JPS58123395A - 同期電動機の制御方式 - Google Patents
同期電動機の制御方式Info
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- JPS58123395A JPS58123395A JP57005559A JP555982A JPS58123395A JP S58123395 A JPS58123395 A JP S58123395A JP 57005559 A JP57005559 A JP 57005559A JP 555982 A JP555982 A JP 555982A JP S58123395 A JPS58123395 A JP S58123395A
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- Japan
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- phase
- synchronous motor
- circuit
- speed
- wave
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
めることのできる制御方式に関する◇
同期電動機の内、回転界磁形のものは構成が簡単のため
、広く利用されている◇この回転界磁形の同期電動機は
電機子を固定子とし、界ざ極を回転子とするもので、固
定子巻線（電機予巻＊）に三相交流を通じることにより
回転磁界が生じ界磁極が該回転磁界に引っばられ回転磁
界と同一速度で回転する。
、広く利用されている◇この回転界磁形の同期電動機は
電機子を固定子とし、界ざ極を回転子とするもので、固
定子巻線（電機予巻＊）に三相交流を通じることにより
回転磁界が生じ界磁極が該回転磁界に引っばられ回転磁
界と同一速度で回転する。
一般に、分巻直流機のトルク発生メカニズムは第１図（
ａｌ、（ｂｌに示すように主磁束φに対し、常に電機子
を流１ａが直交するように整流子で電流の切換え動作を
行なっており、発止トルクＴＦｉ次式によって示され、
主磁束φが一定であれば該トルクＴは電機子電流１ａに
比例する。
ａｌ、（ｂｌに示すように主磁束φに対し、常に電機子
を流１ａが直交するように整流子で電流の切換え動作を
行なっており、発止トルクＴＦｉ次式によって示され、
主磁束φが一定であれば該トルクＴは電機子電流１ａに
比例する。
Ｔ＝にφｌａ （１）尚、第
１図において、ＦＭＦｉ界磁極、ＡＭｔｊアーマチェア
、ＡＷは電機子巻線である。
１図において、ＦＭＦｉ界磁極、ＡＭｔｊアーマチェア
、ＡＷは電機子巻線である。
さて、上記の関係を第２図に示す回転界磁形の同期電動
機に適用するならばφは界磁極ＰＭの主磁束ベクトルφ
３に、１ａｉｊ電機子巻線ＳＷの電流ベクトルＩｓにそ
れぞれ対応させることができ、同期電動機の発生トルク
゛ｌ゛は Ｔ ＝＝ ｋ’φ５ｌａｃｏｓθ （２
）となる。ここでθは同期電動機の等価回路である第３
図を参照すると電機子電流Ｉｓ と誘導起電圧Ｅｏの位
相差である。伺、第６図において、γａは電機予巻＠Ｓ
ＷＯ抵抗、Ｘｓは電機子反作用及び電機子漏れ磁束を考
慮した同期リアクタンスである。
機に適用するならばφは界磁極ＰＭの主磁束ベクトルφ
３に、１ａｉｊ電機子巻線ＳＷの電流ベクトルＩｓにそ
れぞれ対応させることができ、同期電動機の発生トルク
゛ｌ゛は Ｔ ＝＝ ｋ’φ５ｌａｃｏｓθ （２
）となる。ここでθは同期電動機の等価回路である第３
図を参照すると電機子電流Ｉｓ と誘導起電圧Ｅｏの位
相差である。伺、第６図において、γａは電機予巻＠Ｓ
ＷＯ抵抗、Ｘｓは電機子反作用及び電機子漏れ磁束を考
慮した同期リアクタンスである。
従って、第４図のベクトル図に示す様に誘導起電圧ＥＯ
と電機子電流Ｉｓの位相を同相にすれば、換言すると主
磁束ｊｓと電機予電ｉ１ｓが直交するように制御すれば
（２）式で与えられるトルクＴ＃′ｉＴ ＝ ｋ′φｓ
ｌｓ （３）となり、全く直流
電動機のトルク発生と等価的に同期電動機を駆動でさる
０伺、■は端子電圧である０ そこで、誘導起電圧ＥＯの位相を検出すると共に、皺位
相を有する電流指令を発生し、この電流指令を同期電動
機の電機子巻線に印加すれば、直流電動機と等価的に該
同期電動機を駆動制御できる。伺、誘導起電圧ＥＯと主
磁束の位相が９０度ずれていることから、誘導起電圧Ｅ
Ｏの位相は主磁束換言すれば界磁極の位置から検出でき
る。
と電機子電流Ｉｓの位相を同相にすれば、換言すると主
磁束ｊｓと電機予電ｉ１ｓが直交するように制御すれば
（２）式で与えられるトルクＴ＃′ｉＴ ＝ ｋ′φｓ
ｌｓ （３）となり、全く直流
電動機のトルク発生と等価的に同期電動機を駆動でさる
０伺、■は端子電圧である０ そこで、誘導起電圧ＥＯの位相を検出すると共に、皺位
相を有する電流指令を発生し、この電流指令を同期電動
機の電機子巻線に印加すれば、直流電動機と等価的に該
同期電動機を駆動制御できる。伺、誘導起電圧ＥＯと主
磁束の位相が９０度ずれていることから、誘導起電圧Ｅ
Ｏの位相は主磁束換言すれば界磁極の位置から検出でき
る。
一方、同期電動機の電圧源の電圧値は有限であるから、
最大電圧値が定まってしまうと、同期電動機の最高速度
での出力トルクも自ずと定まってくる。このため、最高
速度での出力トルクを増大させるためには、より高い最
大電圧値の電圧源を用いねばならない。この電圧源では
一般には半導体の耐圧によってその最大電圧値が決定さ
れることから、より高い最大電圧値の電圧源は極めて高
価なものとなり、好ましくカい。又、逆に限られた最大
電圧値において最高速度での出力トルクの増大も望まれ
るところである。
最大電圧値が定まってしまうと、同期電動機の最高速度
での出力トルクも自ずと定まってくる。このため、最高
速度での出力トルクを増大させるためには、より高い最
大電圧値の電圧源を用いねばならない。この電圧源では
一般には半導体の耐圧によってその最大電圧値が決定さ
れることから、より高い最大電圧値の電圧源は極めて高
価なものとなり、好ましくカい。又、逆に限られた最大
電圧値において最高速度での出力トルクの増大も望まれ
るところである。
従って、本発明の目的は、前述のトルク制御の容易性を
保ちながら最大速度での出力トルクを増大せしめる同期
電動機の制御方式を提供するにあるＯ 以下、本発明の実施例を図面に従って詳細に説明する。
保ちながら最大速度での出力トルクを増大せしめる同期
電動機の制御方式を提供するにあるＯ 以下、本発明の実施例を図面に従って詳細に説明する。
第５図は本発明の原理ベクトル図であり、電機予電ｉ１
ｓを誘導起電圧Ｅｏに対し、角度θだけ位相を進めてい
る０本発明では、低速度においては、第４図に示す如く
誘導起電圧ＥＯと電機予電ｉ１ｓが同位相となる様に電
流指令を発生し、逆に高速度においては、第５図の如く
電機予電ｆｉｌｓが誘導起電圧ＥＯに対し、進み位相角
θを持つ様に電流指令を発生するものである。
ｓを誘導起電圧Ｅｏに対し、角度θだけ位相を進めてい
る０本発明では、低速度においては、第４図に示す如く
誘導起電圧ＥＯと電機予電ｉ１ｓが同位相となる様に電
流指令を発生し、逆に高速度においては、第５図の如く
電機予電ｆｉｌｓが誘導起電圧ＥＯに対し、進み位相角
θを持つ様に電流指令を発生するものである。
即ち、第５図のベクトル図から、端子電圧■ｌに
ｖ、＝〆’（Ｅｏ−ｃ ｏ ｓθ♀−’７ ａ’ｌ ｓ
／ｃ ｏ ｓθ）”＋（Ｘｓｌｓ−Ｅｏ ｓｉｎθ）２
（４１となる。
／ｃ ｏ ｓθ）”＋（Ｘｓｌｓ−Ｅｏ ｓｉｎθ）２
（４１となる。
ここで、（ｒａｌｓ／ｃｏｓθ）がＥＯＣＯ８θより十
分に小さいと考えると、（４）式は となる〇 ここで、第４図の制御方式では、端子電圧■は、Ｖ ＝
ｆｉＥｏ ＋ ｒａｌｓ ）” ＋−Ｘｓ−” Ｉｓ
” （７）となり、前述と同様、ｒａｌｓがＥＯ
より十分小さいと考えると、（７）式は、 ■＝、ｒｊ心呈Ｘ５２ｉｓ” （８１
となり、同一の’ｉｔｓ子１を流値では、Ｖｌ＜ Ｖ
（９）となり、同一の電機
子電流値では、小さい電源電圧で済むことがわかる０即
ち、（２）式より同一のトルク出力を発生するのに、低
い電圧で済むことを示し、逆に電正値が同一なら高いト
ルク出力を得ることが可能なことを示している。本発明
者等の実験によれば進み位相角＃１ｊ１０°〜２０’の
範囲が好ましく、この範Ｈで最大３ｏチアツブのトルク
出方を得た。
分に小さいと考えると、（４）式は となる〇 ここで、第４図の制御方式では、端子電圧■は、Ｖ ＝
ｆｉＥｏ ＋ ｒａｌｓ ）” ＋−Ｘｓ−” Ｉｓ
” （７）となり、前述と同様、ｒａｌｓがＥＯ
より十分小さいと考えると、（７）式は、 ■＝、ｒｊ心呈Ｘ５２ｉｓ” （８１
となり、同一の’ｉｔｓ子１を流値では、Ｖｌ＜ Ｖ
（９）となり、同一の電機
子電流値では、小さい電源電圧で済むことがわかる０即
ち、（２）式より同一のトルク出力を発生するのに、低
い電圧で済むことを示し、逆に電正値が同一なら高いト
ルク出力を得ることが可能なことを示している。本発明
者等の実験によれば進み位相角＃１ｊ１０°〜２０’の
範囲が好ましく、この範Ｈで最大３ｏチアツブのトルク
出方を得た。
第６図は本発明に係る同期電動機の制御方式を実現する
ための回路ブロック図である。
ための回路ブロック図である。
図中、１０１は回転界磁形の同期電−機、１０２は同期
電動機のシャフトに連結されたレゾルバであり、同期電
動機の界磁極の位置を検出するー。このレゾルバは第７
図に示すように回転子１０２ａと、回転予巻１１１０２
ｂと、互いに９０’の位相をもって配設された２つの固
定子巻線１０２Ｃ，１０２ｄと、ｓ＋ｎｗｏｔ の搬送
波を発生する搬送波発生回路１０２ｅを有している。今
、回転子１０２ａが角度αの位置にあるものとすれば、
固定予巻１ｊ１１０２ｃ、１０２ｄからそれぞれ次式に
示す電圧が ｅ、 ＝ Ｓｌｎα ・ ＳＩｎ ＷＯｌ
１ α０ｅｂ＝ ｃｏｓα
−ｓｉｎｗｏｔ Ｑｌ）出力される。
電動機のシャフトに連結されたレゾルバであり、同期電
動機の界磁極の位置を検出するー。このレゾルバは第７
図に示すように回転子１０２ａと、回転予巻１１１０２
ｂと、互いに９０’の位相をもって配設された２つの固
定子巻線１０２Ｃ，１０２ｄと、ｓ＋ｎｗｏｔ の搬送
波を発生する搬送波発生回路１０２ｅを有している。今
、回転子１０２ａが角度αの位置にあるものとすれば、
固定予巻１ｊ１１０２ｃ、１０２ｄからそれぞれ次式に
示す電圧が ｅ、 ＝ Ｓｌｎα ・ ＳＩｎ ＷＯｌ
１ α０ｅｂ＝ ｃｏｓα
−ｓｉｎｗｏｔ Ｑｌ）出力される。
即ち、第８図に示す様にレゾルバ１０２から同期電動機
゛１ｏ１の界磁極の位置θに応じたサイン波電圧ｅ１及
びコサイン波電圧ｅｂが出力される◇１０３は同期整流
回路であり、 サイン波電圧ｅ１、コサイン波電圧ｅｂ
をそれぞれ同期整流してｓｉｎα、 ＣＯ８α（第
８図）を出力する０１０４はタコジェネレータで、同期
電動１１１０１の回転速度に比例した電圧値を有する実
速度電圧Ｔ８Ａを出力する。１０５＃ｉ図示しない速度
指令回路から指令された速度指令電圧１’ＭＤ と実
速度電圧Ｔ８Ａの差（以後速度誤差という）ＥＲを演算
する演算回路、１０６は速度誤差ＥＲを増幅して電機子
電流の振幅Ｉｓを出力する誤差アンプ、１Ｑ ７ 、１
０８は乗算回路で、誤差アンプ出力と同期整流回路１０
３の出力ｃｏｓα、 ｓｉｎαとを乗算し２相の電流指
令１１ａ （＝Ｉｓ−ｓｉｎα）、１ｌｂ（＝Ｉｓ−ｃ
ｏｓα）をそれぞれ出力する。１０９Ｆｉ２相信号を３
相に変換する２相−３相変換回路で、第９図に示すよう
な回路構成を有［７七いる。即ち、２相−３相変換回路
Ｆｉ２つのオペレージ璽ンアンプＯＡ１．ＯＡ２と、１
０ Ｋｎの抵抗１（、〜Ｒ４と、５７８Ｋｏの抵抗Ｒ６
と、５ＫＱの抵抗Ｒ６を有している。 さて、各抵抗Ｒ
，−Ｒ，の値を上記のように決定すると共に図示の如く
結線すると、端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ からそれぞれ が出力される。そして、これら１ｕ、ｌｖ、１ｗＨ互い
に２π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧Ｅ。
゛１ｏ１の界磁極の位置θに応じたサイン波電圧ｅ１及
びコサイン波電圧ｅｂが出力される◇１０３は同期整流
回路であり、 サイン波電圧ｅ１、コサイン波電圧ｅｂ
をそれぞれ同期整流してｓｉｎα、 ＣＯ８α（第
８図）を出力する０１０４はタコジェネレータで、同期
電動１１１０１の回転速度に比例した電圧値を有する実
速度電圧Ｔ８Ａを出力する。１０５＃ｉ図示しない速度
指令回路から指令された速度指令電圧１’ＭＤ と実
速度電圧Ｔ８Ａの差（以後速度誤差という）ＥＲを演算
する演算回路、１０６は速度誤差ＥＲを増幅して電機子
電流の振幅Ｉｓを出力する誤差アンプ、１Ｑ ７ 、１
０８は乗算回路で、誤差アンプ出力と同期整流回路１０
３の出力ｃｏｓα、 ｓｉｎαとを乗算し２相の電流指
令１１ａ （＝Ｉｓ−ｓｉｎα）、１ｌｂ（＝Ｉｓ−ｃ
ｏｓα）をそれぞれ出力する。１０９Ｆｉ２相信号を３
相に変換する２相−３相変換回路で、第９図に示すよう
な回路構成を有［７七いる。即ち、２相−３相変換回路
Ｆｉ２つのオペレージ璽ンアンプＯＡ１．ＯＡ２と、１
０ Ｋｎの抵抗１（、〜Ｒ４と、５７８Ｋｏの抵抗Ｒ６
と、５ＫＱの抵抗Ｒ６を有している。 さて、各抵抗Ｒ
，−Ｒ，の値を上記のように決定すると共に図示の如く
結線すると、端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ からそれぞれ が出力される。そして、これら１ｕ、ｌｖ、１ｗＨ互い
に２π／３の位相差を有し、しかも誘導起電圧Ｅ。
と同相の３相電流指令となっている。
１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗはそれぞれ各相電に設け
られた演算回路であり、指令電ｆｌ ｌｕ 、 ｌｖ
、 １ｗと実際の相電流１ａｕ ｒ ｌａｖ 、 ｌａ
ｗの差を演算する演算回路、１１１はｌａｙとｌａｗの
加算を行なってＵ相Ｏ相亀ｆｉ１ａｕを出力する演算回
路、１１２Ｖ、１１２ＷはそれぞれＶ相及びＷ相の招電
ｆＩ＃、ｌａｖ 、 ｌａｗ を検出すｈ変流ｔｓ、１
１３Ｕ、、 １１３Ｖ、 １１３ＷＦｉ−ｔｉ−ｔ’れ
各相電に設けられ各相のｔ流電を増幅するＩｌ流アンプ
、１１４ ｉｊパルス幅変調回路、１１５はパルス幅変
調回路の出力信号により制御されるインバータ、１１６
は６相９．流電源、１１７は５相交流を直流に整流する
公知の整流回路でダイオード群１１７ａ及びコンデンサ
１１７ｂを有している＠パルス幅変調回路１１４け、第
１０因に示すように鋸歯状波信号８’ｌ’８を発生する
鋸歯状波発生回路８ＴＳＧ、比較器ＣＯＭＬＪ 、 Ｃ
ＯＭｖ 、 Ｃ０Ｍｗ 、ノットゲートＮ ＯＴｌ−Ｎ
ＯＴｍ、ドライバＤＶ１〜ＤＶ６ を有し、インバー
タ１１５は６＃ｉのパワートランジスタＱｌ−Ｑｅとダ
イオードＤ、 −Ｄ、を有している〇パルス幅変調回路
１１４の各比較器ＣＯＭＵ 、 ＣＯＭｖ。
られた演算回路であり、指令電ｆｌ ｌｕ 、 ｌｖ
、 １ｗと実際の相電流１ａｕ ｒ ｌａｖ 、 ｌａ
ｗの差を演算する演算回路、１１１はｌａｙとｌａｗの
加算を行なってＵ相Ｏ相亀ｆｉ１ａｕを出力する演算回
路、１１２Ｖ、１１２ＷはそれぞれＶ相及びＷ相の招電
ｆＩ＃、ｌａｖ 、 ｌａｗ を検出すｈ変流ｔｓ、１
１３Ｕ、、 １１３Ｖ、 １１３ＷＦｉ−ｔｉ−ｔ’れ
各相電に設けられ各相のｔ流電を増幅するＩｌ流アンプ
、１１４ ｉｊパルス幅変調回路、１１５はパルス幅変
調回路の出力信号により制御されるインバータ、１１６
は６相９．流電源、１１７は５相交流を直流に整流する
公知の整流回路でダイオード群１１７ａ及びコンデンサ
１１７ｂを有している＠パルス幅変調回路１１４け、第
１０因に示すように鋸歯状波信号８’ｌ’８を発生する
鋸歯状波発生回路８ＴＳＧ、比較器ＣＯＭＬＪ 、 Ｃ
ＯＭｖ 、 Ｃ０Ｍｗ 、ノットゲートＮ ＯＴｌ−Ｎ
ＯＴｍ、ドライバＤＶ１〜ＤＶ６ を有し、インバー
タ１１５は６＃ｉのパワートランジスタＱｌ−Ｑｅとダ
イオードＤ、 −Ｄ、を有している〇パルス幅変調回路
１１４の各比較器ＣＯＭＵ 、 ＣＯＭｖ。
Ｃ０Ｍｗはそれぞれ鋸−状波信号８ＴＳと三相交流信号
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅を比３較しｉｕ 、 ｔｖ 、
ｉｗ が８Ｔ８の値より大きいときには１”を、小
さいときには”０′を出力する。従って、今、１ｕにつ
いて着目すると比ｆ器ＣＯＭＵから第１１図に示すパル
ス幅変調された電流指令ｉｕｃが出力される０即 −ち
、ｉｕ＋’ｉｖ、ｉｗの振幅に応じてパルス幅ｆｗＩ４
された三相の電流指令＋ｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗｃ
が出力される。ついで、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ
０Ｔ３、ドライパ回路ＤＶ、 〜ＤＶ、Ｆｉこれら電流
指令ｉｕｃ、ｉｖｃ。
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの振幅を比３較しｉｕ 、 ｔｖ 、
ｉｗ が８Ｔ８の値より大きいときには１”を、小
さいときには”０′を出力する。従って、今、１ｕにつ
いて着目すると比ｆ器ＣＯＭＵから第１１図に示すパル
ス幅変調された電流指令ｉｕｃが出力される０即 −ち
、ｉｕ＋’ｉｖ、ｉｗの振幅に応じてパルス幅ｆｗＩ４
された三相の電流指令＋ｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗｃ
が出力される。ついで、ノットゲートＮ０Ｔ１〜Ｎ
０Ｔ３、ドライパ回路ＤＶ、 〜ＤＶ、Ｆｉこれら電流
指令ｉｕｃ、ｉｖｃ。
ｉｗｃを態動信号８．Ｑｓ〜ＳＱｓに変換し、インバー
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱ１〜Ｑ６を
オン／オフ制御する。
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱ１〜Ｑ６を
オン／オフ制御する。
更に、本発明では、１１８の→切替回路と、角度σだけ
位相を進ませる１１９の位相進み回路とが設けられてい
る。即ち、図示しない制御部からの切替信号ＣＨによっ
て、切替回路１１８Ｆｉ同期整流回路１０３からのｃｏ
ｓα出力とｓｉｎα出力とを選択的に乗算回路１０７
、１０８へ直接又は位相進み回路１１９を介し５乗算回
路１０７，１０８へ送出するものである。位相進み回路
１１９は入力されるｓｉｎα、 ｃｏｓα出力をｓｉｎ
（ｗｔ十〇） 、 ｃｏｓ （ｗｔ＋θ）出力に変換す
る移相回路である。同、αは時間ｔの関数でありα＝
ｗｔと定義する。位相進み回路１１９は第１２図に示す
如く、４つのオペレーションアンプＤＡ３ 、ＯＡ４
、ＯＡ５．ＯＡ６ と抵、、抗Ｒ１−Ｒ３゜Ｒｓ〜Ｒｔ
ｓを有しており、後段のアンプＯＡ５ 、 ＯＡ６゜抵
抗Ｒ１０” Ｈｌｓは単なる増巾機能を示し、一方、前
段のアンプＯＡ３．ＯＡ４ Ｆｉ抵抗Ｒ３，Ｒ７によっ
てその入力が互いに接続され、これらの抵抗値によって
信号の移相を行うもので、第９図の変換回路と同様周知
の位相回路である。位相進み角θはこれらの抵抗値の選
択によって一義的に定まる。
位相を進ませる１１９の位相進み回路とが設けられてい
る。即ち、図示しない制御部からの切替信号ＣＨによっ
て、切替回路１１８Ｆｉ同期整流回路１０３からのｃｏ
ｓα出力とｓｉｎα出力とを選択的に乗算回路１０７
、１０８へ直接又は位相進み回路１１９を介し５乗算回
路１０７，１０８へ送出するものである。位相進み回路
１１９は入力されるｓｉｎα、 ｃｏｓα出力をｓｉｎ
（ｗｔ十〇） 、 ｃｏｓ （ｗｔ＋θ）出力に変換す
る移相回路である。同、αは時間ｔの関数でありα＝
ｗｔと定義する。位相進み回路１１９は第１２図に示す
如く、４つのオペレーションアンプＤＡ３ 、ＯＡ４
、ＯＡ５．ＯＡ６ と抵、、抗Ｒ１−Ｒ３゜Ｒｓ〜Ｒｔ
ｓを有しており、後段のアンプＯＡ５ 、 ＯＡ６゜抵
抗Ｒ１０” Ｈｌｓは単なる増巾機能を示し、一方、前
段のアンプＯＡ３．ＯＡ４ Ｆｉ抵抗Ｒ３，Ｒ７によっ
てその入力が互いに接続され、これらの抵抗値によって
信号の移相を行うもので、第９図の変換回路と同様周知
の位相回路である。位相進み角θはこれらの抵抗値の選
択によって一義的に定まる。
次に、同期電動機１０１がある速度で回転しているとき
に速度指令が上昇した場合について第６図の動作を説明
する。
に速度指令が上昇した場合について第６図の動作を説明
する。
同期電動機を所望の回転速度Ｖｃで回転せしめるべく、
演算回路１０５の加算端子に所定のアナログ値を有する
速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される。
演算回路１０５の加算端子に所定のアナログ値を有する
速度指令電圧ＶＣＭＤが入力される。
一方、同期電動１ｔ１０１ｔｉ実速１Ｖａ（＜ＶＣ）で
回転しているから、タコジェネレータ１０４より実速度
Ｖａに比例した実速度電圧ＴＳＡが出力され、この実速
度電圧Ｔ８ＡＦｉ演算回路の減算端子に入力される・従
って、演算回路は指令速度Ｖｃと実速［Ｖａの差である
速度誤差Ｆ、Ｒを演算し、これを誤差アンプ１０６に入
力・する。ｔ１４差アンプ１０６＃′１次式に示す比例
積分演算を行なうＣ 同、（至）式の演算結果ｌｓ Ｆｉ電機子電流の振幅に
相当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変
化すると速度誤差ＥＲ（＝Ｖｃ−Ｖａ）が大きくなり、
これに応じて電機子電流振幅１ａも大きくなるｏ１８が
大きくなればより大きなトルクが発生し、このトルクに
より電動機の実速度が指令速度にもたらされる〇 一方、同期電動＠ １０１ の界磁極の位ｔ（角度θ）
を示す２相のサイン波ｓｉｎα、コサイン波ＣＯＳαが
レゾルバ１０２及び同期整流回路１０５により得られて
いる〇 今、前述の指令速度が比較的低速度であれば、前述の制
御部は切替回路１１８に乗算回路１０７゜１０８と同期
整流回路１０３とを直結する様信号ＣＨに指令するので
乗算回路１０７，１０８は、１、ａ＝ｌｓ −ｓｉｎ
α、ｌ、ｂ＝ｌｓ−ｃｏｓαの演算を行ない２相の電流
指令１１ａ 、 ｌｌｂを出力するＱ 一方、指令速度が最高速度に近い高速度の範囲であれば
、前述の制御ＫＩｍは切替回路に、同期整流回路１０３
の出力（ｓｉｎα、 ｃｏｓα）を移相進み回路１１９
に入力する様な信号ＣＨを指令するので、乗算回路１０
７，１０８には、各々ＣＯ８（ｗｔ十〇）。
回転しているから、タコジェネレータ１０４より実速度
Ｖａに比例した実速度電圧ＴＳＡが出力され、この実速
度電圧Ｔ８ＡＦｉ演算回路の減算端子に入力される・従
って、演算回路は指令速度Ｖｃと実速［Ｖａの差である
速度誤差Ｆ、Ｒを演算し、これを誤差アンプ１０６に入
力・する。ｔ１４差アンプ１０６＃′１次式に示す比例
積分演算を行なうＣ 同、（至）式の演算結果ｌｓ Ｆｉ電機子電流の振幅に
相当する。即ち、負荷が変動し、あるいは速度指令が変
化すると速度誤差ＥＲ（＝Ｖｃ−Ｖａ）が大きくなり、
これに応じて電機子電流振幅１ａも大きくなるｏ１８が
大きくなればより大きなトルクが発生し、このトルクに
より電動機の実速度が指令速度にもたらされる〇 一方、同期電動＠ １０１ の界磁極の位ｔ（角度θ）
を示す２相のサイン波ｓｉｎα、コサイン波ＣＯＳαが
レゾルバ１０２及び同期整流回路１０５により得られて
いる〇 今、前述の指令速度が比較的低速度であれば、前述の制
御部は切替回路１１８に乗算回路１０７゜１０８と同期
整流回路１０３とを直結する様信号ＣＨに指令するので
乗算回路１０７，１０８は、１、ａ＝ｌｓ −ｓｉｎ
α、ｌ、ｂ＝ｌｓ−ｃｏｓαの演算を行ない２相の電流
指令１１ａ 、 ｌｌｂを出力するＱ 一方、指令速度が最高速度に近い高速度の範囲であれば
、前述の制御ＫＩｍは切替回路に、同期整流回路１０３
の出力（ｓｉｎα、 ｃｏｓα）を移相進み回路１１９
に入力する様な信号ＣＨを指令するので、乗算回路１０
７，１０８には、各々ＣＯ８（ｗｔ十〇）。
ｓｉｎ（ｗｔ十〇）の信号が入力され、乗算回路１０７
゜１０８ｉ！、 １１ ａ＝ｌｓ −ｓｉｎ （ｗｔ＋θ） 、 １１ｂ
＝Ｉｓ −ｃｏｓ （ｗｔ＋θ）の演算を行ない２相の
電流指令１１ａ、ｌ、ｂ を出力する。上述の指令速
度は制御部において作成されるので、制御部はこの指令
速度によって容易に切替信号ＣＨを作成できるＯ ついで２相−６相変換回路１０９は（２）式に示す演算
を行ない３相の電流指令ｉｕ、ｌｖ、１ｗをそれぞれ出
力する０伺、これらｌｕ 、 ｌｖ 、 １ｗは同期電
ｗＪ機１０１の誘導起電圧ＥＯと同相の６相電流指令と
なっている。
゜１０８ｉ！、 １１ ａ＝ｌｓ −ｓｉｎ （ｗｔ＋θ） 、 １１ｂ
＝Ｉｓ −ｃｏｓ （ｗｔ＋θ）の演算を行ない２相の
電流指令１１ａ、ｌ、ｂ を出力する。上述の指令速
度は制御部において作成されるので、制御部はこの指令
速度によって容易に切替信号ＣＨを作成できるＯ ついで２相−６相変換回路１０９は（２）式に示す演算
を行ない３相の電流指令ｉｕ、ｌｖ、１ｗをそれぞれ出
力する０伺、これらｌｕ 、 ｌｖ 、 １ｗは同期電
ｗＪ機１０１の誘導起電圧ＥＯと同相の６相電流指令と
なっている。
しかる後、３相電流指令１ｕ、ｌｖ、１ｗは演算回路１
１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗにて実際の招電ｆｉｌａｕ
ｌｌａｖ、ｌａｗ ト差分がとられ、ついでその差分で
ある三相交流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは電流アンプ１１３
Ｕ。
１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗにて実際の招電ｆｉｌａｕ
ｌｌａｖ、ｌａｗ ト差分がとられ、ついでその差分で
ある三相交流信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは電流アンプ１１３
Ｕ。
１１５Ｖ、１１３Ｗにて増幅されてノくルス暢変調回路
１１４０Ｊｆ４器ＣＯＭＵ、Ｃ０ＭＭ、ＣＯＭＷ に
印加される。各比較器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷ
Ｆｉそれぞれ鋸讃状Ｉｌ信号８ＴＳと三相交流信号ｉｕ
、 ｉｖ 、 ｉｗの振幅を比較し、パルス幅変調さ
れた三相の電流指令ｉｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗｃを
出力し、ノットゲートＮＯＴ。
１１４０Ｊｆ４器ＣＯＭＵ、Ｃ０ＭＭ、ＣＯＭＷ に
印加される。各比較器ＣＯＭＵ、ＣＯＭＶ、ＣＯＭＷ
Ｆｉそれぞれ鋸讃状Ｉｌ信号８ＴＳと三相交流信号ｉｕ
、 ｉｖ 、 ｉｗの振幅を比較し、パルス幅変調さ
れた三相の電流指令ｉｕｃ 、 ｉｖｃ 、 ｉｗｃを
出力し、ノットゲートＮＯＴ。
〜ＮＯＴ、及びドライバＤＶ、〜ＤＶ、を介し、てイン
バータ駆動信号８Ｑ＋〜Ｓ Ｑ、ｓを出力する。これら
インバータ駆動信号８Ｑ＋−８Ｑ・はそれぞれインバー
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱｌ−Ｑｓの
ペースに入力され、これら各パワートランジスタＱ＋−
Ｑｓをオン／オフ制御し、閤期電ａ機１０１に三相′ｔ
／を流を供給する。以後、同様な制御が行われて趣終的
に同期寛１ｉ２Ｉ機１０１は指令速度で回転することに
なる。
バータ駆動信号８Ｑ＋〜Ｓ Ｑ、ｓを出力する。これら
インバータ駆動信号８Ｑ＋−８Ｑ・はそれぞれインバー
タ１１５を構成する各パワートランジスタＱｌ−Ｑｓの
ペースに入力され、これら各パワートランジスタＱ＋−
Ｑｓをオン／オフ制御し、閤期電ａ機１０１に三相′ｔ
／を流を供給する。以後、同様な制御が行われて趣終的
に同期寛１ｉ２Ｉ機１０１は指令速度で回転することに
なる。
このように、高速度域においては、指令速度電圧ＶＣＭ
Ｄに対ｌ５、指令電機子電流ｉｓが前述Ω進み位相によ
ってより大きな値となり、従って高速度域でのトルクの
増大が計れるも”のである０以上、本発明によれば同期
電ｍｅの訪導起電圧ｇｏの位相を検出すると共に、該位
相を有する電流指令を発生し、この電流指令を同期電動
機の電機子巻線に印加することにより直流電動機と等価
的なきめ細かな即応性のある駆動制御ができる０これと
ともに、本発明によれば、高速度域では、より大きなト
Ａ、り出力を得ることができ、極めて融通性のある制御
が可能となる０ 伺、本発明を一実施例によって説明したが、本発明の主
旨に従い種々の変形が可能であり、これらを本発明の範
囲から排除するものではない０
Ｄに対ｌ５、指令電機子電流ｉｓが前述Ω進み位相によ
ってより大きな値となり、従って高速度域でのトルクの
増大が計れるも”のである０以上、本発明によれば同期
電ｍｅの訪導起電圧ｇｏの位相を検出すると共に、該位
相を有する電流指令を発生し、この電流指令を同期電動
機の電機子巻線に印加することにより直流電動機と等価
的なきめ細かな即応性のある駆動制御ができる０これと
ともに、本発明によれば、高速度域では、より大きなト
Ａ、り出力を得ることができ、極めて融通性のある制御
が可能となる０ 伺、本発明を一実施例によって説明したが、本発明の主
旨に従い種々の変形が可能であり、これらを本発明の範
囲から排除するものではない０
第１図は分巻直流機のトルク発生原理を説明する説明図
、第２図は回転界磁形の同期電ａＳ説明図、第３図は同
期電動機の等価回路、第４図は第３図におけるベクトル
図、第５図は本発明のベクトル図、第６図は本発明の一
実施例回路ブロック図、第７図は第６図のレゾルバ１０
２の説明図、第８図は第７図のレゾルバ出力波形説明図
、第９１：′： 図は第６図の２相−５相変換回路１０９の回路図、第１
０図は第６図のパルス幅変調回路１１４の回路図、第１
１図は第１０図の動作説明図、第１２図は第１０図の位
相進み回路１１９の回路図である。 １０１・・・同期電動機、１０２・・・レゾルバ、１０
３・・・同期整流器、１０４・・・タコジェネレータ、
１０６・・・誤差アンプ、１０７，１０８・・・乗算回
路、１０９・・・ ２相−６相変換回路、１１５Ｕ、１
１３Ｖ、１１３Ｗ・・・電流アンプ、１°１４・・・パ
ルス幅変調回路、１１５・・・インバータ、１１６・・
・三相交流電源、１１７・・・整流回路、１１８・・・
切替回路、１１９・・・位相進み回路Ｏ特許出願人
富士通ファナック株式会社代 理 人 弁理士 辻
實外２名 、 竿１回第２７ 第３図 ７ｓ
、第２図は回転界磁形の同期電ａＳ説明図、第３図は同
期電動機の等価回路、第４図は第３図におけるベクトル
図、第５図は本発明のベクトル図、第６図は本発明の一
実施例回路ブロック図、第７図は第６図のレゾルバ１０
２の説明図、第８図は第７図のレゾルバ出力波形説明図
、第９１：′： 図は第６図の２相−５相変換回路１０９の回路図、第１
０図は第６図のパルス幅変調回路１１４の回路図、第１
１図は第１０図の動作説明図、第１２図は第１０図の位
相進み回路１１９の回路図である。 １０１・・・同期電動機、１０２・・・レゾルバ、１０
３・・・同期整流器、１０４・・・タコジェネレータ、
１０６・・・誤差アンプ、１０７，１０８・・・乗算回
路、１０９・・・ ２相−６相変換回路、１１５Ｕ、１
１３Ｖ、１１３Ｗ・・・電流アンプ、１°１４・・・パ
ルス幅変調回路、１１５・・・インバータ、１１６・・
・三相交流電源、１１７・・・整流回路、１１８・・・
切替回路、１１９・・・位相進み回路Ｏ特許出願人
富士通ファナック株式会社代 理 人 弁理士 辻
實外２名 、 竿１回第２７ 第３図 ７ｓ
Claims (2)
- （１）同期電動機の銹導起電圧の位相を検出し、骸位相
に応じたサイン波及びコサイン波を発生する手段と、指
令速度と実速度の差から指令振幅値を発生する手段と、
前記サイン波、コサイン波及び指令振幅値から３相の電
流指令を発生する手段とを有し、該３相の電流指令によ
り同期電ｗＪ機の制御を行なう同期電動機の制御方式に
おいて、該サイン波及びコサイン波を発生する手段は、
骸鰐導起電圧と同相のサイン波、コサイン波を発生する
とともに咳誘導起電圧の位相と異なる位相のサイン波、
コサイン波を発生する様擲成され、該同期電ＳＳの速度
に応じて、該サイン波及びコサイン波の発生手段は同相
又は異なる位相のサイン波及びコサイン波のいずれかを
発生することｔ−特徴とする同期電動機の制御方式０ - （２）前記速度が高速度の場合、前記具なる位相のサイ
ン波及びコサイン波を発生することを特徴とする特許請
求の範囲第（１）項記載の同期電動機の制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57005559A JPS58123395A (ja) | 1982-01-18 | 1982-01-18 | 同期電動機の制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57005559A JPS58123395A (ja) | 1982-01-18 | 1982-01-18 | 同期電動機の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58123395A true JPS58123395A (ja) | 1983-07-22 |
Family
ID=11614551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57005559A Pending JPS58123395A (ja) | 1982-01-18 | 1982-01-18 | 同期電動機の制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58123395A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60261386A (ja) * | 1984-06-05 | 1985-12-24 | Toshiba Mach Co Ltd | 交流電動機の速度制御装置 |
| EP0597118A4 (en) * | 1992-06-01 | 1995-05-24 | Fanuc Ltd | CONTROL METHOD FOR A SYNCHRONOUS MOTOR. |
-
1982
- 1982-01-18 JP JP57005559A patent/JPS58123395A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60261386A (ja) * | 1984-06-05 | 1985-12-24 | Toshiba Mach Co Ltd | 交流電動機の速度制御装置 |
| EP0597118A4 (en) * | 1992-06-01 | 1995-05-24 | Fanuc Ltd | CONTROL METHOD FOR A SYNCHRONOUS MOTOR. |
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