JP3153654B2 - 誘導電動機制御装置 - Google Patents
誘導電動機制御装置Info
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は多相誘導電動機の一次イ
ンピ―ダンスを検出する誘導電動機制御装置に関する。
ンピ―ダンスを検出する誘導電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５に三相誘導電動機の一相当りの等価
回路を示す。ｒ１は一次抵抗、ｘ１は一次漏れリアクタ
ンスと称しこれらのベクトル和を一次インピ―ダンスと
称す。また、ｘ２を二次漏れリアクタンス、ｒ２を二次
抵抗、ｘＭを励磁リアクタンスと称す。ｘＭに流れる電
流は励磁電流と等価である。可変電圧可変周波数電源に
て三相誘導電動機に電力を供給する場合、以下のことが
らが、指摘されている。
回路を示す。ｒ１は一次抵抗、ｘ１は一次漏れリアクタ
ンスと称しこれらのベクトル和を一次インピ―ダンスと
称す。また、ｘ２を二次漏れリアクタンス、ｒ２を二次
抵抗、ｘＭを励磁リアクタンスと称す。ｘＭに流れる電
流は励磁電流と等価である。可変電圧可変周波数電源に
て三相誘導電動機に電力を供給する場合、以下のことが
らが、指摘されている。
【０００３】すなわち、可変電圧可変周波数電源にて三
相誘導電動機に電力を供給する場合、一次電圧Ｖと周波
数ｆの比を一定に保つ、いわゆるＶ／ｆ一定制御が広く
行われているが、周波数が低くなると、一次インピ―ダ
ンスの電圧降下分の影響が顕著になり、励磁リアクタン
スの両端の励磁電圧Ｅと周波数ｆの比Ｅ／ｆが小さくな
るため磁束が減少し、出力トルクが低下する。一次イン
ピ―ダンスの電圧降下分を補正する事によりＥ／ｆが一
定になり、磁束が一定に保たれ上記トルクの低下を防止
できる。
相誘導電動機に電力を供給する場合、一次電圧Ｖと周波
数ｆの比を一定に保つ、いわゆるＶ／ｆ一定制御が広く
行われているが、周波数が低くなると、一次インピ―ダ
ンスの電圧降下分の影響が顕著になり、励磁リアクタン
スの両端の励磁電圧Ｅと周波数ｆの比Ｅ／ｆが小さくな
るため磁束が減少し、出力トルクが低下する。一次イン
ピ―ダンスの電圧降下分を補正する事によりＥ／ｆが一
定になり、磁束が一定に保たれ上記トルクの低下を防止
できる。
【０００４】以上のように、Ｅ／ｆを一定に制御するＥ
／ｆ一定制御において、一次インピ―ダンスの値を計測
する事が必要である。従来は、ＪＥＣ−３７で規定する
方法が広く用いられている。ＪＥＣ−３７の方法に付い
て以下に説明する。
／ｆ一定制御において、一次インピ―ダンスの値を計測
する事が必要である。従来は、ＪＥＣ−３７で規定する
方法が広く用いられている。ＪＥＣ−３７の方法に付い
て以下に説明する。
【０００５】一次抵抗ｒ１は、各相の巻き線に直接直流
電圧Ｖを印加し、その時に流れる電流ｉより、（１）式
でもとまる。通常はこの抵抗値ｒ１を７５℃の時の値に
換算するように規定されている。
電圧Ｖを印加し、その時に流れる電流ｉより、（１）式
でもとまる。通常はこの抵抗値ｒ１を７５℃の時の値に
換算するように規定されている。
【０００６】
【数１】 ｒ１＝Ｖ／ｉ （１）
【０００７】次に、一次漏れリアクタンスｘ１は、回転
子が回転しないように拘束した状態で、定格にほぼ等し
い電流Ｉs が流れるときの線間電圧Ｖs とそのときの入
力電力Ｗs より、（２）式と（３）式で得られる。
子が回転しないように拘束した状態で、定格にほぼ等し
い電流Ｉs が流れるときの線間電圧Ｖs とそのときの入
力電力Ｗs より、（２）式と（３）式で得られる。
【０００８】
【数２】
【０００９】
【数３】
【００１０】上式は、拘束時のリアクタンス分を単に二
分したものを一次リアクタンスにしており、拘束試験時
は等価回路の二次側のインピ―ダンスが励磁回路のイン
ピ―ダンスより十分小さいので励磁回路は無視できる。
また、一次漏れインダクタンスと二次漏れインダクタン
スは等しい、という仮定にもとずいて算出されている。
分したものを一次リアクタンスにしており、拘束試験時
は等価回路の二次側のインピ―ダンスが励磁回路のイン
ピ―ダンスより十分小さいので励磁回路は無視できる。
また、一次漏れインダクタンスと二次漏れインダクタン
スは等しい、という仮定にもとずいて算出されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】この従来の方法では、
一次巻き線に直流を流す試験と、回転子を拘束する試験
の二つの試験を行わなければならなかった。また、拘束
試験時は等価回路の二次側のインピ―ダンスが励磁回路
のインピ―ダンスより十分小さいので励磁回路は無視で
きる。また、一次漏れインダクタンスと二次漏れインダ
クタンスは等しい、という仮定にもとずいて一次漏れリ
アクタンスが算出されているので、測定した一次漏れリ
アクタンスに誤差を含んでいた。これらの問題点を解決
する方法を次に述べる。
一次巻き線に直流を流す試験と、回転子を拘束する試験
の二つの試験を行わなければならなかった。また、拘束
試験時は等価回路の二次側のインピ―ダンスが励磁回路
のインピ―ダンスより十分小さいので励磁回路は無視で
きる。また、一次漏れインダクタンスと二次漏れインダ
クタンスは等しい、という仮定にもとずいて一次漏れリ
アクタンスが算出されているので、測定した一次漏れリ
アクタンスに誤差を含んでいた。これらの問題点を解決
する方法を次に述べる。
【００１２】いま、誘導電動機に一次電圧ベクトルＶ′
を印加し、任意の負荷を駆動しているとする。この状態
で、ｒ１，ｘ１に流れる一次電流をステップ状にゼロに
すると、図５の等価回路を見て解るように、誘導電動機
の端子電圧には、励磁リアクタンスの両端の励磁電圧ベ
クトル電圧Ｅ′がそのまま発生する。電流を流している
時の端子電圧ベクトルＶ′と電流をゼロにしたときの電
圧ベクトルＥ′の差が一次電圧降下分なのでこの差電圧
ベクトルを電流を流している時の電流ベクトルｉ′で除
算したものが一次インピ―ダンスとなる。この関係より
一次抵抗ｒ１及び一次漏れリアクタンスｘ１は、（４）
式及び（５）式で得られる。
を印加し、任意の負荷を駆動しているとする。この状態
で、ｒ１，ｘ１に流れる一次電流をステップ状にゼロに
すると、図５の等価回路を見て解るように、誘導電動機
の端子電圧には、励磁リアクタンスの両端の励磁電圧ベ
クトル電圧Ｅ′がそのまま発生する。電流を流している
時の端子電圧ベクトルＶ′と電流をゼロにしたときの電
圧ベクトルＥ′の差が一次電圧降下分なのでこの差電圧
ベクトルを電流を流している時の電流ベクトルｉ′で除
算したものが一次インピ―ダンスとなる。この関係より
一次抵抗ｒ１及び一次漏れリアクタンスｘ１は、（４）
式及び（５）式で得られる。
【００１３】
【数４】 但し、φは一次電圧ベクトルＶ′と一次電流ベクトル
ｉ′とがなす角度差、δは一次電圧ベクトルＶ′と励磁
電圧ベクトルＥ′とがなす角度差である。
ｉ′とがなす角度差、δは一次電圧ベクトルＶ′と励磁
電圧ベクトルＥ′とがなす角度差である。
【００１４】本発明は、上記原理により、電源遮断機能
を備えた多相交流電源により誘導電動機に電力を供給し
ている任意の負荷状態で、電流を遮断する事により一次
インピ―ダンスを正確に計測することが可能な装置を提
供することを目的とする。
を備えた多相交流電源により誘導電動機に電力を供給し
ている任意の負荷状態で、電流を遮断する事により一次
インピ―ダンスを正確に計測することが可能な装置を提
供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明においては、誘導電動機に電力を供給する電
流遮断機能を有する交流電源を備えた誘導電動機制御装
置において、前記交流電源が出力する電圧の電圧振幅と
前記交流電源が出力する電流の振幅と前記電圧と電流と
の位相差と前記電流遮断機能により前記誘導電動機に流
れる電流を遮断したときの前記電圧の電圧位相の変化と
電圧振幅とを検出し、この検出値を用いて前記誘導電動
機の一次インピーダンスを計測する誘導電動機制御装置
を提供する。
に、本発明においては、誘導電動機に電力を供給する電
流遮断機能を有する交流電源を備えた誘導電動機制御装
置において、前記交流電源が出力する電圧の電圧振幅と
前記交流電源が出力する電流の振幅と前記電圧と電流と
の位相差と前記電流遮断機能により前記誘導電動機に流
れる電流を遮断したときの前記電圧の電圧位相の変化と
電圧振幅とを検出し、この検出値を用いて前記誘導電動
機の一次インピーダンスを計測する誘導電動機制御装置
を提供する。
【００１６】
【作用】このように構成されたものにおいては、誘導電
動機の任意の負荷状態で、多相交流電源の電流を遮断す
ることにより、一次インピ―ダンスを計測することが可
能になる。
動機の任意の負荷状態で、多相交流電源の電流を遮断す
ることにより、一次インピ―ダンスを計測することが可
能になる。
【００１７】また、この装置を可変電圧可変周波数電源
内に組み込み、一次インピ―ダンスの検出と一次インピ
―ダンスの電圧降下分を補正する機能を付加することに
より、一次インピ―ダンスが未知な誘導電動機に対して
も一次インピ―ダンスの影響を補正することができる可
変電圧可変周波数電源装置を構成する事が可能になる。
内に組み込み、一次インピ―ダンスの検出と一次インピ
―ダンスの電圧降下分を補正する機能を付加することに
より、一次インピ―ダンスが未知な誘導電動機に対して
も一次インピ―ダンスの影響を補正することができる可
変電圧可変周波数電源装置を構成する事が可能になる。
【００１８】
【実施例】図１は本発明の一実施例の概略図である。三
相交流電源１から三相誘導電動機２へ、遮断器３を介し
て電力が供給される。三相誘導電動機２に加えられる三
相の電圧及び電流は、それぞれ計器用変圧器４及び計器
用変流器５で検出し、一次インピ―ダンス計測回路６に
入力する。計測開始スイッチ７をオンすると計測開始信
号８の論理が１になり、遮断器３の接点が解放される。
計測開始スイッチ７はまた、一次インピ―ダンス計測回
路６に入力される。
相交流電源１から三相誘導電動機２へ、遮断器３を介し
て電力が供給される。三相誘導電動機２に加えられる三
相の電圧及び電流は、それぞれ計器用変圧器４及び計器
用変流器５で検出し、一次インピ―ダンス計測回路６に
入力する。計測開始スイッチ７をオンすると計測開始信
号８の論理が１になり、遮断器３の接点が解放される。
計測開始スイッチ７はまた、一次インピ―ダンス計測回
路６に入力される。
【００１９】図２は、図１の一次インピ―ダンス計測回
路の詳細図である。計器用変圧器４で検出された３相交
流電圧は３相２相変換回路９Ａに入力される。３相２相
変換回路９Ａは振幅Ｖp を持った３相交流電圧Ｖp sin
θV ，Ｖp sin （θV −１２０°）、Ｖp sin （θV ＋
１２０°）を２相電圧Ｖp sin θV ，Ｖp cos θV に変
換する。カウンタ10より出力される電圧位相検出値θV
′をsin 関数発生器11、cos 関数発生器12に入力し得
られたデジタル量のsin θV ′，cos θV ′と前記２相
電圧Ｖp sin θV ，Ｖp cos θV から乗算器13Ａ，13
Ｂ，13Ｃ，13Ｄ及び減算器14Ａ，14ＢによりＶp sin Δ
θV ，Ｖp cos ΔθV を演算する。ここでΔθV は電圧
位相θV と電圧位相検出値θV ′の位相差である。
路の詳細図である。計器用変圧器４で検出された３相交
流電圧は３相２相変換回路９Ａに入力される。３相２相
変換回路９Ａは振幅Ｖp を持った３相交流電圧Ｖp sin
θV ，Ｖp sin （θV −１２０°）、Ｖp sin （θV ＋
１２０°）を２相電圧Ｖp sin θV ，Ｖp cos θV に変
換する。カウンタ10より出力される電圧位相検出値θV
′をsin 関数発生器11、cos 関数発生器12に入力し得
られたデジタル量のsin θV ′，cos θV ′と前記２相
電圧Ｖp sin θV ，Ｖp cos θV から乗算器13Ａ，13
Ｂ，13Ｃ，13Ｄ及び減算器14Ａ，14ＢによりＶp sin Δ
θV ，Ｖp cos ΔθV を演算する。ここでΔθV は電圧
位相θV と電圧位相検出値θV ′の位相差である。
【００２０】Ｖp sin ΔθV ，Ｖp cos ΔθV をそれぞ
れ除算器15Ａ，15Ｂにより電圧振幅Ｖp で除算し、sin
ΔθV ，cos ΔθV を得る。Ｖp sin ΔθV ，Ｖp cos
ΔθV にそれぞれsin ΔθV ，cos ΔθV を乗算器13
Ｅ，13Ｆを用いて乗算し、Ｖpsin 2 ΔθV ，Ｖp cos 2
ΔθV を得る。このふたつの和を加算器16Ａにより求
め電圧振幅Ｖp を検出する。
れ除算器15Ａ，15Ｂにより電圧振幅Ｖp で除算し、sin
ΔθV ，cos ΔθV を得る。Ｖp sin ΔθV ，Ｖp cos
ΔθV にそれぞれsin ΔθV ，cos ΔθV を乗算器13
Ｅ，13Ｆを用いて乗算し、Ｖpsin 2 ΔθV ，Ｖp cos 2
ΔθV を得る。このふたつの和を加算器16Ａにより求
め電圧振幅Ｖp を検出する。
【００２１】sin ΔθV はロ―パスフィルタ17に入力
し、その出力を比例積分増幅器18に入力し、sin ΔθV
がゼロになるように電圧制御発振器19の入力電圧を調節
する。このときの電圧制御発振器10の出力パルスをカウ
ンタ10でカウントし、デジタル量の電圧位相検出値θV
′を得る。sin ΔθV がゼロになるようにフェ―ズロ
ックル―プを構成しているので、電圧位相θV と電圧位
相検出値θV ′は等しくなるように制御される。
し、その出力を比例積分増幅器18に入力し、sin ΔθV
がゼロになるように電圧制御発振器19の入力電圧を調節
する。このときの電圧制御発振器10の出力パルスをカウ
ンタ10でカウントし、デジタル量の電圧位相検出値θV
′を得る。sin ΔθV がゼロになるようにフェ―ズロ
ックル―プを構成しているので、電圧位相θV と電圧位
相検出値θV ′は等しくなるように制御される。
【００２２】いま、図１の計測開始スイッチがオンさ
れ、遮断器の接点が開くと三相二相変換回路９Ａに入力
される三相電圧は、誘導電動機の端子電圧Ｖから、励磁
リアクタンスの両端の電圧Ｅに急変する。この時の電圧
Ｅの位相をθE とすると、計測開始スイッチ７がオンさ
れる前は、減算器14Ａの出力Ｖp sin ΔθV はゼロに制
御されているが、遮断器の接点を開いた瞬間、電圧位相
が急変すると、フェ―ズロックル―プの応答遅れのため
に、減算器14Ａの出力には、Ｅp sin （θE −θV ′）
が発生する。ここで、Ｅp は電圧Ｅの振幅である。この
信号は、時間経過と共にゼロに収束する。従って、減算
器14Ａの出力を反転器20で符号反転し、ピ―クホ―ルド
回路21Ａで最大値検出する事により、Ｅp sin δを得
る。但しδ＝θV −θE である。
れ、遮断器の接点が開くと三相二相変換回路９Ａに入力
される三相電圧は、誘導電動機の端子電圧Ｖから、励磁
リアクタンスの両端の電圧Ｅに急変する。この時の電圧
Ｅの位相をθE とすると、計測開始スイッチ７がオンさ
れる前は、減算器14Ａの出力Ｖp sin ΔθV はゼロに制
御されているが、遮断器の接点を開いた瞬間、電圧位相
が急変すると、フェ―ズロックル―プの応答遅れのため
に、減算器14Ａの出力には、Ｅp sin （θE −θV ′）
が発生する。ここで、Ｅp は電圧Ｅの振幅である。この
信号は、時間経過と共にゼロに収束する。従って、減算
器14Ａの出力を反転器20で符号反転し、ピ―クホ―ルド
回路21Ａで最大値検出する事により、Ｅp sin δを得
る。但しδ＝θV −θE である。
【００２３】また、計測開始スイッチ７がオンされる前
は、減算器14Ｂの出力Ｖp cos ΔθV はΔθV がゼロに
制御されているためＶp となっているが、遮断器の接点
を開いた瞬間、電圧位相の急変が急変すると、減算器14
Ａの出力には、Ｅp cos （θE −θV ′）が発生する。
この信号は、時間経過と共にＥp に収束する。従って、
減算器14Ａの出力をピ―クホ―ルド回路21Ｂで最小値検
出する事により、Ｅpcos δを得る。加算器16Ａより出
力される遮断器の接点が開く前の電圧振幅Ｖpの値は、
ホ―ルド回路22Ａにより計測開始信号の立ち上がりでホ
―ルドされる。
は、減算器14Ｂの出力Ｖp cos ΔθV はΔθV がゼロに
制御されているためＶp となっているが、遮断器の接点
を開いた瞬間、電圧位相の急変が急変すると、減算器14
Ａの出力には、Ｅp cos （θE −θV ′）が発生する。
この信号は、時間経過と共にＥp に収束する。従って、
減算器14Ａの出力をピ―クホ―ルド回路21Ｂで最小値検
出する事により、Ｅpcos δを得る。加算器16Ａより出
力される遮断器の接点が開く前の電圧振幅Ｖpの値は、
ホ―ルド回路22Ａにより計測開始信号の立ち上がりでホ
―ルドされる。
【００２４】計器用変流器５で検出された３相交流電流
は３相２相変換回路９Ｂに入力される。３相２相変換回
路９Ｂは振幅Ｉp を持った３相交流電流Ｉp sin θI ，
Ｉpsin （θI −１２０°）、Ｉp sin （θI ＋１２０
°）を２相電流Ｉp sin θI,Ip cos θI に変換する。s
in 関数発生器11，cos 関数発生器12から出力されるsin
θ′，cos θ′と前記２相電流Ｉp sin θI ，Ｉp cos
θI から乗算器13Ｅ，13Ｆ，13Ｇ，13Ｈ及び減算器14
Ｃ，14ＤによりＩp sin φ，Ｉp cos φを演算する。こ
こで図１の遮断器３の接点を解放するまでは、θとθ′
は等しくなるように制御しているので、φは電圧位相θ
V と電流位相θI の差である。
は３相２相変換回路９Ｂに入力される。３相２相変換回
路９Ｂは振幅Ｉp を持った３相交流電流Ｉp sin θI ，
Ｉpsin （θI −１２０°）、Ｉp sin （θI ＋１２０
°）を２相電流Ｉp sin θI,Ip cos θI に変換する。s
in 関数発生器11，cos 関数発生器12から出力されるsin
θ′，cos θ′と前記２相電流Ｉp sin θI ，Ｉp cos
θI から乗算器13Ｅ，13Ｆ，13Ｇ，13Ｈ及び減算器14
Ｃ，14ＤによりＩp sin φ，Ｉp cos φを演算する。こ
こで図１の遮断器３の接点を解放するまでは、θとθ′
は等しくなるように制御しているので、φは電圧位相θ
V と電流位相θI の差である。
【００２５】Ｉp sin φ，Ｉp cos φをそれぞれ除算器
15Ｃ，15Ｄにより電流振幅Ｉp で除算し、sin φ，cos
φを得る。Ｉp sin φ，Ｉp cos φにそれぞれsin φ，
cosφを乗算器13Ｇ，13Ｈを用いて乗算し、Ｉp sin 2
φ，Ｉp cos 2 φを得る。このふたつの和を加算器16Ｂ
により求め電圧振幅Ｉp を検出する。sin φ，cos φ，
Ｉp の各信号は、それぞれホ―ルド回路22Ｂ，22Ｃ，22
Ｄにより、計測開始信号の立ち上がりでホ―ルドされ
る。
15Ｃ，15Ｄにより電流振幅Ｉp で除算し、sin φ，cos
φを得る。Ｉp sin φ，Ｉp cos φにそれぞれsin φ，
cosφを乗算器13Ｇ，13Ｈを用いて乗算し、Ｉp sin 2
φ，Ｉp cos 2 φを得る。このふたつの和を加算器16Ｂ
により求め電圧振幅Ｉp を検出する。sin φ，cos φ，
Ｉp の各信号は、それぞれホ―ルド回路22Ｂ，22Ｃ，22
Ｄにより、計測開始信号の立ち上がりでホ―ルドされ
る。
【００２６】ＣＰＵ23は、ピ―クホ―ルド回路21Ａ，21
Ｂ，及びホ―ルド回路22Ａ，22Ｂ，22Ｃ，22Ｄの出力信
号をアナログデジタル変換し（６）式、（７）式の演算
を行い、一次抵抗ｒ１，一次インダクタンスｘ１を算出
する。
Ｂ，及びホ―ルド回路22Ａ，22Ｂ，22Ｃ，22Ｄの出力信
号をアナログデジタル変換し（６）式、（７）式の演算
を行い、一次抵抗ｒ１，一次インダクタンスｘ１を算出
する。
【００２７】
【数５】 当然ながら、（６）式、（７）式の演算はＣＰＵを用い
ずにアナログ回路で構成してもよい。図３，図４に本発
明の他の実施例を示す。
ずにアナログ回路で構成してもよい。図３，図４に本発
明の他の実施例を示す。
【００２８】図３が図２と異なるところは、加算器の出
力Ｖp sin ΔθV をロ―パスフィルタ17に入力してフェ
―ズロックル―プを構成している点と、電圧振幅の検出
を減算器14Ｂの出力Ｖp cos ΔθV をホ―ルド回路22Ａ
で行っている点である。この図３の方法が動作上図２と
異なる点は、電圧振幅の大きさによりフェ―ズロックル
―プのゲインが変化してしまうと、フェ―ズロックル―
プが正常に動作しているときしか電圧振幅Ｖp の検出が
なされない点である。図３の方法も、電圧振幅Ｖp が大
きく変化しない場合は、実用上問題にならない。このほ
かに、電圧振幅Ｖp や、電流振幅Ｉp を検出する方法と
して、三相電圧や三相電流を全波整流する方法がある。
図４は図２及び図３の一次インピ―ダンス計測回路を直
流を交流に変換するインバ―タで誘導電動機を駆動する
場合に適用した例である。
力Ｖp sin ΔθV をロ―パスフィルタ17に入力してフェ
―ズロックル―プを構成している点と、電圧振幅の検出
を減算器14Ｂの出力Ｖp cos ΔθV をホ―ルド回路22Ａ
で行っている点である。この図３の方法が動作上図２と
異なる点は、電圧振幅の大きさによりフェ―ズロックル
―プのゲインが変化してしまうと、フェ―ズロックル―
プが正常に動作しているときしか電圧振幅Ｖp の検出が
なされない点である。図３の方法も、電圧振幅Ｖp が大
きく変化しない場合は、実用上問題にならない。このほ
かに、電圧振幅Ｖp や、電流振幅Ｉp を検出する方法と
して、三相電圧や三相電流を全波整流する方法がある。
図４は図２及び図３の一次インピ―ダンス計測回路を直
流を交流に変換するインバ―タで誘導電動機を駆動する
場合に適用した例である。
【００２９】ゲ―トパルス発生器24はベクトル演算器25
が出力する一次電圧ベクトルＶ′に相当したゲ―トパル
スをインバ―タ26に出力する。インバ―タ26は、このゲ
―トパルスに従い直流電圧源27が出力する直流電圧を一
次電圧ベクトルＶ′に相当する電圧に変換し、誘導電動
機２に出力する。この時の一次電圧と一次電流はそれぞ
れ計器用変圧器４と計器用整流器５で検出され一次イン
ピ―ダンス計測回路６に入力される。いま、インバ―タ
停止信号28の論理が１になるとゲ―トパルス発生器24は
インバ―タ25が電流を遮断するようにゲ―トパルスを出
力する。インバ―タ停止信号28は図１の計測開始信号に
代わって一次インピ―ダンス計測回路６に入力され、図
２及び図３で説明したように一次抵抗ｒ１と一次リアク
タンスｘ１が計測される。再度インバ―タ26を運転する
ときにこのように計測された一次抵抗ｒ１と一次リアク
タンスｘ１の値と励磁電圧ベクトル指令Ｅ′と検出した
電流ベクトルＩ′によりベクトル演算器25は（８）式に
従い一次電圧ベクトルＶ′を計算する。
が出力する一次電圧ベクトルＶ′に相当したゲ―トパル
スをインバ―タ26に出力する。インバ―タ26は、このゲ
―トパルスに従い直流電圧源27が出力する直流電圧を一
次電圧ベクトルＶ′に相当する電圧に変換し、誘導電動
機２に出力する。この時の一次電圧と一次電流はそれぞ
れ計器用変圧器４と計器用整流器５で検出され一次イン
ピ―ダンス計測回路６に入力される。いま、インバ―タ
停止信号28の論理が１になるとゲ―トパルス発生器24は
インバ―タ25が電流を遮断するようにゲ―トパルスを出
力する。インバ―タ停止信号28は図１の計測開始信号に
代わって一次インピ―ダンス計測回路６に入力され、図
２及び図３で説明したように一次抵抗ｒ１と一次リアク
タンスｘ１が計測される。再度インバ―タ26を運転する
ときにこのように計測された一次抵抗ｒ１と一次リアク
タンスｘ１の値と励磁電圧ベクトル指令Ｅ′と検出した
電流ベクトルＩ′によりベクトル演算器25は（８）式に
従い一次電圧ベクトルＶ′を計算する。
【００３０】
【数６】 Ｖ′＝（ｒ1 ＋ｊｘ1 ）Ｉ′＋Ｅ′ （８）
【００３１】誘導電動機２を除くこれらのを一つの装置
とすれば、一次インピ―ダンスの影響うけない誘導電動
機制御装置を構成できる。また、誘導電動機制御装置と
誘導電動機を接続するケ―ブルにインピ―ダンスがある
場合、誘導電動機の一次インピ―ダンスとケ―ブルのイ
ンピ―ダンスの総和を検出し、その影響を補正すること
が可能となる。
とすれば、一次インピ―ダンスの影響うけない誘導電動
機制御装置を構成できる。また、誘導電動機制御装置と
誘導電動機を接続するケ―ブルにインピ―ダンスがある
場合、誘導電動機の一次インピ―ダンスとケ―ブルのイ
ンピ―ダンスの総和を検出し、その影響を補正すること
が可能となる。
【００３２】
【発明の効果】本発明によれば、誘導電動機に流れる電
流を遮断するときに自動的に誘導電動機の一次インピ―
ダンスを計測することが可能となる。また、計測された
一次インピ―ダンスを用い誘導電動機の制御装置が、誘
導電動機の一次インピ―ダンスの影響を補正することが
可能となる。
流を遮断するときに自動的に誘導電動機の一次インピ―
ダンスを計測することが可能となる。また、計測された
一次インピ―ダンスを用い誘導電動機の制御装置が、誘
導電動機の一次インピ―ダンスの影響を補正することが
可能となる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図
【図２】図１の一次インピ―ダンス計測回路の詳細を示
すブロック図
すブロック図
【図３】図１の一次インピ―ダンス計測回路の他の詳細
を示すブロック図
を示すブロック図
【図４】本発明の他の実施例を示すブロック図
【図５】誘導電動機の一相当りの等価回路図
１…三相交流電源 ２…三相誘導電動機 ３…遮断器 ４…計器用変圧器 ５…計器用変流器 ６…一次インピ―ダンス
計測回路 ７…計測開始スイッチ ８…計測開始信号 ９…三相二相変換回路 10…カウンタ 11…sin 関数発生器 12…cos 関数発生器 13…乗算器 14…減算器 15…除算器 16…加算器 17…ロ―パスフィルタ 18…比例積分増幅器 19…電圧制御発信器 20…反転器 21…ピ―クホ―ルド回路 22…ホ―ルド回路 23…ＣＰＵ 24…ゲ―トパルス発生器 25…ゲ―トパルス発生器 26…インバ―タ 27…直流電圧源 28…インバ―タ停止信号
計測回路 ７…計測開始スイッチ ８…計測開始信号 ９…三相二相変換回路 10…カウンタ 11…sin 関数発生器 12…cos 関数発生器 13…乗算器 14…減算器 15…除算器 16…加算器 17…ロ―パスフィルタ 18…比例積分増幅器 19…電圧制御発信器 20…反転器 21…ピ―クホ―ルド回路 22…ホ―ルド回路 23…ＣＰＵ 24…ゲ―トパルス発生器 25…ゲ―トパルス発生器 26…インバ―タ 27…直流電圧源 28…インバ―タ停止信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 31/34
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導電動機に電力を供給する電流遮断機
能を有する交流電源を備えた誘導電動機制御装置におい
て、前記交流電源が出力する電圧の電圧振幅と前記交流
電源が出力する電流の振幅と前記電圧と電流との位相差
と前記電流遮断機能により前記誘導電動機に流れる電流
を遮断したときの前記電圧の電圧位相の変化と電圧振幅
とを検出し、この検出値を用いて前記誘導電動機の一次
インピーダンスを計測する誘導電動機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31669992A JP3153654B2 (ja) | 1992-11-26 | 1992-11-26 | 誘導電動機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31669992A JP3153654B2 (ja) | 1992-11-26 | 1992-11-26 | 誘導電動機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06160497A JPH06160497A (ja) | 1994-06-07 |
| JP3153654B2 true JP3153654B2 (ja) | 2001-04-09 |
Family
ID=18079919
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31669992A Expired - Lifetime JP3153654B2 (ja) | 1992-11-26 | 1992-11-26 | 誘導電動機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3153654B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102565706B (zh) * | 2012-01-19 | 2014-04-02 | 天津清源电动车辆有限责任公司 | 电动汽车电机测试用直流控制系统 |
-
1992
- 1992-11-26 JP JP31669992A patent/JP3153654B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06160497A (ja) | 1994-06-07 |
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