（Φ４／斃が演算出力され割（算器２０３
に除数として与えられる。他方割算器　　　　２０３に
は被除数としてトルク電流目標値ＩＸ、！１１人力され
るので、割算器２０３からは値（ｚ７Φ”戸？が出力さ
れ乗算器２０６に与えられる。

乗算器２０６は他方後述のように２次時定数補正回路１
１から補正された２次時定数（の逆数。

以下この逆数の語を省略する＞ｘ／’ｒ’ｔを入力して
いるので、乗算器２０６からは次式（４）に求づく演算
（乗算）により表わされる、すべり周波数ωＲ（＝ｄψ
／ｄｔ−ｄθ／ｄ　、ｔ　）に相当する出力が得られる
。

０ｍ　ｌ　＝（Ｊ　ｍ　／Φ）　（１／Ｔ２　）　”＄
　　−−−−−−（４）このスリップ周波数ω、４に相
当する量は、さらに非線形関数発生器２０４に導かれ、
その出力からは、□□□λ、ｓｉｎλなる量が得られる
。なお、このとき、スリップ周波数ω３ｊとλとの間に
は、なる関係が成立する。非線形関数発生器２０４の出
力部λ、ｓｉｎλは、回転子位置を表わす単位ベクトル
■θ、ｓｉｎθとともにベクトル回転器２０５に導かれ
る。なお、単位−ベクトル（２）θ、ｔｈθは、誘導電
動機１９の回転子軸に結合された回転子位置検出器２１
および回転子位置演算器３０によって求められる。ベク
トル回転器２０５は、なる演算により、単位磁束ベクトルのα、β軸成分であ
る魚ψ、ｓｉｎψを出力する。なお、ベクトル回転器２
０５の出力は、前述の如く、ベクトル回転器１４に与え
そられる。

一方、電圧モデル式磁束演算器２４は、電圧検出器２３
ａ　、２３ｂを介して得られる電動機端子電圧の線間電
圧瞬時値ｖａｂ、ｖｂｃと、電流検出器１８ａ、１８ｂ
、１８ｃを介して得られる電動様相電流ｉａ　ｒ　ｉｂ
　ｔ　’Ｃから所定の演算をすることにより、α−β軸
を基準とする磁束ベクトルの大きさとしての磁束実際値
Φを出力し、２次時定数補正回路１０１に与える。

２次時定数補正回路１０１は電圧モデル式磁束演算器２
４から得られた磁束実際量Φ、磁束設定値Φ”、トルク
電流実際値ｉ７“及び速度実際値ｎを入力し低速もしく
は軽負荷の領域とこれ以外の領域とに応じ異なった補正
を施した２次時定数１／Ｔ２を出力する回路で、その構
成は第５図および第６図に示される。

すなわち第５図において、９０は切換信号発生器、５２
は調節器、５４．５５は切換スイッチ、５７は２次時定
数設定器、５８はオペアンプ、５３．５６は加算点、５
９はコンデンサ、であり、切換スイッチ５５．コンデン
サ５９．オペアンプ５８はいわめるサンプルホールド回
路ＳＨを構成している。

この例では電圧モデル式磁束演算器２４よりの磁束実際
値Φと磁束設定値Φとが一致するように調節器５２が働
き、高速かつ高負荷時（高周波時ともいう、なおこのと
きは切換スイッチ５４，５５が点線位置に切換わる）、
２次時定数設定器５７で設定された２次時定数（の逆数
の）設定値１／　Ｔ２に対して、加算点５６にて、調節
器５２の調節出力の加算によって補正が行われ、補正さ
れた２次時定数１／Ｔ２が出力される。

他方低速又は軽負荷の場合、前者の場合には電圧モデル
式磁束演算器２４の演算精度低下の影響を防ぐために、
また後者の場合には後述のように調節器５２の動作点の
偏位や飽和による機能喪失の影響を防ぐために、切換信
号発生器９０は速度実際値ｎおよびトルク電流目標値ｉ
−を入力し所定の速度レベル又は負荷レベルを下回った
条件で切換信号ＣＨを出力し切換スイッチ５４．５５を
図の実線位置に切換え調節器５２をその調節系から切離
す。これによりサンプルホールド回路ＳＨは切換スイッ
チ５５の切換の直前に調節器５２から出力されていた調
節量としての補正量をコンデンサ５９に記憶しオペアン
プ５８を介し加算点５６に与え、このようにして新たな
形で補正された２次時定数１／Ｔ２がこの補正回路１０
１から出力される。

なお切換信号発生器９０の内容の詳細は第６図に示され
ている。同図において、９１．９２は絶対値回路で、そ
れぞれトルク電流目標値ｊＴ“、速度実際値ｎが入力さ
れている。なお前記目標値１−１”は負荷の大きさを代
表するもので、この値ｉＴ”に代り、トルク電流実際値
ｉＴ又はトルク目標値もしくはトルク実際値などが用い
られることもある。また９３．９５は比較器、９４は負
荷レベル設定器、９６は速度レベル設定器、９７はＡＮ
Ｄ回路である。

トルク電流目標値ｉＴ−速度実際値ｎは絶対値回路９１
．９２により絶対値がとられ、それぞれ比較器９３．９
５において、各レベル設定器９４゜９６の設定レベルと
比較され、比較器９３．９５の出力は、ＡＮＤ回路９７
にて論理積がとられ、この出力信号としての切換信号Ｃ
Ｈは第５図における調節器５２に対する動作もしくは不
動作信号。

及び切換スイッチ５４．５５を動作させる信号として用
いられる。なおここ、でスイッチ５４．５５が実線の位
置にあるとき、すなわち後述のように低速（低周波時）
又は軽負荷時には、前記切換信号ＣＨによって調節器５
２の出力は零（すなわち不動作状態）に保持されている
ものとする。　レベル設定器９４．９６における負荷、
速度に対する設定レベルは通常定格の１０％程度の低負
荷。

低速度のレベルに選ばれる。

次に第４図の制御回路の磁束補正動作の原理を述べる。

この例の電流モデル式磁束演算器２０において、補正さ
れた２次時定数１／Ｔ２によるすべり周波数ω、ｌの補
正は乗算器２０６を通して行われる。このとき、重負荷
の場合には、トルク電流ｊ７”が大きいため補正出力さ
れた２次時定数１／Ｔ２により変化する烙すべり周波数
ω、ｌの範囲が大きい０たとえばこれらの回路をアナログ電子回路で実現したと
き、通常最大値をＩＯＶとするので、重負荷のとき乗算
器２０６の被乗数としての入力信号レベル（前記（４）
式における（　ｌ　ｍ’／Ｑ”　）　Ｉ祷こ相当）がＩ
ＯＶのとき乗数としての２次時定数１／Ｔ、が０≦（１
／Ｔり≦１０ｖで変化すると出力のすべり周波数ω、１
のレベルは士７くω＠１＜１０ｖと変化する。

一方軽食荷の場合、前記（１，／Φ）ＮＴに相当する入
力信号レベルが２℃とき、２次時定数が前記のように変
化したとすると、すべり周波数ω、１のレベルはθ〜２
ｖと変化するのみである。

このように電流モデル式磁束演算器２０で演算されるす
べり周波数ωｓｌ（すなわちその演算磁束の位置角度の
補正に有効な信号）の変化中はトルク電流目標値１７の
大きさに依存しているため、もし負荷の大きさと無関係
に調節器５２の動作を続けた場合、特に無負荷時におい
ては、たとえ高速であっても、ＩＴ中０従ってω８１中
Ｏつまり補正に有効な信号のレベルが極めて小さい値と
なっているのに対し、電圧モデル式磁束演算器２４に検
出誤差があったり、各種演算回路にオフセット電圧があ
る場合、これらの誤差成分の値が前記の有効な信号に基
づく調節系の信号成分に比べ無視できない形で、換言す
れば磁□束設定値Φと実際値Φとの偏差がこの誤差成分
に占められる形で（つまり不正な偏差が調節器５２に与
えることになる。このため例えばこの不正な偏差が長時
間持続されて調節器取２内のコンデンサ（図外）で積分
され、調節器５２の動作点が正しい位置から偏位したり
、飽和して調節器としての機能を失ったりする可能性が
ある。

このとき無負荷で定常的に誘導機が運転されている場合
は、調節器の動作点が偏位したり飽和していることは、
特性に影響を与えないが、速度もしくは負荷が急激に変
化した場合、トルク電流目標値ｉＴ％ｓ大きく変化する
ので、調節器５２が偏位もしくは飽和状態から脱して正
常動作点で動作するようになるまでの時間、調節器５２
を介して補正出力される２次時定数１／Ｔ２が真値とは
大幅に異なるようになり、すべり周波数演算に誤差を含
むことになる。この場合、真値より大きなすべり周波数
が与えられるため、磁束実際値Φが減少し、必要なトル
クを発生させるために多くのトルク電流が流れるなど過
渡的な特性の悪化をもたらす。

そこで第４図の制御回路では電流モデル演算磁束に対す
る補正の精度が低下する、低速又は軽負荷条件において
は、調節器５２を、不動作状態とするとともに、その調
節系から切離し、毛→へ調節器を不動作とする直前の調
節出力を記憶して磁束補正に利用するという方法を用い
ている。

次に第４図〜第６図に基づいてこの補正動作を補足説明
すると、第６図においていまＡＮＤ回路９７の出力すな
わち切換信号ＣＨが“Ｈ′のとき、高負荷、高速度側す
なわちスイッチ５４．５５が点線の位置で、かつ調節器
５２は動作中となる。

次に速度ｎが速度レベル設定器９６で設定された値より
小さいとき、比較器９５の出力信号は＃Ｌ″となり、従
ってＡＮＤ回路９７の出力すなわち切換信号ＣＨも“Ｌ
“で、切換スイッチ５４．５５は実線の位置となり、オ
ペアンプ５８の入力コンデンサ５９には、スイッチ５５
がオフする直前の調節器５２の出力が記憶されている。

このとき、比較器９３は　Ｈ又は　Ｌと負荷条件（トル
ク電流１Ｔｌｔり大きさにより変化するが、比較器９５
の出力”Ｌ“と論理積をとっているため切換信号ＣＨに
は影響しない。また、速度ｎが上昇すると比較器９５の
出力がＨ“となる。この領域では、比較器９３の出力信
号により、切換スイッチ５４．５５がオン、オフする。

たとえばトルク電流目標値ｉ＾Ｓ負荷レベル設定器９４
で設定されたレベルより小さいと、比較器９３の出力は
“Ｌ“となるので、切換信号ＣＨは　Ｌ従って調節器５
２は不動作になると同時にその調節系から切離され、低
速領域と同様に調節器５２が不動作になる直前の調節出
力をコンデンサ５９が記憶し、この記憶された調節出力
が加算点５６を介し乗算器２０６に与えられ、電流モデ
ル演算磁束の補正が行われる。

また負荷が前記設定レベルより増加すると、比較９３の
出力信号は“Ｈ“、従って切換信号ＣＨは“Ｈ“となり
、調節器５２が動作状態に入るとともに、その調節系に
組込まれ、調節器５２の調節出力が加算点５６を介し乗
算器２０６に与えられ、電流モデル演算磁束の補正が行
われることとなる。

ところで上述の制御方式では軽負荷時には調節器５２の
動作を停止し、その停止直前の調節出力を記憶し、この
記憶された固定値で補正された２次時定数１／Ｔ２を得
て電流ベクトル演算磁束の補正を行っている。しかしな
がら、もし微分回路２０１などにおける相互インダクタ
ンス１ｍ′の設定誤差があったときには、この間調節器
５２の調節機能停止のために磁束設定値Φと実際値Φと
の間に大きな偏差を生ずる場合がある。この場合定常的
な運転が継続されている場合は通常はあまり問題がない
が、もし磁束実際値Φが設定値Φより大きく弱まっていると
したとき、急に負荷が加わった場合には誘導機に過大な
（トルク電流の）突流が流れたり、定常状態に落着くま
での過渡応答の時間が異常に長引くといった問題点が生
ずるし、またもし磁束実際値Φが設定値Φより過大とな
った場合には鉄損の異常増加を招くといった問題点が発
生する。

〔発明の目的〕

本発明の目的は電流モデル演算磁束と電圧モデル演算磁
束との大きさの偏差が０となるように調節を行う調節器
を介して２次時定数を補正し、これにより電流モデル演
算磁束の補正を行う誘導機のベクトル制御回路において
心、前記の欠点を除き軽負荷時においても磁束の値を所
定値に維持Φ すことのできる制御方式を提供することを目的とする。

〔発明の要点〕

本発明の要点は、誘導電動機の主として固定子電流から
電動機磁束ベクトルを演算する第１の磁束演算手段（電
流モデル式磁束演算器など）と、主として電動機端子電
圧を積分することにより電動機磁束ベクトルを演算する
第２の磁束演算手段（電圧モデル式磁束演算器など）と
、各演算手段にて演算される磁束ベクトルの大きさの差
を零とするように調節する調節手段（調節器など）とを
備え第１の磁束演算手段によって演算される磁束ベクト
ルを（２次時定数の補正量などを介して）補正して制御
を行う誘導電動機のベクトル制御方式において、別途検出される電動機回転速度が高く、かつ別途検出さ
れる電動機電流又は負荷の大きさを代表する量（トルク
電流あるいはトルク自体の目標値。

実際値など）の値が小さいモード（第１のモードと呼ぶ
）のときは、前記調節手段の調節出力を、磁化電流の補
正を行う磁化電流補正手段（磁化電流目標値の加算点な
ど）に与え、第１のモード以外のモード（第２のモード
と呼ぶ）のときは、第１のモードから第２のモードに移
行する直前における前記調節手段の調節出力を記憶する
記憶手段（サンプルホールド回路など）を介して、記憶
された該調節出力を前記磁化電流補正手段に与えるよう
にした点にある。

〔発明の実施例〕

以下第１図〜第３図に基づいて本発明の詳細な説明する
。第１図は本発明における制御回路の構成例を示すブロ
ック図で第４図に対応し、第２図は第１図における磁束
・２次時定数補正回路３０１の細部構成例を示すブロッ
ク図で、この中で補正された２次時定数１／Ｔ２を出力
する機能部は第５図と対応している。

第３図は第２図における切換信号発生器５０の細部構成
例を示すブロック図で、この中で切換信号ＣＨを出力す
る機能部は第６図と対応している。

第１図において、第４図と異なる点は、新たな磁束・２
次時定数補正回路３０１が従来の２次時定数補正回路と
置換わり、また加算点３０２が附加され、この加算点３
０２において従来の磁化電流目標値（微分回路２０１の
出力）に前記補正回路３０１から出力された磁化電流補
正量ΔｆＭを附加して新たな磁化電流目標値ｔＺとし、
ベクトル回転器１４に与えるようにした点である。

第２図において５０は切換信号発生器、６４゜６５は切
換スイン１．６８はオペアンプ、６９はコンデンサで、
スイッチ６５．コンデンサ６９゜オペアンプ６８は新た
なサンプルホールド回路ＳＨ１を構成している。なお新
たな切換信号発生器５０からは従来と同様の切換信号Ｃ
Ｈが切換スイッチ５４．５５に与えられるほか、新たな
切換信号ＣＨＩが切換スイッチ６４．６５に、又同じく
切換信号ＣＨ２が調節器５２に与えられている。

また第３図において、８３は比較器、８４は新たな負荷
レベル設定器、８６はＮＯＴ回路、８７は新たなＡＮＤ
回路、８２はＯＲ，回路である。またＡＮＤ回路９７．
８７及びＯＲ回路８２はそれぞれ前記切換信号ＣＨ，Ｃ
ＨＩ及びＣＨ２を出力する。

次に第１図〜第３図の動作を説明する。入力信号として
のトルク電流目標値ＩＴ＋及び速度実際値ｎは、第３図
のように絶対値回路９１．９２でそれぞれ絶対値がとら
れ、比較器９３，９５．８３で設定器９４，９６．８４
の設定レベルとそれぞれ比較される。９４の設定レベル
は８４の設定レベルより大きいものとする。速度が設定
器９６で設定されたレベルより小さいとき（低速領域と
呼ぶ）には、比較器９５の出力は“Ｌ＃、よってＡＮＤ
回路９７．８７の出力としての切換信号ＣＨ，ＣＨ１も
　Ｌ、従ってＯＲ回路８２の出力としての切換信号ＣＨ
２も　Ｌとなり、これにより第２図における調節器５２
は不動作となるとともに、切換スイッチ５４．５５及び
６４．６５は実線の位置にあり、この切換わりの直前に
おける調節器５２の調節出力をサンプルホールド回路Ｓ
Ｈ，８Ｈ１０入力コンデンサ５９．６９が記憶し、それ
ぞれ加算点５６及び切換スイッチ６４を介して、時間的
に固定した値として補正された２次時定数１／Ｔ２及び
磁化電流補正量△ｉＭを出力する。

次に速度が設定器９６の設定レベル以上（高速領域と呼
ぶ）で、トルク電流目標値ｉ７”の大きさが設定器８４
の設定レベル以下のとき（軽負荷時と呼ぶ）には、比較
器９３，９５，８３．ＮＯＴ回路８６の出力はそれぞれ
“Ｌ“、′Ｈ“トＨ“、′Ｈ“となり、よってＡＮＤ回
路９７．８７．ＯＲ回路８２の出力（切換信号ＣＨ，Ｃ
ＨＩ　、ＣＨ２）はそれぞれ“Ｌ“、Ｈ“／／Ｈ“とな
る。これにより調節器５２は動作状態となってその調節
系に組込まれ、また切換スイッチ５４．５５は実線位置
のまま、他方切換スイッチ６０．６５は点線の位置に切
換えられる。従って調節器５２は新たに磁束設定値Φ”
と磁束実際値（検出値）Φが一致するように磁化電流補
正量△ＩＭを与える。

次にこの状態からトルク電流目標値ＩＴ”の大きさが、
設定器８４の設定レベルよりも大きく、かつ設定器９４
の設定レベルより小さい値となったとき（中負荷時と呼
ぶ）には、比較器９３，９５゜８３の出力はそれぞれ“
Ｌ“、′Ｈ“、′Ｌ“、よってＡＮＤ回路９７．８７．
ＯＲ回路８２の出力（切換信号ＣＨ，ＣＨＩ　、ＣＨ２
）は全て“Ｌ“となる。

これにより調節器５２はふたたび不動作となると共に、
切換スイッチ５４．５５はそのまま（実線位置）、切換
スイッチ６４．６５は実線位置に戻る。これによりサン
プルホールド回路８Ｈ１は切換前の調節出力を記憶し、
この出力を磁化電流補正値ΔＩＭとして供給する。

次にこの状態からさらにトルク電流目標値ｊ７”が増加
し、その大きさが設定器９４の設定レベルより大きい値
となったとき（重負荷時と呼ぶ）には、比較器９３，９
５．８３の出力はそれぞれ“Ｈ“。

Ｈ、Ｌ、よってＡＮＤ回路９７．８７．ＯＲ回路８２の
出力（切換信号ＣＨ，ＣＨＩ　、ＣＨ２）は“Ｈ“／／
Ｌ“、′Ｈ“となる。これにより調節器５２は再び動作
状態となってその調節系に組込まれ、切換スイッチ６４
　、．６５はその−まま（実線位置）、切換スイッチ５
４．５５は点線位置に切換わり、調節器５２は磁束設定
値Ｃを実際値Φが一致するように補正された２次時定数
１／Ｔ２を与える。

このように調節器５２は高速領域における軽負荷時及び
重負荷時に、その調節系に組込まれ、その調節出力でそ
れぞれ磁化電流目標値ｉＭ＋、２次時定数設定値１／Ｔ
２を調節補正する役割を果し、前記以外の条件では、前
記調節出力がそれぞれの補正に対応する記憶回路（サン
プルホールド回路ＳＨ１、ＳＨ）で記憶されて補正動作
に用いられ速度の大小、負荷の大小にかかわらず、正し
い磁束が演算できる。なお、通常、設定器９６の設定レ
ベルは最大速度の約１０％、同じく９４の設定レベルは
最大負荷の約１０％、同じく８４の設定レベルは最大負
荷の約５％程度に選ばれる。以上の例では負荷レベル検
出にトルク電流目標値ｘＴ′を用いたが、これに代りト
ルク電流実際値ｉＴ＋変換装置出力電流の整流値、速度
調節器の出力信号（トルク目標値）など負荷の大きさに
依存して単調変化する信号を用いることもできる。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように本発明では、電流モデル
方式、電圧モデル方式の各方式に基づく演算磁束の大き
さの差がＯになるように、２次時定数及び磁化電流目標
値の補正を介して調節動作を行う調節器を設け、電流モ
デル方式に基づく演算磁束ベクトルを補正するようにし
、速度領域。

負荷条件に応じ次のような補正方法を用いている。

すなわち前記調節器による、２次時定数の補正を介する
磁束補正動作が不可能となる低速領域または、軽負荷領
域においては補正動作が停止する直前の補正信号（調節
出力）を記憶し、その記憶信号で２次時定数を補正しひ
き続き電流モデル演算磁束の補正をつづけるようにする
とともに、高速領域で軽負荷のときは上記調節出力で磁
化電流目標値の補正を介して磁束の（大きさの）補正動
作を行い、高速領域でさらに負荷が増大した場合、前記
調節出力を２次時定数の補正にふり向け、この際、調節
器５２の調節系が切換わる直前の調節出力を記憶し、そ
の記憶信号でひき続さ磁化電流目標値を補正しつづける
ようにしたことにより、低速領域、軽負荷領域において
も、高速領域１重負荷領域と同様の高い磁束演算精度を
得ることができ、また負荷変動などに対する応答時間も
短縮することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例としての制御回路の構成を示す
ブロック図、第２図は第１図の要部の細部構成例を示す
ブロック図、第３図は第２図の要部の細部構成例を示す
ブロック図、第４図は従来の制御回路の構成例を示すブ
ロック図、第５図は第４図の要部の細部構成例を示すブ
ロック図、第６図は第５図の要部の細部構成例を示すブ
ロック図、第７図は誘導機の磁束及び電流ベクトルを示
すベクトル図である。１２・・速度調節器、１３，２０３・・割算器、１４．
２０５・・・ベクトル回転器、１５肩２相／３相変換器
、１６・・電流調節器、１７・・・電力変換装置、１８
・電流検出器、１９・・・誘導電動機（誘導機）、２０
・・・電流モデル磁束演算器、２１・０回転子位置検出
器、２２・・・速度検出器、２３・・・電圧検出器、２
４・・・電圧モデル磁束軸演算器、２ｏ１・・・微分回
路、２０２・・・比例要素、２ｏ４　関数発生器、２０
６・・・乗算器、３ｏ１・・・磁束・２次時定数補正回
路、３０２・加算点、５ｏ・・・切換信号発生器、５２
・・調節器、５３．５６−加算点、５４，５５゜６４．
６５・・切換スイッチ、５７　・２次時定数設定器、５
８．６８・オペアンプ、５９．６９・・・コンデンサ、
８Ｈ，８Ｈトサンプルホ一ルド回路、８２・−・ＯＲ回
路、８６・・・ＮＯＴ回路、９１．９２・・・絶対値回
路、８４．９４　　負荷レベル設定器、９６・・速度レ
ベル設定器、８７．９７．、、ＡＮＤ回路、８３，９３
．９５　　比較器、ＣＨ，ＣＨＩ。ＣＨ２切換信号。オ　２１１バ■ 牙５図オ６図Ｔ軸　　　　β軸オフ図

Claims

【特許請求の範囲】１）誘導電動機の主として固定子電流から電動機磁束ベ
クトルを演算する第１の磁束演算手段と、主として電動
機端子電圧を積分することにより電動機磁束ベクトルを
演算する第２の磁束演算手段と、各演算手段にて演算さ
れる磁束ベクトルの大きさの差を零とするように調節す
る調節手段とを備え第１の磁束演算手段によって演算さ
れる磁束ベクトルを補正して制御を行う誘導電動機のベ
クトル制御方式において、別途検出される電動機回転速度が高く、かつ別途検出さ
れる電動機電流又は負荷の大きさを代表する量の値が小
さいモード（第１のモードと呼ぶ）のときは、前記調節
手段の調節出力を、磁化電流の補正を行う磁化電流補正
手段に与え、第１のモード以外のモード（第２のモード
と呼ぶ）のときは、第１のモードから第２のモードに移
行する直前における前記調節手段の調節出力を記憶する
記憶手段を介して、記憶された該調節出力を前記磁化電
流補正手段に与えるようにしたことを特徴とする誘導電
動機の制御方式。