JP3503893B2 - ステッピングモータの制御方式及び駆動装置 - Google Patents
ステッピングモータの制御方式及び駆動装置Info
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Description
【０００１】［産業上の利用分野］本発明は，位置及び
速度を制御するためのステッピングモータ駆動回路制御
方式，及びステッピングモータの駆動装置に関する。
速度を制御するためのステッピングモータ駆動回路制御
方式，及びステッピングモータの駆動装置に関する。
【０００２】［従来技術］装置の高機能化に伴いモータ
は低振動で広範囲に亘り回転できることが求められてい
るが，ステッピングモータは各巻線の電流通電状態を外
部より加える指令パルスの印加毎に切り替えることで回
転するため，通電条件の切り替えに伴う振動の発生及び
脱調が問題となっている。振動低減のために，パルス幅
変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）のインバータを用い
て巻線通電電流を滑らかに変化させるマイクロステップ
駆動が振動低減策として一般的である。更に，脱調を防
ぐために，ロータ回転角度を検出する角度検出器を具備
し脱調限界に於ける適正な励磁条件を選択する制御方式
が提案されている。
は低振動で広範囲に亘り回転できることが求められてい
るが，ステッピングモータは各巻線の電流通電状態を外
部より加える指令パルスの印加毎に切り替えることで回
転するため，通電条件の切り替えに伴う振動の発生及び
脱調が問題となっている。振動低減のために，パルス幅
変調方式（以下ＰＷＭ方式と記す）のインバータを用い
て巻線通電電流を滑らかに変化させるマイクロステップ
駆動が振動低減策として一般的である。更に，脱調を防
ぐために，ロータ回転角度を検出する角度検出器を具備
し脱調限界に於ける適正な励磁条件を選択する制御方式
が提案されている。
【０００３】マイクロステップ機能と脱調回避を実現す
るために，例えば特開平６−２２５５９５記載の通り，
各相電流をｄｑ回転座標系に変換し，モータ電流の制御
を回転座標系で取り扱う制御装置がある。特開平６−２
２５５９５記載方式では，図５に示す構成図の如くステ
ッピングモータが永久磁石形同期モータと同一モデルで
あるという前提で，ステッピングモータにエンコーダを
接続し，電流制御，速度制御，位置制御の各閉ループ制
御系を構成しこれらをｄｑ回転座標系に変換し位置制御
を実現する具体的手法が記載されている。また，制御構
成の簡略化を目的に，ｄｑ軸成分の非干渉要素の省略
と，電流指令を直接ｄｑ軸上で与えることが明記されて
いる。
るために，例えば特開平６−２２５５９５記載の通り，
各相電流をｄｑ回転座標系に変換し，モータ電流の制御
を回転座標系で取り扱う制御装置がある。特開平６−２
２５５９５記載方式では，図５に示す構成図の如くステ
ッピングモータが永久磁石形同期モータと同一モデルで
あるという前提で，ステッピングモータにエンコーダを
接続し，電流制御，速度制御，位置制御の各閉ループ制
御系を構成しこれらをｄｑ回転座標系に変換し位置制御
を実現する具体的手法が記載されている。また，制御構
成の簡略化を目的に，ｄｑ軸成分の非干渉要素の省略
と，電流指令を直接ｄｑ軸上で与えることが明記されて
いる。
【０００４】しかし，ステッピングモータは磁極対数が
多く，電流基本周波数ωｒｅが他の制御用モータに比べ
て高いという特徴がある。モータ回転角周波数ωｒに対
しモータ極対数をＰとしたとき，ωｒｅ＝ωｒ＊Ｐであ
るから，例えば，フルステップ角１．８度の２相ステッ
ピングモータではモータ極対数は５０（１００極）であ
り，例えば回転数３０００ｒ／ｍｉｎ時にはモータ基本
角周波数が２．５ｋＨｚとなる。これに対して一般的な
制御用永久磁石形同期モータであるＡＣサーボモータで
は極対数が１から５（極数は２から１０）程度であるか
ら，ステッピングモータはＡＣサーボモータに比べ１０
倍以上の角周波数である。このため，ステッピングモー
タは同一構造とされる永久磁石形同期モータと同様の制
御回路で構成した場合，電流制御器の応答性の限界から
速度の上昇とともに電流制御器ゲインが低下しモータ電
流の制御誤差が増大するという問題がある。また，モー
タは速度起電力Ｅｅｍｆを発生するから，モータ回転数
の上昇により該Ｅｅｍｆが印加電圧に拮抗するか，印加
電圧を超える回転数に於いてモータ電流を制御すること
ができない状態が発生する。つまり，特開平６−２２５
５９５記載方式によるステッピングモータの制御方式に
対し印加電圧の限られた実際の装置では，回転数の上昇
につれ電流を制御することが困難になり，更にはモータ
電流を制御できない状態が発生する。
多く，電流基本周波数ωｒｅが他の制御用モータに比べ
て高いという特徴がある。モータ回転角周波数ωｒに対
しモータ極対数をＰとしたとき，ωｒｅ＝ωｒ＊Ｐであ
るから，例えば，フルステップ角１．８度の２相ステッ
ピングモータではモータ極対数は５０（１００極）であ
り，例えば回転数３０００ｒ／ｍｉｎ時にはモータ基本
角周波数が２．５ｋＨｚとなる。これに対して一般的な
制御用永久磁石形同期モータであるＡＣサーボモータで
は極対数が１から５（極数は２から１０）程度であるか
ら，ステッピングモータはＡＣサーボモータに比べ１０
倍以上の角周波数である。このため，ステッピングモー
タは同一構造とされる永久磁石形同期モータと同様の制
御回路で構成した場合，電流制御器の応答性の限界から
速度の上昇とともに電流制御器ゲインが低下しモータ電
流の制御誤差が増大するという問題がある。また，モー
タは速度起電力Ｅｅｍｆを発生するから，モータ回転数
の上昇により該Ｅｅｍｆが印加電圧に拮抗するか，印加
電圧を超える回転数に於いてモータ電流を制御すること
ができない状態が発生する。つまり，特開平６−２２５
５９５記載方式によるステッピングモータの制御方式に
対し印加電圧の限られた実際の装置では，回転数の上昇
につれ電流を制御することが困難になり，更にはモータ
電流を制御できない状態が発生する。
【０００５】特開平６−２２５５９５記載方式に対し
て，例えば１９９５年一月発行の文献「ＩＥＥ ＰＲＯ
Ｃ．−Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ．１４２，Ｎ
ｏ．１」（以下ＩＥＥ文献と記す）に記載されているよ
うに，モータ励磁角度を制御する方式が考えられる。該
文献によると，インクリメンタルエンコーダを用いて，
通常状態ではステッピングモータを開ループ制御で駆動
し，パルス指令とエンコーダによるモータ実位置の差で
ある位置偏差の値に応じて励磁タイミングを変更し，高
速回転を実現することができる。該ＩＥＥ文献では，巻
線インダクタンスのためにモータ励磁電流が印加電圧に
対して遅相となることを見込んで，モータ励磁タイミン
グを指令位置よりも進める操作を行い安定な制御系を簡
単な構成で実現している。励磁条件は，位置偏差とモー
タ回転数を入力値として決定しているが，励磁条件の決
定と励磁の進角度は，進角度を変更したときのモータ回
転数対最大トルク発生条件を実験で求め決定しており，
モータの仕様変化や負荷トルクの変化を吸収する要素が
明記されていない。このため，モータ仕様毎に適正条件
を測定する必要がある。
て，例えば１９９５年一月発行の文献「ＩＥＥ ＰＲＯ
Ｃ．−Ｐｏｗｅｒ Ａｐｐｌ．，Ｖｏｌ．１４２，Ｎ
ｏ．１」（以下ＩＥＥ文献と記す）に記載されているよ
うに，モータ励磁角度を制御する方式が考えられる。該
文献によると，インクリメンタルエンコーダを用いて，
通常状態ではステッピングモータを開ループ制御で駆動
し，パルス指令とエンコーダによるモータ実位置の差で
ある位置偏差の値に応じて励磁タイミングを変更し，高
速回転を実現することができる。該ＩＥＥ文献では，巻
線インダクタンスのためにモータ励磁電流が印加電圧に
対して遅相となることを見込んで，モータ励磁タイミン
グを指令位置よりも進める操作を行い安定な制御系を簡
単な構成で実現している。励磁条件は，位置偏差とモー
タ回転数を入力値として決定しているが，励磁条件の決
定と励磁の進角度は，進角度を変更したときのモータ回
転数対最大トルク発生条件を実験で求め決定しており，
モータの仕様変化や負荷トルクの変化を吸収する要素が
明記されていない。このため，モータ仕様毎に適正条件
を測定する必要がある。
【０００６】［発明が解決しようとする課題］即ち，従
来の定電流制御機能を有し角度検出器を具備したステッ
ピングモータのマイクロステップ駆動装置に於いて，ス
テッピングモータを高速域まで回転制御するためにモー
タの電流を制御する方式では処理速度に限界があり，し
かも構成が複雑であるという問題があった。また，進角
度制御を行う別の従来方式に於いて，ステッピングモー
タの定数変更に対応するために事前にモータ特性を調査
把握する必要があり，且つ，負荷トルクの変化に応じて
進角度を制御することが困難であった。本発明は，ステ
ッピングモータのマイクロステップ駆動ドライバに於い
て，高速回転域までの制御を安定に実現することを目的
としている。
来の定電流制御機能を有し角度検出器を具備したステッ
ピングモータのマイクロステップ駆動装置に於いて，ス
テッピングモータを高速域まで回転制御するためにモー
タの電流を制御する方式では処理速度に限界があり，し
かも構成が複雑であるという問題があった。また，進角
度制御を行う別の従来方式に於いて，ステッピングモー
タの定数変更に対応するために事前にモータ特性を調査
把握する必要があり，且つ，負荷トルクの変化に応じて
進角度を制御することが困難であった。本発明は，ステ
ッピングモータのマイクロステップ駆動ドライバに於い
て，高速回転域までの制御を安定に実現することを目的
としている。
【０００７】 ［問題を解決するための手段］ 上記
課題を解決するために本発明では，外部指令パルスの印
加毎にモータが歩進回転するステッピングモータ駆動装
置に於いて，モータの各相の電流を検出する電流検出器
と，巻線に階段状の電流を通電する為の電流制御部を含
むインバータと，永久磁石を内包するステッピングモー
タに対してロータ回転角度を検出する角度検出器と，該
電流検出器で検出したモータ電流を，ロータの磁束方向
をｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする回転座標系
へ変換する座標変換器を備え，回転座標系で電流を制御
するステッピングモータの制御装置に於いて，モータの
速度起電力をＥｅｍｆ，モータ回転角周波数をωｒ，モ
ータ極対数をＰ，モータインダクタンスをＬ，巻線抵抗
をＲ，巻線インピーダンスをＺ，モータ電流のｑ軸方向
成分をＩｑとしたとき，
課題を解決するために本発明では，外部指令パルスの印
加毎にモータが歩進回転するステッピングモータ駆動装
置に於いて，モータの各相の電流を検出する電流検出器
と，巻線に階段状の電流を通電する為の電流制御部を含
むインバータと，永久磁石を内包するステッピングモー
タに対してロータ回転角度を検出する角度検出器と，該
電流検出器で検出したモータ電流を，ロータの磁束方向
をｄ軸，該ｄ軸と直交する方向をｑ軸とする回転座標系
へ変換する座標変換器を備え，回転座標系で電流を制御
するステッピングモータの制御装置に於いて，モータの
速度起電力をＥｅｍｆ，モータ回転角周波数をωｒ，モ
ータ極対数をＰ，モータインダクタンスをＬ，巻線抵抗
をＲ，巻線インピーダンスをＺ，モータ電流のｑ軸方向
成分をＩｑとしたとき，
【数式１Ａ】
なる角度γだけｄ軸より位相の進んだ電流を通電するよ
うにインバータ出力電圧の位相を制御するように構成す
る。但し，インダクタンスのｄ軸成分Ｌｄとｑ軸成分Ｌ
ｑはともに等しいものとしてＬｄ＝Ｌｑ＝Ｌとした。
うにインバータ出力電圧の位相を制御するように構成す
る。但し，インダクタンスのｄ軸成分Ｌｄとｑ軸成分Ｌ
ｑはともに等しいものとしてＬｄ＝Ｌｑ＝Ｌとした。
【０００８】また，出力電圧の位相を制御するにあた
り，電流制御器の出力が飽和することにより電流を制御
できなくなることがあるため，速度起電力と印加電圧の
関係から定めた速度に達した場合，電流制御部の機能を
停止し出力を固定して，角度γだけｄ軸より位相の進ん
だインバータ出力電圧を発生するようにモータ印加電圧
の位相を制御する。
り，電流制御器の出力が飽和することにより電流を制御
できなくなることがあるため，速度起電力と印加電圧の
関係から定めた速度に達した場合，電流制御部の機能を
停止し出力を固定して，角度γだけｄ軸より位相の進ん
だインバータ出力電圧を発生するようにモータ印加電圧
の位相を制御する。
【０００９】また，出力電圧の位相を制御するにあた
り，電流制御器の出力が飽和することにより電流を制御
できなくなることがあるため，電流制御器の出力値を検
出し，該電流制御器の出力が飽和もしくは予め設定した
出力レベルを超えた場合，電流制御部の機能を停止し出
力を固定して，角度γだけｄ軸より位相の進んだインバ
ータ出力電圧を発生するようにモータ印加電圧の位相を
制御する。
り，電流制御器の出力が飽和することにより電流を制御
できなくなることがあるため，電流制御器の出力値を検
出し，該電流制御器の出力が飽和もしくは予め設定した
出力レベルを超えた場合，電流制御部の機能を停止し出
力を固定して，角度γだけｄ軸より位相の進んだインバ
ータ出力電圧を発生するようにモータ印加電圧の位相を
制御する。
【００１０】上記内容の根拠を，ステッピングモータの
動作内容の検討を含めて以下に詳述する。 モータ印加
電圧の大きさをＶ０とし，そのｄ軸及びｑ軸成分をｖｄ
及びｖｑとする。また，モータ巻線電流の大きさをＩ０
として，そのｄ軸及びｑ軸成分をｉｄ及びｉｑとする
と，（２）（３）式の関係が成り立つ。
動作内容の検討を含めて以下に詳述する。 モータ印加
電圧の大きさをＶ０とし，そのｄ軸及びｑ軸成分をｖｄ
及びｖｑとする。また，モータ巻線電流の大きさをＩ０
として，そのｄ軸及びｑ軸成分をｉｄ及びｉｑとする
と，（２）（３）式の関係が成り立つ。
【数式２】
【数式３】
ｖｄ，ｖｑに関して，モータの電圧方程式は（４）式の
通りとなる。
通りとなる。
【数式４】
但し，ｐは微分演算子，Ｌｄは巻線インダクタンスのｄ
軸成分，Ｌｑは巻線インダクタンスのｑ軸成分，Ｒは巻
線抵抗，ωｒｅはモータの電流基本周波数，Φｍはモー
タ磁束を表わす。ここで，高速回転に於ける定常状態を
考え，ｐＬｄ＝ｐＬｑ＝０，Ｒ≪ωｒｅＬと置いて
（４）式を近似すると（５）（６）式が得られる。
軸成分，Ｌｑは巻線インダクタンスのｑ軸成分，Ｒは巻
線抵抗，ωｒｅはモータの電流基本周波数，Φｍはモー
タ磁束を表わす。ここで，高速回転に於ける定常状態を
考え，ｐＬｄ＝ｐＬｑ＝０，Ｒ≪ωｒｅＬと置いて
（４）式を近似すると（５）（６）式が得られる。
【数式５】
【数式６】
（５）式，（６）式を（２）（３）式に代入して，
（７）式を得る。
（７）式を得る。
【数式７】
【００１１】（７）式に於いて，通常電源電圧は一定で
あるからモータの最大印加電圧はＶ０以下となる。ωｒ
ｅΦは速度起電力である。（７）式に於いて，ωｒｅΦ
＞Ｖ０の場合についてモータ内部電圧の関係を図５に示
す。図５に於いて，モータ印加電圧Ｖ０はｄ軸方向のリ
アクタンス降下ωｒｅＬｑｉｑである線分ＡＣとｑ軸方
向のリアクタンス降下ωｒｅＬｄｉｄである線分ＣＢ及
びｑ軸方向の速度起電力の逆方向分−ωｒｅΦである線
分ＯＡのベクトル合成値線分ＯＢとなる。円Ｐは半径が
Ｖ０の円を示す。図５は，モータの印加電圧位相を制御
することで，速度起電力が電源電圧を超える回転数まで
制御できることを示すものである。
あるからモータの最大印加電圧はＶ０以下となる。ωｒ
ｅΦは速度起電力である。（７）式に於いて，ωｒｅΦ
＞Ｖ０の場合についてモータ内部電圧の関係を図５に示
す。図５に於いて，モータ印加電圧Ｖ０はｄ軸方向のリ
アクタンス降下ωｒｅＬｑｉｑである線分ＡＣとｑ軸方
向のリアクタンス降下ωｒｅＬｄｉｄである線分ＣＢ及
びｑ軸方向の速度起電力の逆方向分−ωｒｅΦである線
分ＯＡのベクトル合成値線分ＯＢとなる。円Ｐは半径が
Ｖ０の円を示す。図５は，モータの印加電圧位相を制御
することで，速度起電力が電源電圧を超える回転数まで
制御できることを示すものである。
【００１２】本発明は図３にある電圧角ψを（１）式の
通りｄ軸を基準とした角度γに取るものである。
（１）式は，高速回転に於ける定常状態を考え，ｐＬｄ
＝ｐＬｑ＝０と置いて（４）式を近似すると（８）式が
得られる。
通りｄ軸を基準とした角度γに取るものである。
（１）式は，高速回転に於ける定常状態を考え，ｐＬｄ
＝ｐＬｑ＝０と置いて（４）式を近似すると（８）式が
得られる。
【数式８】
（８）式からｑ軸電流ｉｑを求めると（９）式を得る。
【数式９】
ここで，与条件から（１０）から（１４）式の関係が成
り立つものとする。
り立つものとする。
【数式１０】
【数式１１】
【数式１２】
【数式１３】
【数式１４】
モータ発生トルクＴがｉｑに比例するものとして比例定
数をｋｔと置けば，
数をｋｔと置けば，
【数式１５】
よってγは，
【数式１６】
ここで，極対数Ｐ，抵抗Ｒ，インダクタンスＬは既知の
値とすることができるから，ｑ軸電流モータ回転角周波
数ωｒによってγを決定することができる。
値とすることができるから，ｑ軸電流モータ回転角周波
数ωｒによってγを決定することができる。
【００１３】
【作用】本発明によるステッピングモータの制御装置
は，ステッピングモータの挙動に対して，速度，及び負
荷トルクの変化に対応して高速領域までモータ回転を維
持することができる。また，ステッピングモータの励磁
角度を制御するものであるから，位置，速度制御器が不
要で，従来のＡＣサーボモータに比べ調整要素が少ない
という特徴も併せ持つ。
は，ステッピングモータの挙動に対して，速度，及び負
荷トルクの変化に対応して高速領域までモータ回転を維
持することができる。また，ステッピングモータの励磁
角度を制御するものであるから，位置，速度制御器が不
要で，従来のＡＣサーボモータに比べ調整要素が少ない
という特徴も併せ持つ。
【００１４】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例である。図１に
於いて，ステッピングモータ８０に対してＰＷＭインバ
ータ７０でモータに所定の電圧を印加しモータを回転さ
せる。インバータ７０の指令は，電流検出器５５，５６
で検出したモータ相電流ｉαｆ，ｉβｆを第１の座標変
換器６１で回転座標系電流ｉｄｆ，ｉｑｆに変換した
後，ｄｑ座標軸上でｄ軸電流指令入力端子３１，ｑ軸電
流指令入力端子３２に加えられるｄ軸電流指令ｉｄ＊，
ｑ軸電流指令ｉｑ＊との差分即ち電流偏差をｄｑ軸独立
の電流制御器５３，５４で増幅し，第２の座標変換器６
２で回転座標系から固定座標系へ変換したものである。
第１の座標変換器は，ステッピングモータ８０の回転軸
に接続されたエンコーダ９０の信号を角度演算器９１に
よって回転角度に変換した角度検出信号θｆを用いてｄ
ｑ変換を行う。第２の座標変換器６２は，角度指令入力
端子１０に加えられる角度指令θ＊，角度検出信号θ
ｆ，ｑ軸電流検出信号ｉｑｆを入力とし，補正角度指令
を発生する進角制御器の出力θｒを用いる。
於いて，ステッピングモータ８０に対してＰＷＭインバ
ータ７０でモータに所定の電圧を印加しモータを回転さ
せる。インバータ７０の指令は，電流検出器５５，５６
で検出したモータ相電流ｉαｆ，ｉβｆを第１の座標変
換器６１で回転座標系電流ｉｄｆ，ｉｑｆに変換した
後，ｄｑ座標軸上でｄ軸電流指令入力端子３１，ｑ軸電
流指令入力端子３２に加えられるｄ軸電流指令ｉｄ＊，
ｑ軸電流指令ｉｑ＊との差分即ち電流偏差をｄｑ軸独立
の電流制御器５３，５４で増幅し，第２の座標変換器６
２で回転座標系から固定座標系へ変換したものである。
第１の座標変換器は，ステッピングモータ８０の回転軸
に接続されたエンコーダ９０の信号を角度演算器９１に
よって回転角度に変換した角度検出信号θｆを用いてｄ
ｑ変換を行う。第２の座標変換器６２は，角度指令入力
端子１０に加えられる角度指令θ＊，角度検出信号θ
ｆ，ｑ軸電流検出信号ｉｑｆを入力とし，補正角度指令
を発生する進角制御器の出力θｒを用いる。
【００１５】進角制御器２０の内容を図２に詳述する。
図２に於いて，進角制御器２０は，角度検出信号θｆか
ら速度検出器２３を用いて回転角速度ωｒを演算し，該
ωｒとｑ軸電流検出信号ｉｑｆを用いて，（１）式演算
部２４で補正角度信号γを演算し，該角度指令θ＊と該
角度検出信号θｒの差分である位置偏差と該補正角度信
号γ，及び角度検出信号θｆを加算器２７で加算し補正
角度指令θｒを得るものである。
図２に於いて，進角制御器２０は，角度検出信号θｆか
ら速度検出器２３を用いて回転角速度ωｒを演算し，該
ωｒとｑ軸電流検出信号ｉｑｆを用いて，（１）式演算
部２４で補正角度信号γを演算し，該角度指令θ＊と該
角度検出信号θｒの差分である位置偏差と該補正角度信
号γ，及び角度検出信号θｆを加算器２７で加算し補正
角度指令θｒを得るものである。
【００１６】図３は本発明の第２の実施例である。図３
に於いて，図１，図２と共通部分は同一の番号を付記し
た。図３は，電流指令切り替え判定器４３で電流制御器
出力を切り替えスイッチ４１，４２で切り替えるように
したことが図１と異なっている。電流指令切り替え切り
替え判定器４３はモータの角速度検出信号の大きさが所
定値を超えたときに電流制御器出力即ち第２の座標変換
器の入力を固定値側に切り替えるように動作する。
に於いて，図１，図２と共通部分は同一の番号を付記し
た。図３は，電流指令切り替え判定器４３で電流制御器
出力を切り替えスイッチ４１，４２で切り替えるように
したことが図１と異なっている。電流指令切り替え切り
替え判定器４３はモータの角速度検出信号の大きさが所
定値を超えたときに電流制御器出力即ち第２の座標変換
器の入力を固定値側に切り替えるように動作する。
【００１７】図４は本発明の第３の実施例である。図４
に於いて，図１，図２及び図３と共通部分は同一の番号
を付記した。図４は，電流指令切り替え判定器４４で電
流制御器出力を電切り替えスイッチ４１，４２で切り替
えるようにしたことが図１と異なっている。電流指令切
り替え判定器４４は電流制御器の出力信号の大きさが所
定値を超えたときに電流制御器出力即ち第２の座標変換
器の入力を固定値側に切り替えるように動作する。尚，
本発明の実施例では角度検出器にエンコーダを用いてい
るが例えばレゾルバなどの相当性能のセンサであれば代
替が可能である。また，モータ軸直結のセンサである必
要もない。また，２相ステッピングモータについて詳述
したが，座標変換のを行うことで，多相ステッピングモ
ータに於いても本発明は適用可能である。
に於いて，図１，図２及び図３と共通部分は同一の番号
を付記した。図４は，電流指令切り替え判定器４４で電
流制御器出力を電切り替えスイッチ４１，４２で切り替
えるようにしたことが図１と異なっている。電流指令切
り替え判定器４４は電流制御器の出力信号の大きさが所
定値を超えたときに電流制御器出力即ち第２の座標変換
器の入力を固定値側に切り替えるように動作する。尚，
本発明の実施例では角度検出器にエンコーダを用いてい
るが例えばレゾルバなどの相当性能のセンサであれば代
替が可能である。また，モータ軸直結のセンサである必
要もない。また，２相ステッピングモータについて詳述
したが，座標変換のを行うことで，多相ステッピングモ
ータに於いても本発明は適用可能である。
【図１】本発明の第１の実施例である。
【図２】本発明の実施例に於ける進角制御器詳細説明図
である。
である。
【図３】本発明の第２の実施例である。
【図４】本発明の第３の実施例である。
【図５】ステッピングモータ動作説明用の電圧ベクトル
図である。
図である。
【図６】特開平６−２２５５９５記載の第１の従来例で
ある。
ある。
【図７】ＩＥＥ文献記載の第２の従来例である。
１０ 位置指令入力端子
１１ 位置指令
２０ 進角制御器
２１ 補正角度指令（θｒ）
２２ 角度補正値（λ）
２３ 速度検出器
２４ （１）式演算部
２５ 回転角速度検出値（ωｒ）
２６，２７ 加算器
３１ ｄ軸電流指令入力端子
３２ ｑ軸電流指令入力端子
３３ 第２の座標変換器固定信号入力端子（ｄ
軸） ３４ 第２の座標変換器固定信号入力端子（ｑ
軸） ４１ 第１の切り替えスイッチ（ｄ軸） ４２ 第２の切り替えスイッチ（ｑ軸） ４３ 第１の切り替え判定器 ４４ 第２の切り替え判定器 ５１，５２ 加算器 ５３ 第１の電流制御器（ｄ軸） ５４ 第２の電流制御器（ｑ軸） ５５ 第１の電流検出器（α軸） ５４ 第２の電流検出器（β軸） ６１ 第１の座標変換器（ｄｑ／αβ座標変換
器） ６２ 第２の座標変換器（αβ／ｄｑ座標変換
器） ６４ ｄ軸検出電流（ｉｄｆ） ６５ ｑ軸検出電流（ｉｑｆ） ７０ ＰＷＭインバータ ８０ ステッピングモータ ９０ エンコーダ ９１ 角度演算器 ９２ 角度検出信号 ９２ 角度検出信号 １０１〜１０５ 加算器 １１０ 位置制御器 １２０ 速度制御器 １３０ 座標変換器（ｄｑ／３相座標変換器） １４１，１４２ 電流制御器 １５０ ＰＷＭインバータ １６０ 速度，位置信号処理器 １７０ 三角関数発生器 ２１１ 指令及び帰還信号受信部 ２１２ 制御アルゴリズム実行部 ２１３ パルス信号発生器 ２１４ 速度判定器 ２１５ 位置偏差計数器 ２２０ トルク発生部 ２３０ ステッピングモータ動力部 ２４０ エンコーダ
軸） ３４ 第２の座標変換器固定信号入力端子（ｑ
軸） ４１ 第１の切り替えスイッチ（ｄ軸） ４２ 第２の切り替えスイッチ（ｑ軸） ４３ 第１の切り替え判定器 ４４ 第２の切り替え判定器 ５１，５２ 加算器 ５３ 第１の電流制御器（ｄ軸） ５４ 第２の電流制御器（ｑ軸） ５５ 第１の電流検出器（α軸） ５４ 第２の電流検出器（β軸） ６１ 第１の座標変換器（ｄｑ／αβ座標変換
器） ６２ 第２の座標変換器（αβ／ｄｑ座標変換
器） ６４ ｄ軸検出電流（ｉｄｆ） ６５ ｑ軸検出電流（ｉｑｆ） ７０ ＰＷＭインバータ ８０ ステッピングモータ ９０ エンコーダ ９１ 角度演算器 ９２ 角度検出信号 ９２ 角度検出信号 １０１〜１０５ 加算器 １１０ 位置制御器 １２０ 速度制御器 １３０ 座標変換器（ｄｑ／３相座標変換器） １４１，１４２ 電流制御器 １５０ ＰＷＭインバータ １６０ 速度，位置信号処理器 １７０ 三角関数発生器 ２１１ 指令及び帰還信号受信部 ２１２ 制御アルゴリズム実行部 ２１３ パルス信号発生器 ２１４ 速度判定器 ２１５ 位置偏差計数器 ２２０ トルク発生部 ２３０ ステッピングモータ動力部 ２４０ エンコーダ
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フロントページの続き
(72)発明者 河村 篤男
神奈川県横浜市泉区緑園２−23−３
(56)参考文献 特開 平６−225595（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−207799（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−251095（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−90554（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−225590（ＪＰ，Ａ)
特開2001−95296（ＪＰ，Ａ)
特開2001−95297（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 8/00
H02P 5/00 301
H02P 21/00
Claims (2)
- 【請求項１】 外部指令パルスの印加毎にモータが歩進
回転するステッピングモータ駆動装置であり，モータの
各相の電流を検出する電流検出器と，巻線に階段状の電
流を通電する為の電流制御部を含むインバータと，永久
磁石を内包するステッピングモータに対してロータ回転
角度を検出する角度検出器と，該電流検出器で検出した
モータ電流を，ロータの磁束方向をｄ軸，該ｄ軸と直交
する方向をｑ軸とする回転座標系へ変換する座標変換器
を備え，回転座標系で電流を制御するステッピングモー
タの制御装置に於いて，モータの速度起電力をＥｅｍ
ｆ，モータ回転角周波数をωｒ，モータ極対数をＰ，モ
ータインダクタンスをＬ，巻線抵抗をＲ，巻線インピー
ダンスをＺ，モータ電流のｑ軸方向成分をＩｑとしたと
き， 【数１】 なる角度γだけｄ軸より位相の進んだ電流を通電するよ
うにインバータ出力電圧の位相制御機能を有することを
特徴とするステッピングモータの駆動方式。 - 【請求項２】 電流制御部を有するステッピングモータ
の駆動装置において，電流制御部の出力値を固定し，
（１）式による角度γだけｄ軸より位相の進んだインバ
ータ出力電圧を発生するようにモータ印加電圧を制御す
るインバータ出力電圧の位相制御機能を有する１項記載
の方式によるステッピングモータの駆動装置。
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| JP2001234489A JP3503893B2 (ja) | 2001-08-02 | 2001-08-02 | ステッピングモータの制御方式及び駆動装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2001234489A JP3503893B2 (ja) | 2001-08-02 | 2001-08-02 | ステッピングモータの制御方式及び駆動装置 |
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| JP2003047293A JP2003047293A (ja) | 2003-02-14 |
| JP3503893B2 true JP3503893B2 (ja) | 2004-03-08 |
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| JP3938920B2 (ja) | 2004-04-02 | 2007-06-27 | 日本サーボ株式会社 | ステッピングモータの制御装置 |
-
2001
- 2001-08-02 JP JP2001234489A patent/JP3503893B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2003047293A (ja) | 2003-02-14 |
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