KR940006168B1 - Ac 모터 제어장치 - Google Patents

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KR940006168B1
KR940006168B1 KR1019900018165A KR900018165A KR940006168B1 KR 940006168 B1 KR940006168 B1 KR 940006168B1 KR 1019900018165 A KR1019900018165 A KR 1019900018165A KR 900018165 A KR900018165 A KR 900018165A KR 940006168 B1 KR940006168 B1 KR 940006168B1
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히로시이 모찌까와
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가부시끼가이샤 도시바
아오이 죠이찌
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Abstract

내용 없음.

Description

AC 모터 제어장치
제 1 도는 본 발명의 제 1 실시예의 전체적인 전기적 구성을 나타내는 개통도.
제 2 도는 본 발명의 제 1 실시예의 전압 주파수 산출회로의 구성예를 나타내는 개통도.
제 3 도는 본 발명의 제 1 실시예의 전류검출 회로의 구성예를 나타내는 개통도.
제 4 도는 본 발명의 제 1 실시예의 상이한 역률 조건하에서의 DC 전류신호의 파형도.
제 5 도는 본 발명의 제 1 실시예의 전류검출 회로의 동작을 설명하는 신호파형도.
제 6 도는 본 발명의 제 2 실시예에 의한 전압 주파수 산출회로의 구성예를 나타내는 개통도.
제 7 도는 본 발명의 제 3 실시예의 전체적인 전기적 구성을 나타내는 개통도.
제 8 도는 본 발명의 제 3 실시예의 부하급변시 영구자석형 모터의 부하특성을 나타내는 그래프.
제9도~제11도는 본 발명의 제 3 실시예에서 부하의 전류 평균치 산출수단의 동작을 나타내는 도면.
제12도는 본 발명의 제 4 실시예의 전체 전기적 구성을 나타내는 개통도.
제13도는 본 발명의 제 4 실시예의 출력주파수와 보상량간의 관계를 나타내는 도면.
제14도는 본 발명의 제 5 실시예를 나타내는 개통도.
제15도는 본 발명의 제 5 실시예의 동작을 설명하기 위한 전류파형도.
제16도는 본 발명의 제 6 실시예의 전체 전기적 구성의 개통도.
제17도는 본 발명의 제 7 실시예의 전체 전기적 구성을 나타내는 개통도.
제18도는 본 발명의 제 8 실시예의 전체 전기적 구성을 나타내는 개통도.
제19도는 본 발명의 원리를 설명하기 위한 벡터 도표.
제20도는 본 발명의 제 8 실시예의 제어회로의 구성예를 나타내는 개통도.
제21도는 본 발명의 제 9 실시예의 제어회로의 구성예를 나타내는 개통도.
제22도는 제 1 종래 기술예를 나타내는 전기적 구성도.
제23도는 상기 제 1 종래 기술예의 동작을 설명하기 위한 여러 구성부의 신호 파형도.
제24도는 제 2 종래 기술예의 개통도.
본 발명은 인버터 회로를 사용하는 AC 모터 제어장치에 관한 것이다.
제어되는 AC 모터 종류에 따라 다양한 종류의 AC 모터 제어장치가 있다.
본 발명은 유도 모터와, 영구자석형 로터(rotor)를 구비한 무브러시 모터를 제어하는 장치에 관한 것이다.
먼저, 무브러시 모터 제어장치를 설명한다.
현재 무브러시 모터를 제어하기 위해서, 스테이터 권선(stator winding)과 영구 자석형 로터의 상대적 위치를 검출하기 위한 홀(Hall)소자와 같은 위치 검출소자를 채용하는 대신, 상기 스테이터 권선에서 발생된 유도전압을 함유하는 단자전압들을 사용하여 상기 위치를 검출하는 시스템이 채용되고 있다.
이러한 종래 기술의 예가 제22도에 도시되 있다. 참조번호 1은 DC 전원이다. 2는 무브러시 모터(3)의 스테이터 권선 (3U,3V,3W)에 전류를 통전시키기 위한 인버터 회로이다. 참조번호 4,5 및 6은 스테이터 권선(3U,3V,3W)에서 발생된 유도전압을 함유하는 단자전압들(UV,VV,WV)의 위상을 90° 쉬프트(shift)시키는 필터 회로이다. 7은 상기 필터회로(4~6)의 출력신호들로부터 뉴트랄 포인트 전압(NV)을 구하는 검출회로이다. 8,9 및 10은 각각, 필터회로(4~6)의 출력신호들을 상기 뉴트랄 포인트 전압(NV)과 비교하는 비교기들이며, 이들은 제 1 차 지연소자들을 구성한다. 11은 제어회로이다.
제23도는 종래 기술예의 동작을 나타내는 시간 챠트이다. 이 시간 챠트를 참조해서 U위상을 고찰한다. 인버터회로(2)의 정류중에, 스테이터 권선(3U)에서 발생된 단자전압(UV)(제23(a)도 참조)은, 반대 암(arm)리턴 후로우(return flow)다이오드의 도통에 의해 발생된 스파이크(spike) 전압을 함유한다. 이 스파이크 전압 성분의 영향을 제거하기 위해서, 단자전압(UV)의 위상을 필터회로(4)에 의해 90° 쉬프트하여 제23(b)도에 도시된 바와 같이 위상 쉬프트된 전압(DUV)을 발생한다. 이후, 상기 위상 쉬프트된 전압(DUV)과 제23(b)도에 도시된 뉴트랄 포인트 전압(UV)을 비교기(8)에 의해 비교하여 제6c도에 도시된 바와 같은 위상 검출신호(PSU)를 구한다. 다른 위상(V, W)의 경우도 마찬가지이며, 단자전압(VV,VW)에 준하여, 비교기(9,10)로부터 제6(d)도 및 제6(e)도에 도시된 바와 같은 위치 검출신호(PSV,PSW)가 구해진다. 이들 위치검출신호(PSU,PSV,PSW)는, 180°도통에 대해 120°위상차이를 갖는다. 이들 신호가 제어회로(11)에 공급됨으로써, 상기 제어회로(11)는 6개의 정류신호를 출력하게 되며, 이 신호들은, 인버터회로(2)의 스위칭 소자들을 구성하는 트랜지스터들의 베이스에 공급된다.
그러나, 상기 무브러시 모터 제어장치의 경우, 90°위상지연 특성을 갖는 필터회로(4~6)가 설치되어 있어, 단자 전압(UV,VV,VW)에 함유된 스파이크 전압 성분을 제거한다.
그러나 필터회로(4~6)의 시간 상수들이 크기 때문에 이로인해, 신속한 가속 또는 감속을 추적하기 불가능하다는 문제점이 야기된다. 또 다른 문제점은 저속 영역에서의 위상검출이 곤란하다는 것이다. 또한 단자 전압(UV,VV,WV)에 함유된 스파이크 전압 성분의 크기가, 전류크기, 즉, 스테이터 권선(3U,3V,3W)의 부하에 따라 변하며, 따라서, 부하동요가 큰 경우, 필터회로(4~6)의 신호 파형에 위상오차가 발생하여, 안전성 문제가 생긴다.
다음, 종래의 3상 유도모터 제어장치를 설명한다. 이러한 유형의 종래 장치는 일본 특공소 62-100192호에 개시되 있으며, 제24도에 도시되 있다.
전압형 PWM 인버터(12)는, 3상 AC전원(13)의 3상 AC전압을 정류하는 정류회로(14)와, 상기 정류된 전압을 평활화시키는 평활회로(15) 및 이 평활화된 DC 전압을 공급하는 주 인버터회로(16)로 구성되 있다. 주 인버터회로(16)로부터의 AC 출력은 3상 유도 모터(17)에 공급된다. 인버터(12)의 DC 버스에 흐르는 전류(Idc)는 전류검출기(18)에 의해 검출되어, 저역필터(이하 “LPF”라 칭함)(19)에 검출전류(I)로서 공급된다. LPF(19)는 검출전류(I)의 기본 파형을 추출하여, 이것을 주파수 보정치 DELTA f(△f)로서 출력한다. 감산기(20)는 주파수 지령치(f*)로부터 상기 주파수 보정치(DELTA f)를 감산하여 기준 주파수치 f(=f*-DELTA f)를 구하며, 이 값은 펄스폭 변조(PWM)제어회로(21)에 공급된다. 이 펄스폭 변조 제어회로(21)에는, 상기 주파수 지령치(f*)를 주파수-전압(f-V) 변환회로(22)에 의해 변환하여 구해진 전압 지령치(V*)가 공급된다. 그 결과, 펄스폭 변조 제어회로(21)는, 기준 주파수(f)와 전압 명령치(V*)에 준하여, 베이스 신호를 주 인버터회로(16)의 전원 트랜지스터들에 공급함으로써 펄스폭 변조제어를 행한다.
따라서, 전압형 PWM 인버터에서는, DC 전압이 고정되므로, 인버터(12)의 DC 버스에 흐르는 전류의 평균치가 3상 유도모터(17)에 공급되는 전력에 비례한다. 이 경우, 3상 유도모터(17)의 회전속도가 충분히 빠르고 이 회전속도의 변화율이 매우 작은 것으로 가정하면 토오크 변화는 전력 변화에 비례하므로 인버터(12)의 DC 버스의 평균전류를 제어함으로써 3상 유도모터(17)의 토오크 제어를 행할 수 있어, 진동 발생을 방지할 수 있다.
그러나, 상기 제어장치는, 저속 동작시, 상기 3상 유도모터(17)의 회전속도가 충분히 빠르고, 회전속도 변화율이 매우 작은 경우에는 효과적이나, 상기 회전속도가 느린 경우 주어진 토오크 변화에 대한 전력 변화량이 저하된다. 그러므로, 이 전력 변화량의 저하를 회전속도 또는 이 회전속도의 추정치로 분할하여 보상해줌으로써 동작속도에 대한 의존성을 제거한다 하더라도, S/N비가 저하되어 정확도가 불충분하다. 그러므로, 저속 동작중에는 인버터의 안정한 구동이 곤란하다.
본 발명은 상기의 여건을 고려하여 완성된 것이다. 본 발명의 제 1 목적은, 전류 변화량에 따라서 AC 모터를 제어함으로써 급가속 또는 급감속 및 부하 동요중에도 응답특성이 양호하고 안정성이 향상된 AC 모터 제어장치를 제공하는데 있다. 본 발명의 제 2 목적은, AC 모터를 저속 동작중에서도 안정하게 구동할 수 있는 AC 모터 제어장치를 제공하는데 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 특수한 구성은, 인버터회로의 설정은 전류 변화량을 검출하는 전류검출수단과; 이 전류검출수단의 검출신호로부터 역률 또는 전력을 산출하는 제 1 산출수단과; 제 1 산출수단의 출력 신호로부터 AC 모터 제어량을 산출하는 제 2 산출수단; 및 이 제 2 산출수단에 기하여 상기 인버터회로를 제어하는 인버터 제어수단으로 되어 있다.
이러한 본 발명의 AC 모터 제어장치에 의하면, 상기 인버터 회로의 DC측 또는 AC측 전류가 검출되며; 이 검출된 전류치로부터 전력 또는 역률이 산출되며; 이 산출치로부터 AC 모터 제어량이 산출되며; 그리고 이 제어량에 의하여 상기 인버터회로가 제어된다.
본 발명의 실시예를 참조하여 상세히 설명한다.
먼저, 영구자석형 무브러시 모터 제어장치에 적용된 본 발명의 일실시예를 제1도~제5도를 참조하여 설명한다.
제 1 도를 참조하여 전체적 구성을 설명한다. 3상 AC 전원(23)이 설치되 있고, 이것의 3상 AC 전압은, 3상 브릿지 접속된 6개의 다이오드로 구성된 전파(全波)정류회로(24)의 AC 입력단에 공급된다. 이 전파 정류회로(24)의 DC 출력전압은 함께 DC 전원(25)을 구성하는 평활 콘덴서(26)를 통해서 DC 버스(27,28)에 공급된다. 참조번호 29는 3상 브릿지 방식으로 접속된 트랜지스터들로써 구성된 6개의 스위칭 소자로 구성된 인버터회로이며, 이것의 입력단에는, DC 버스(27,28)간의 DC 전압이 공급된다. 3상 4극 무브러시 모터(30)는, U,V 및 W상 스테이터 권선(31U,31V,31W)을 구비한 스테이터(31)와 영구자석형 로터(32)를 구비한다. 스테이터 권선(31U,31V,31W)은 별형태로 접속되 있고, 인버터회로(29)의 출력단들로부터 AC 출력전압들이 공급된다. 전류검출기(33)는, DC 버스(27)에 의해 구성된 인버터회로(29)의 DC부에 설치된 홀 CT로 구성되 있다. 전류검출회로(34)는, 전류검출기(33)와 함께 전류검출수단(35)을 구성한다.
전류검출기(33)에 의해 검출되는 DC 전류신호(Idc)는 전류검출회로(34)의 입력단(34a)에 공급된다. 이 전류검출회로(34)의 출력(I)은 역률 산출회로(36)에 공급된다.
후술하는 바와 같이, 이 역률 산출회로(36)는, DC 전류신호(Idc)에 준하여, 그의 출력단으로부터 역률신호(DELTA Idc)와 전류 변화량(DELTA Idc')을 신호로서 출력하여, 전압주파수(V/F) 산출수단을 구성하는 V/F 산출회로(37)의 입력단에 공급한다. 또한, 후술하는 바와 같이 상기 V/F 산출회로(37)는, 상기 역률신호(DELTA Idc), 전류 변화량(DELTA Idc') 및 도시안된 세팅 장치로부터 공급되는 속도 지령치 오메가(ω*)로부터, 전압신호(V), 주파수 신호(F) 및 펄스신호(Pθ)를 산출한다. 이 회로의 출력단들로부터는, 전압신호(V) 및 주파수 신호(F)가 출력되어, 구동회로(38)의 입력단들에 공급된다. 펄스신호(Pθ)는 전류검출회로(34)의 입력단(34d)에 공급된다. 구동회로(38)는 그의 출력단들로부터, 상기 전압신호 V에 따라 PWM-제어되는 6개의 구동신호(U,V,W,X,Y,Z)를 출력하여, 이들은 인버터회로의 6 트랜지스터의 베이스들에 공급된다. 이에 의해, 무브러시 모터(30)의 로터(32)는 속도 지령치(오메가*)에 의해 지시된 회전 속도로 회전하게 된다. 또한, 이들 구동신호들(U,V,W,X,Y 및 Z)은 현재 검출회로(34)의 입력단(34c)에 공급된다.
V/F 산출회로(37)의 구성예를 제 2 도를 참조해서 설명한다. 속도 지령치(오메가*)는 가속/감속 시간 소자(39)를 통해서, 적분소자(40)와 V/F 제어소자(41)의 각각의 입력단들에 공급된다.
적분소자(40)는 그의 출력단에서 주파수 지령신호(F*)를 출력하여 그것을 감산기(42)의 정(+)의 입력단에 공급한다. V/F 제어소자(41)는 그의 출력단에서 전압 지령신호(V*)를 출력하여, 그것을 가산기(43)의 정(+)의 입력단들중 하나에 공급한다. 역률신호(DELTA Idc)는 전력 산출소자(44)의 입력단들중 하나에 공급되고, 이 전력산출소자(44)의 타입력단에는, 전압산출소자(45)를 통해서 전압 지령신호(V*)가 공급됨으로써, 이 전력산출소자(44)는 전력치(W)를 산출하여, 이 값을 그의 출력단에서 출력한다. 이 산출된 전력치(W)는 제 1 제어소자(46)를 통해서 가산기(43)의 다른 정(+) 입력단에 공급되며, 제 2 제어소자(47)를 통해서는, 가산기(48)의 한 정(+)의 입력단에 공급된다. 전류 변화량(DELTA Idc')는 제 3 제어소자(49)를 통하여 가산기(48)의 다른 정(+)입력단에 공급된다. 이 가산기(48)에 의한 가산 결과는 이 가산기의 출력단으로부터 출력되어 감산기(42)의 부(-)의 입력단에 공급된다.
전류검출회로(34)의 일예를 제 3 도를 참조하여 설명한다. 전류증폭회로(50)는, 전류검출기(33)와 함께 전류검출수단을 구성한다. 이것의 입력단(34a)에는 상기 DC 전류신호(Idc)가 공급되어, 그 출력단에서, 이 신호가 증폭되어 구해진 DC 전류신호(Idc')가 출력되어, 전류 샘플링 및 홀드(hold)회로(51)에 의해 구성된 전류 샘플링 및 홀드수단의 입력단(Ia)에 공급된다. 전류 샘플링 및 홀드신호 발생수단(52)은, 전류 샘플링 및 홀드신호 발생회로로 구성되 있고, 그 입력단(34c)에는 구동신호(U,V,W,X,Y,Z)가 공급되고, 다른 입력단(34d)에는 펄스신호(Pθ)가 공급되고, 출력단에서는, 샘플링 및 홀드신호(SH)를 출력하며, 이 신호는 전류 샘플링 및 홀드회로(51)의 입력단(Ib)에 공급된다.
후술하는 바와 같이, 이러한 샘플링 및 홀드작용에 의해서, 상기 전류 샘플링 및 홀드회로(51)가 그의 출력단(34b)에서 각 위상별로 검출전류신호(I)를 출력한다.
본 실시예의 동작을 제4도 및 제 5 도를 참조하여 설명한다.
제 4 도는 인버터회로(29)에 의한 역률제어를 행하지 않는 경우에서, 전류검출수단(35)의 DC신호(Idc)의 파형에 대한 역률변화의 영향을 나타낸다. 특히 제4(a)도에 도시된 바와 같이, 역률이 지상이면, 그 파형이, 출력주파수의 1/6(전기각으로서 60°)을 주기로 변하며, 그 변화는 우측상승을 보인다.
이와 대조적으로, 역률이 상승하는 경우는, 제4(c)도에 도시된 바와 같이, 그 파형은 상기와 같은 주기로 변하나, 그 변화는 우측 하락을 보인다. 역률이 약 1인 경우, 제4(b)도에 도시된 바와 같이, 실질상 변화가 없는 파형이 얻어진다. 그러므로 DC신호(Idc)의 파형은 60°의 전기각 간격으로 반복되는 태양으로 변한다. 60°의 전기각 간격으로 시점(0°,60°,120°,180°,…,360°)을 고려하면, 제4(b)도에 도시된 바와 같이 즉, 상기 시점들 각각의 직전의 시점(A)에서의 전류(Ia)와, 상기 시점들 각각의 직후의 시점(B)의 전류(Ib)의 편차(Ib-Ia)를 검출하고, 이 편차를 영(0)이 되게 즉, 전류(Ia,Ib)가 동등하도록 제어함에 의하여 상기 역률이 거의 1이 되도록 무브러시 모터(30)가 동작될 수 있다. 즉, 스테이터 권선의 단자 전압들로부터 자극위치가 검출되는 점에서 종래의 무브러시 모터 시스템과 동일한 동작이 행하여질 수 있다.
각 구성요소에서의 파형예가 제 5 도에 도시되 있다. 제5(a)도는 제4(a)도에 대응하는 DC 증폭회로(50)를 통해서 DC 전류신호(Idc')를 나타낸다. PWM 제어가 인버터회로(29)에 의해 영향을 받으므로, 파형이 극히 복잡하다. 그러므로, 제5(a)도에 도시된 DC 전류신호(Idc')로부터 제 4 도에 도시된 출력주파수의 1/6의 주기로 DC 전류신호(Idc)의 변화를 검출하기가 용이하지 않다.
따라서, 다음의 처리가 행하여진다.
구동회로(38)는, PWM-제어 구동신호(U,V,W,X,Y,Z)를 전류검출회로(34)에 공급하며, 또한 V/F 산출회로(37)는, 인버터회로(29)의 출력 주파수의 1/6의 주기로 저레벨과 고레벨간에서 반전되는 펄스신호(Pθ)(제5(c)도 참조)를 전류검출회로(34)에 공급한다. 이 전류검출회로(34)에서, DC 증폭기회로(50)는, 전류검출기(31)로부터 수신된 DC 전류신호(Idc)를 증폭하여 DC 전류신호(Idc')로서 출력한다.
전류 샘플링 및 홀드신호 발생수단(52)는 구동신호(U,V,W,X,Y,Z) 및 펄스신호(Pθ)를 입력하여, 제5(d)도에 도시된 바와 같은 샘플링 및 홀드신호(SH)를 출력한다. DC 전류신호(Idc')와 샘플링 홀드신호(SH)의 입력에 응답하여, 전류 샘프링 및 홀드회로(51)는, 상기 샘플링 및 홀드신호(SH)가 고레벨로 될 때마다 DC 전류신호(Idc')의 값을 샘플링 및 홀드한다. 이 경우, 예를들어, 펄스신호(Pθ)의 제 1 고레벨 주기(전기 각 0°~60°)가 U위상에 관하여 구동신호와 동기되고, 그 다음 저레벨 주기(전기 각 120°~180°)가 W상에 관하여 구동신호와 동기되도록 샘플링 및 홀드신호(SH)가 출력되며, 이러한 처리는 반복적으로 행하여진다.
따라서, 전류 샘플링 및 홀드회로(51)의 검출전류신호(I)는, U,V 및 W상에 대한 전류신호(IU,IV,IW)이다. 이 검출전류신호(I)는 역률 산출회로(36)에 공급된다.
따라서, 역률 산출회로(36)는, 전류검출수단(35)으로부터 일정 샘플링 주기로 공급되는 검출전류신호(I)를 검출하여, 전기각 매 60°직후마다의 전류(Ib)로부터 전류(Ia)를 감산하여 얻어진 값(Ib~Ia)으로서 역률신호(DELTA Idc)를 산출하며, 또한, 상기 전기각 60°중에 전류변화(DELTA Idc')를 산출한다. 따라서, 역률신호(DELTA Idc)는, 역률 자체를 표시하는 대신에, 역률을 정(+) 또는 부(-)의 전류치로 표시한다.
다른 한편, V/F 산출회로(37)에서는, 속도 지령치 오메가*가 가속/감속 시간 소자(39)에 공급될 때, 속도 지령치 오메가*에 의해 특정된 임의의 가속/감속 시간에 따라 상기 가속/감속 시간 소자(39)의 출력이 상승한다. 이 값은 적분소자(40)에 의해 적분되어, 주파수 지령신호(F*)로서 출력된다. 다음, 이 출력치는 V/F 제어소자(41)에 의해 임의의 V/F 패턴과 비교되어 전압 지령신호(V*)가 출력으로서 얻어진다. 전압 지령신호(V*)는 전압 산출소자(45)에 의해, 적합한 계수로 승산되어, 전압치로서 전력 산출소자(44)에 공급된다. 이 전력산출소자(44)는, 전압 산출소자(45)로부터의 전압치를 역률신호(DELTA Idc) 및 계수(K)와 승산하여, 그 결과치를 전력치(W)로서 출력한다. 따라서, 전력치(W)는 다음과 같이 주어진다;
W=V*×DELTA Idc×K………………………………………………………(1)
제 1 제어소자(46)는 상기 전력치(W)를 수신하며, 계산에 의해서 전력치(W)의 전압성분치(Vdc)를 구하여, 비례적분처리를 행한다.
W+Kp(Kp는 상수)……………………………………………………………(2)
(Vdc)N=(Vdc)N-1+W×K1………………………………………………(3)
(식에서, K1은 계수이고, N은 1보다 큰 정수이다).
상기 식(1)과 식(2)에 의하여, 다음의 비례적분제어
(Vdc)N+W×Kp………………………………………………………………(4)
가 행하여진다. 이 값은 가산기(43)에 공급된다. 가산기(43)는 상기 식(4)과 전압 지령신호(V*)를 가산하여, 다음과 같이 전압신호 V를 산출한다.
V=V*+(Vdc)N+W×Kp……………………………………………………(5)
상기 식(4)은 비례적분(PI)제어식으로 알려진 것이다. 상기 식(5)으로부터 명백한 바와 같이, 전압치(W)가 정의 값인 경우, 즉, 역률 신호(DELTA Idc)가 정의 값인 경우, 제 4 도의 B점의 전류치(Ib)는 A점의 전류치(Ia)보다 크며, 따라서 상기 역률이 상승 역률이며, 전압 신호(V)를 상승시킨다.
이와 대조적으로, 전력치(W)가 부의 값이면, 즉, 역률신호(DELTA Idc)가 부의 값이면, 제 4 도의 B점의 전류치(Ib)는 A점의 전류치보다 작아서 상기 역률이 지상 역률이므로, 전압신호(V)의 강하를 야기한다. 이러한 전압제어에서 PI제어는 식(4)으로 표시된 바와 같이 실행되나, 사용 목적에 따라서, 비례적분 미분(PID)제어를 행할 수도 있다. 또한, 제 2 제어소자(47)는 전력치(W)를 수신하여 승산을 행한다.
W×K1(식에서 K1은 계수임)…………………………………………………(6)
상기 제 2 제어소자는 매 60°의 전기각마다 제어된다.
또한, 제 3 제어소자(49)는 전류 변화치(DELTA Idc')를 수신하여, 하기 승산을 행한다. DELTA Idc'×K2(여기서 K2는 계수임)…………………………………(7)
상기 제 3 제어소자(49)는 연속식으로 제어된다. 이후, 상기 식(6)과 (7)로 표시된 상기 제어소자(47,49)의 출력들이 가산기(48)에 의해 가산된 후 감산기(42)에 공급된다. 감산기(42)는 다음 간산을 행하며, 그 결과 주파수 신호(F)가 출력된다.
F=F*-(W×K1+DELTA Idc'×K2)……………………………………………(8)
즉, 전력치(W) 또는 전류 변화량(DELTA Idc')이 증가하면, 주파수 신호(F)가 작아져서, 인버터회로(29)의 출력 주파수의 강하를 야기한다. 이와 대조적으로 전력치(W) 또는 전류 변화량(DELTA Idc')이 감소하면, 인버터회로(29)의 출력 주파수의 상승을 야기한다. 따라서, 전류의 증감, 즉, 부하동요에 응답해서 위상제어가 실행되며, 돌연한 부하동요의 경우에도 안정한 제어를 행할 수 있다. 따라서, V/F 산출회로(37)는, 속도 지령치(오메가*)와 주파수 지령신호(F*) 및 DC 전류신호(Idc)에 의해 결정되는 전압 지령신호(V*)의 변화에 대응하는 피드백량에 의해 결정되는 증감량을 산출한다.
그 결과, 전압신호(V)와 주파수 신호(F)를 출력한다. 그럼으로써 이들 신호에 응답해서, 구동회로(38)와 인버터회로(29)를 통해서 무브러시 모터(30)가 그 역률이 거의 1이 되도록 동작이 제어된다.
상기 설명한 실시예에 의하면 하기의 잇점들을 얻을 수 있다.
구체적으로, DC 버스(27)에 의해 구성된 인버터회로(29)의 DC측에 흐르는 전류는 전류검출수단(35)에 의해 검출된다. 다음, 역률 산출회로(36)는, 상기 검출된 검출전류신호(I)의 변화로부터, 역률신호(DELTA Idc)와 전류 변화량(DELTA Idc')을 산출하고 이 산출 결과와 상기 속도지령치(오메가*)를 사용해서, V/F 산출회로(37)는 전압신호(V)와 주파수 신호(F)를 산출한다.
따라서 구동회로(38)와 인버터회로(29)를 통해서 상기 전압신호(V)와 주파수 신호(F)를 사용해서, 상기 역률이 거의 1이 되게 무브러시 모터(30)의 동작이 제어된다. 이 목적을 위해서, 스테이터 권선의 단자전압들을 사용하는 종래 기술과 대조적인 잇점은 필터회로로 구성된 1차 지연소자를 사용할 필요가 없다는 것이다. 그 결과, 돌연한 가속 또는 감속과 부하동요에 대한 우수한 응답성을 얻을 수 있다.
따라서, 안정성이 향상될 수 있고, 외부 교란에 대한 응답성이 우수하다. 따라서, 저속 제어구간에서도 검출을 실행할 수 있고, 제어범위가 증가된다. 또한, 인버터회로(29)의 DC측(즉, DC 버스 28)의 전류를 검출하는 전류검출수단(35)의 DC 전류신호(Vdc')를 샘플링 및 홀드함으로써 전류 샘플링 및 홀드회로(51)로부터 검출된 전류신호(I)가 출력된다. 이러한 목적으로 사용되는 샘플링 및 홀드신호(SH)는, 출력주파수의 1/6(전기각 60°)의 주기로 반전되는 펄스신호 및, 구동신호들(U,V,W,X,Y,Z)로부터 구해진다. 그러므로, 상기 검출된 전류신호(I)의 파형 변화로부터 역률이 검출될 수 있다. 따라서, 무브러시 모터(30)의 전류 피드백이 가능하고, 이 목적을 위해서 단일의 전류검출수단(35)만이 필요하다. 이에 의해서, 종래 기술에 비해 신호처리가 양호해지며, 비용이 적게 들고 소요 설치 공간이 감소되는 장점이 있다.
또한, 전류검출수단(35)의 DC 전류신호(Idc')는, 과도전류 및 과부하의 검출 및 방지뿐만 아니라, 출력 표시를 위한 측정에 기여한다. 그러므로, 전류 피드백 제어의 다른 목적들, 과도전류 및 과부하로부터의 보호 및, 단일 전류검출수단(35)에 의한 측정등을 달성할 수 있다. 또한 비용이 저감되고, 소요 설치공간이 대폭 감소된다.
전류 샘플링 및 홀드회로(51)의 검출전류신호 I는, 각각의 U,V 및 W상에 대한 전류신호(IU,IV,IW)로서 검출된다. 그러므로, 예를들어 인버터회로(29)의 PWM 제어를 행하기 위해서, 종래와 같이 무브러시 모터(20)의 속도 지령 신호와 검출속도 신호간의 편차를 검출하여 전류지령 신호를 구하는 구성을 채용할 수도 있다. 다음, 구해진 전류 지령신호와 무브러시 모터(20)의 각 위상에서 흐르는 전류신호(IU,IV,IW)간의 편차를 산출하여 구해진 편차 전류치의 크기에 따라 PWM 제어가 행하여진다.
상기 실시예에서는, AC 전기 모터로서 3상 동기 전기 모터를 사용하였으나, 이외의 다른 다상 전기 모터를 채용할 수도 있다. 이 경우, 펄스신호(Po)의 반전은, 60°의 전기각 주기로 행해지는 대신에, 위상의 수에 의해 세트된 설정 전기각의 간격으로 실행된다.
본 발명의 제 2 실시예를 제 6 도를 참조하여 설명한다.
제 2 도의 요소들과 동일한 요소들은 동일 참조번호로 표시되 있다. 제 2 도와의 차이점은, 적분소자(40)의 출력과 제 1 제어소자(45)의 출력이, 감산기(53)의 정(+)의 입력단과 (-)의 입력단에 각각 공급되고, V/F 제어소자(41)의 출력과 가산기(48)의 출력이 가산기(54)의 한 정(+)입력단과 다른 정(+)입력단에 각각 공급된다는 점이다.
그 결과, 가산기(54)로부터 출력되는 전압신호(V)는 다음과 같고,
V=V*+(W×K1+DELTA Idc'×K2)………………………………………(9)
감산기(53)로부터 출력되는 주파수 신호(F)는 다음과 같으며,
F=F*-[(Vdc)+W×Kp]……………………………………………………(10)
따라서 주파수 신호(F)에 의해서 PI제어가 가능하다. 결과적으로, 상기 제 1 실시예에서는, 부하동요에 대해 주로 전압제어를 행하였으나, 본 제 2 실시예에서는, 부하동요에 대해 주로 위상제어를 행한다.
상시 실시예들에서, 구동장치들은 각각의 기능블록으로 도시하였으나, 예를들어 역률산출회로(36)와 V/F산출회로(37)를 선택적으로 마이크로 컴퓨터내에 실장할 수도 있다.
본 발명의 제 3 실시예를 제7도~제11도를 참조하여 설명한다.
제 1 도에서와 동일한 구성요소들은 동일 참조번호로 표시되 있다.
제 7 도에 도시된 바와 같이, 주 회로기능은, 3상 AC 전원(23)이 정류회로(24)와 콘덴서(25)에 의해 DC로 변환되고, 이 DC는 반전회로(26)에 의해 AC에 변환되어 무브러시 모터(30)를 구동하게 되 있다. 제어부는, 인버터회로(26)의 DC부의 전류를 검출하는 전류검출기(33)와; 이 전류검출기(33)로부터의 검출된 전류를 증폭하여 샘플링 및 홀드 작용에 의해 파형 정형을 행하는 전류검출회로(34)와; 상기 전류검출회로(34)의 출력신호로부터 역률을 산출하는 역률산출회로(36)와; 상기 전류검출회로(34)로부터의 출력신호의 평균치를 산출하는 전류평균치 산출회로(60)와; 상기 역률산출회로(36)와 전류 평균치 산출회로(60)에 의한 산출치들중 적어도 하나로부터 V/F 제어량을 산출하는 V/F 산출회로(37) 및; 이 V/F 산출회로(37)에 의해 발생된 제어량에 준하여, 예를들어 인버터회로(26)의 트랜지스터(도시안함)이 스위칭 소자에 제어신호를 출력하는 구동회로(38)로 구성되 있다.
이러한 구성으로된 본 실시예에서는, DC에서 AC로 변환되는 DC 링크부에 흐르는 전류가 전류검출기(33)에 의해 검출되고, 이 검출치는 전류검출회로(34)에 송신되어, 여기서, 증폭과 샘플링 및 홀드 작용을 행함으로써 파형 정형이 행하여진다. 역률의 편차가 발생되므로, 거의 1의 역률로 동작을 행하기 위해서는, 상기 설명한 바와 같이, DC 전류들의 편차(Ib-Ia)를 영(0)으로 제어해야 한다(케이지형 유도 모터의 경우 (Ib-Ia)를 임의 값으로 제어하여 입력 역률을 임의로 선택할 수 있다).
그러므로 역률 산출회로(36)가 상기 제1 및 제 2 실시예의 경우와 마찬가지로 전류편차로써 역률을 산출한다.
DC 전류 변화량은, 출력 주파수의 60°의 전기각의 간격으로 검출되므로, 역률산출시, 그 이전에 검출된 변화치는 60°의 전기각의 간격동안 홀드된다.
따라서, 전류 평균치 산출회로(60)는, 전류검출회로(34)로부터 구해진 전류신호를 입력하여 그 전류의 평균치를 구하고, 연속해서 상기 60°전기각의 간격중 전류변화를 산출함으로써 후속 스테이지를 구성하는 V/F 산출회로(37)에 입력할 제어량을 발생한다.
상기 동작에서, 전류변화(전력변화치에 근사될 수 있음)를 일정히 검출하므로, 저주파 영역에서 돌연한 부하 변화시에도 동기화의 상실을 방지할 수 있고, 안정한 제어를 달성할 수 있다.
다음은, 상기 전류 평균치 산출회로(60)를 도면을 참조하여 설명한다.
제 8 도에서, 곡선(a)의 A점에서의 동작중, 부하가 증가해서 동작이 곡선(b)으로 쉬프트하면 60°의 전기각에 대응하는 간격중, 역률산출에 의한 전압제어가 실행되지 않으며, 따라서, 상기 시간중 동작이 A점에서 B점으로 쉬트트 하더라도, 전류 평균치 산출회로(60)가 인버터 출력전류를 I1에서 I3로 증가시키며, 그 결과 DELTA V(극소전압=V2-V1)가 출력전압 V에 가산된다.
즉, 동작을 곡선(b)의 B점에서 C점으로 쉬프트 시키는 제어가 실행된다.
상기 DELTA V의 가산방법을 제9도~제11도를 참조하여 설명한다.
60°의 전기각에 해당하는 간격중에는, 역률이 거의 1이 되는 시점을 발견할 수 없으며, 따라서 인버터 출력전류의 변화량에 따라 결정되는 적정 DELTA V를 가산함으로써 상기 기간중의 인버터 출력전류가 최소가 되도록 동작이 실행된다.
예를들어, 제 9 도는, 상기 인버터 출력 전류가 최소 목표치에 수령하도록 상기 가산되는 DELTA V의 값이 변경되는 예를 나타낸다. 이 전류는 목표치에 가까와짐에 따라, DELTA V가 공급될때마다 반복적으로 증감한다.
제10도에서, DELTA V의 계속적 가산은 상기 전류를 증가, 감소, 다시 감소(이후 이 순서대로 반복됨)시킨다. 이외에, 상기 DELTA V를 목표치에 근사시키는 여러가지 방법을 고려 하였다. 그러나 역률의 견지에서, 지상역률로부터 가능한한 멀리 역률이 거의 1인 시점까지 동작을 쉬프트 시킴으로써 가장 안정한 유형의 제어가 성취된다.
상기 설명한 바와같이, 본 실시예에 의하면 전류 평균치 산출회로(60)를 사용하여 적정한(즉 전류를 최소로 하기에 적정한) 전압치를 공급함으로써 60°의 전기각 간격중의, 즉, 역류검출이 불가능한 영역에서의 부하급변시에도 동기상태의 상실을 방지할 수 있다.
다음, 본 발명의 제 4 실시예를 제12도 및 제13도를 참조하여 설명한다.
제 7 도와 동일한 부위들은 동일 참조번호들로 표시돼 있다.
제12도에 도시된 바와같이, 본 실시예의 주요 회로구성은 다음과 같다. 영구자석형 모터(30)의 구동제어를 위하여, 3상 AC 전원(23)이, 정류회로(24)와 콘덴서(25)에 의해서 DC로 변환된다. 이 DC는 인버터 회로(26)에 의해 AC로 변환되어 구동모터(30)로 사용된다. 그 제어부의 구성은 인버터 회로(26)의 DC측의 전류를 검출하는 전류검출기(33)와;
이 전류검출기(33)의 검출전류에 대한 증폭과 샘플링 및 홀드 작용에 의하여 파형을 정형하는 전류검출회로(34)와; 이 전류검출회로(34)로부터의 출력신호에 준하여 역률을 산출하는 역률산출회로(36)와; 속도지령치 오메가*로부터 설정 제어이득을 산출하는 보정회로(70)와; 상기 속도지령치(오메가*)와 역률산출회로(36)와 보정회로(70)의 산출결과들로부터 V/F제어량을 산출하는 V/F 산출회로(37) 및; 이 V/F 산출회로(37)에 의해서 발생된 제어량에 준하여, 인버터 회로(26)의 스위칭 소자들인 트랜지스터들(도시안함)에 제어신호를 출력하는 구동회로(38)로 구성돼 있다.
이러한 회로구성에 의하면, DC를 AC로 변환하는 DC링크에 흐르는 전류가 전류검출기(33)에 의해 검출되어, 전류검출회로(34)에 입력되어 파형정형이 실행되고 증폭과 샘플링 및 홀드동작등이 실행되는 경우, 역률의 편차가 발생된다. 그러므로 DC 전류의 편차(Ib-Ia)가 1이 되도록 제어하여 거의 1의 역률로 동작시킬 필요가 있다. 따라서, 역률산출회로(36)가 상기 전류편차를 역률로서 산출한다.
상기 편차는 V/F 산출회로(37)에 입력된다. V/F 산출회로(37)는 또한 보정회로(70)로부터 구해진 값을 수신한다.
상기 보정회로(70)는 또한 속도지령치(오메가*)를 수신하며, 이것은 속도에 따라 V/F 산출회로(37)의 제어 이득을 변경하는 수단이다.
상기 동작을 제13도를 참조하여 설명한다. V/F 산출회로(37)는 전술한 실시예들과 동일한 방법으로 예를 들어 하기식들에 따라 전압제어 및 주파수제어를 실행한다.
V1=V1*+K3×DELTA Idc'+V2…………………………………………(11)
[V2=V2*+K4×DELTA Idc')……………………………………………(12)
(V1 : 출력전압, V1*: 명령전압, DELTA Idc' : 역률에 대응하는 DC 전류의 변화, V2 : 적분치, K3 : 비례 이득상수, K3 : 적분이득 상수)
F1=F1*+K5×DELTA Idc'………………………………………………(13)
(F1 : 출력주파수, F1*: 지령 주파수, K5*: 비례 이득상수)
이것은, 상기 전압제어는 비례적분제어인 반면, 주파수제어는 비례제어임을 나타낸다.
제어이득들(K3,K4,K5)은 상수이나, 이 제어이득들은 상기와 같이 보정회로(7)에 의해 가변적으로 된다.
예를들어, 제13도는 구동장치의 출력주파수의 보정을 나타낸다. 그 보정량은 출력주파수에 따라 임의의 소정치로 변경될 수 있다.
그러므로 상기 주어진 제어이득은 다음과 같이 치환된다.
K3'=K3×a0……………………………………………………………………(14)
K4'=K4×a1……………………………………………………………………(15)
K5'=K5×a2……………………………………………………………………(16)
그러므로, 전압제어 및 주파수제어는 하기식들에 따라 행해진다 :
V1=V1*+K3'×DELTA Idc'+V2 …………………………………………(17)
[V2=V2*+K4'×DELTA Idc'] ……………………………………………(18)
F1=F1*+K5'×DELTA Idc' ………………………………………………(19)
상기의 방법에 의하면, a0가 더 작아지므로(a1도 동일한 동태를 보임). 상기 출력주파수가 상승함에 따라 예를들어 K3'에 대응하는 제어이득이 저하된다. 이와 대조적으로, a2는 출력주파수 증가에 따라 증가되고, f2와 f2간의 고정치를 갖도록 된다. 저주파수 동작(저속동작)에서는, 전압제어의 이득이 높은 한편, 주파수제어의 이득이 낮다. 따라서 이로인해 부하동요 응답성을 향상시킨다.
따라서 여러 제어이득들이 임의의 소정치로 변경될 수 있다.
예를들어, a0, a1 및 a2가 각각 1로 세트되면, 종래기술의 시스템과 동일한 시스템으로 된다.
따라서, 본 실시예에 의하면, 보정회로(70)의 보정량을, 제어되는 전기모터 및/ 또는 부하에 따라 결정되는 임의의 소정치로 세트함으로써, 각 주파수에서의 가제어성이 변경될 수 있다.
본 실시예에서, 상기 보정량들이 주파수에 비례 및 반비례하게 되기는 하나, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 이들 보정량들은 임의의 소정치에 세트될 수도 있다. 또한, 이 보정량들을 주파수 상승시 또는 주파수 강하시 히스테리시스를 나타내도록 설정할 수도 있다.
다음은, 본 발명을 3상 유도모터에 적용한 실시예를 설명한다.
제14도 및 제15도를 참조해서 제 5 실시예를 설명한다.
먼저, 제14도를 참조하여 전체적 구성을 설명한다.
참조번호 80은 3상 AC 전원이다. 전파 정류회로(81)가 상기 3상 AC 전원(80)으로부터의 3상 AC 전압에 대해 전파정류를 행한다. 평활회로(82)는, 상기 전파 정류회로(81)로부터의 정류된 전압을 평활화하여, DC 버스들(83,84)간에 공급되는 DC 전압을 발생한다. 번호 85는 주 인버터 회로이며 이것의 입력단에는, 상기 DC 버스들(83,94)간의 DC 전압이 걸린다. 이들 소자들은 함께 전압형 PWM 인버터(86)를 구성한다. 주 인버터 회로(85)는, 복수의 스위칭 소자, 즉 3상 브릿지 접속된 6개의 전력 트랜지스터(85a)와, 이들 전력 트랜지스터들(85a)각각에 역병렬 접속된 다이오드들(85b)로 구성돼 있고 그 출력단들로부터 3상 AC 전압이 3상 유도모터(87)에 공급된다. 전류검출회로(88)는 전류검출수단으로서 홀더를 구비하고 있다. 이 회로는 인버터(86)의 DC 버스(84)에 흐르는 전류(Idc)를 검출하여, 그 응답으로 검출전류(I)를 출력한다. 역률 산출회로(89)는 그의 입력단에 전류검출회로(88)로부터의 검출전류(I)가 공급되며, 후술하는 바와같이 산출을 행하며, 그 결과로, 그 출력단에서 역률 각 θ의 탄젠트 성분(tan θ)을 출력한다. 감산기(90)의 부(-)의 입력단에는, 역률산출회로(89)로부터 상기 탄젠트 성분(tan θ)이 공급되며, 그의 정(+)의 입력단에는 역률각 지령치(θ*)의 탄젠트 성분(tan θ*)이 공급되어, 그 결과, 그의 출력단에서, 이들 성분들의 편차(DELTA tan θ)를 출력한다. 비례적분(PI)제어회로(91)는 그의 입력단에 감산기(90)로부터의 편차(DELTA tan θ)가 공급되며, 그의 출력단으로부터 전압 보정치(DELTA V)를 출력한다. 가산기(94)의 정(+)의 입력단들 중 하나에는 비례적분 제어회로(91)로부터 전압 보정치(DELTA V)가 공급되며, 그의 다른 정(+)의 입력단에는 주파수-전압(V/F)변환회로(92)로부터 전압 지령치(V*)가 공급되며, 그 결과, 그의 출력단에서 전압 지령치(V)를 출력한다.
이 경우, 주파수-전압 변환회로(92)는 그의 입력단에서 주파수 지령치(F*)를 수신하며, 그의 출력단에서 주파수 지령치(F*)에 대응하는 전압 지령치(V*)를 출력한다. 93은 펄스폭변조(PWM)제어회로이다. 이 회로는 그의 한 입력단에서, 가산기(94)로부터의 전압지령치(V)를 수신하며, 그의 다른 입력단에서는, 주파수 지령치(F*)를 수신한다.
상기 회로는 그의 출력단에서, 전압명령치(V)와 주파수 지령치(F*)에 대응하는 펄스폭변조 신호를 발생하여, 주 인버터 회로(85)의 전력 트랜지스터(85a)의 베이스에 구동신호로서 공급한다. 인버터 제어수단(95)은, 가산기(90), 비례적분 제어회로(91), 주파수 전압 변환회로(92), 펄스폭 변조 제어회로(93) 및 상기 가산기(94)로 구성돼 있다.
다음은, 본 실시예의 동작을 제15도를 참조하여 설명한다.
3상 유도모터(87)의 초기 기동시에, 주파수 지령치(F*)펄스폭 변조 제어회로(93)에 공급된다. 또한, 주파수 지령치(F*)가 주파수-전압 변환회로(92)에 의해 전압지령치(V*)로 변환되고, 이 전압지령치(V*)는 가산기(94)를 통해서 전압지령치(V)로서 펄스폭 변조 제어회로(93)에 공급된다. 이에 응답하여, 펄스폭 변조 제어회로(93)가, 상기 전압지령치 V(V*)와 주파수 지령치(F*)에 대응하는 펄스폭 변조 회로를 구동신호로서 출력하여, 이것을 인버터 회로(85)의 전력 트랜지스터(85a)의 베이스에 공급된다. 이에 응답해서, 인버터 회로(85)가 스위칭 작용을 실행하여, 그 결과로, 상기 전압지령치(V)와 주파수 지령치(F*)에 대응하는 출력전압인 3상 AC 전압과 출력주파수를 출력한다. 이 출력은 3상 유도모터에 공급된다.
따라서, 3상 유도모터(87)의 각 상에서 전류가 흐르고, 제15(a)도에 도시된 바와같이 전류(Idc)가 인버터(86)의 DC 버스(84)에 흐른다. 이 전류(Idc)는 전류검출회로(88)에 의해 검출되고, 이 Idc에 대응하는 검출전류(I)가 역률산출회로(89)에 공급된다.
상기 전류(Idc)는 (인버터 회로(85)의 스위칭 상태에 따라서)3상 유도모터(87)에 흐르는 3상 전류 중 하나가 선택될때 DC 버스(84)에 흐르는 전류이므로, 출력 펄스변조 전압파형으로부터 구해진 특정시점에서 샘플링하여 추출함으로써 3상 유도모터(87)에 흐르는 전류의 1상을 검출할 수 있다. 또한, 상기 전류(Idc)의 샘플링시, 이 샘플링된 상이 60°의 전압 위상 피크의 기간중에만 계속적으로 절환되는 것으로 가정하면 제15(b)도에 도시된 바와같은 샘플링된 파형이 구해진다.
따라서, 샘플링이 실행되는 시점은 상기 출력 펄스폭 변조전압과 동기되며, 따라서, 역률이 1이면, 그 샘플링된 파형은 3상 유도모터(87)에 흐르는 3상 전류의 전파정류에 의해 구해진 파형이며, 연속 파형이다. 그러나, 지상역률의 통상의 경우에는, 상기 샘플링된 파형(IS)는, 제15(b)도에 도시된 바와같이, 위상 전환시점에서 불연속이다. 이 위상전환 시점 전, 후의 전류치들은 역률과 밀접한 관계가 있으며, 따라서, 상기 3상 유도모터(87)에 흐르는 3상 전류가 대칭 사인파라고 가정하면, 상기 전류치들과 역률을 다음과 같이 공식화할 수 있다.
구체적으로는, 상기 위상 전환 시점직전의 전류치를(Ia), 그 직후의 전류치를(Ib), θ는 역률간(지연각을 정의 값으로 갖음). 그리고 IM을 상기 3상 유도모터(87)에 흐르는 전류의 피크치라고 가정하면, 다음의 관계식으로 얻는다 :
Ia=IM×cos(θ-30°)………………………………………………………(20)
Ib=IM×cos(θ-30°)………………………………………………………(21)
상기 식(20)과 (21)에 의해 (Ia-Ib)/(Ia+Ib)를 산출함으로써, 다음식이 구해진다.
tan θ=×(Ia-Ib)/(Ia+Ib)……………………………………………(22)
즉, 상기 역률을 3상 유도모터(87)의 전류(IM)와는 독립적으로 구할 수 있다. 역률산출회로(89)는, 상기 샘플링 파형이 구해진후 상기 식(22)의 산출을 행한다. 그러나, 역률 각(θ)이 90°인 경우, 식(22)에서 (Ia+Ib)가 영(0)이 되고, 따라서 이 식에 의한 연산이 불가능해짐을 주목해야 한다. 역률각(θ)이 90°가 안되는 경우라도, 이 각이 충분히 크면, 전류검출의 오차들이 역률 산출결과들에 불균형 영향을 미친다. 본 실시예에서는, 따라서, 역률 각 지령치(θ*)의 설정범위를 60°이하(예를들어, 45°)로 특정한다. 즉, 역률각(θ)이 과대해지지 않도록 제한한다.
역률산출회로(89)에 의해 산출된 역률각의 탄젠트 성분(tan θ)은 감산기(90)에 공급되며, 이 감산기가 다음의 감산을 행하고, tan θ*-tan θ=DELTA tan θ, 그 편차(DELTA tan θ)를 출력한다. 비례적분 제어회로(91)가 감산기(90)로부터 상기 편차(DELTA tan θ)를 수신하면, 편차(DELTA tan θ)가 후술하는 바와같이, 영으로 점근선식으로 근사하도록, 전압보정치(DELTA V)를 출력한다. 이 출력치는 가산기(94)에 의해 전압지령치(V*)에 가산되어 보정후 전압지령치(V=V*+DELTA V)로서 출력된다. 3상 유도모터(87)의 경우, 전압대 주파수 비율이 상승하면, 여자전류가 증가하여 전압에 대한 전류의 위상지연을 크게하며, 그 결과 역률 각(θ)가 증가한다. 결과적으로, 비례적분 제어회로(91)에서, 역률 각(θ)의 탄젠트 성분(tan θ)이 역률 각 지령치(θ*)의 탄젠트 성분(tan θ*)보다 훨씬 커지면, 전압보정치(DELTA V)가 작아지며, 이와 대조적으로, 탄젠트 성분(tan θ)이 탄젠트 성분(θ*)보다 훨씬 커지면, 전압보정치(DELTA V)가 더 커지도록 제어된다. 이러한 방법으로, 반전회로(85)에서는, 탄젠트 성분(tan θ)이 상기 탄젠트 성분(tan θ*)가 동등하도록 즉, 역률각(θ)이 상기 역률각 지령치(θ*)와 동등하도록 그의 출력전압이 펄스폭 변조 제어된다.
본 실시예에 의하면, 다음의 잇점이 성취된다. 구체적으로, 인버터(86)의 DC 버스(84)에 흐르는 전류(Idc)를 전류검출회로(88)에 의해 검출함으로써, 검출회로(88)의 검출전류(I)에 따라 역률산출회로(89)에 의해 인버터 회로(85)의 출력전압이 제어됨으로써, 역률 각(θ)의 탄젠트 성분(tan θ)가 역률 각 명령치(θ*)의 탄젠트 성분(tan θ*)과 동등하게 된다. 종래기술과는 대조적으로, 전력 변화에 의하기 보다는 3상 유도모터(87)에 흐르는 전류에 의하여 역률 제어를 달성할 수 있다. 따라서, 저속 동작시에도 인버터(86)가 안정하게 3상 유도모터(87)의 구동을 제어할 수 있다. 3상 유도모터(87)의 동작속도에 의존적인 요소들을 제어시스템으로부터 제어함으로써, 지속 동작시에도 충분한 정확성이 성취된다. 특히, 상용 유도모터의 경우, 45°의 역률 각(θ)에서 토오크효율이 최대임이 잘 알려져 있다. 상기 역률 각(θ)가 60°미만의 역률 각지령치(θ*)(예를들어, 45°)와 동등하도록 역률 각(θ)을 제어하는 인버터 제어수단(95)을 사용함으로써 토오크 효율이 높은 동작을 달성할 수 있다. 또한, 역률 각(θ)을 상기와 같이 제어함으로써 역률 각(θ)을 상기와 같이 제어함으로써 역률 각(θ)이 설정치 이하로 되지 않도록 역률 각 지령치(θ*)를 세트하는 것이 용이하다. 따라서, 3상 유도모터(97)가 최대 토오크 포인트 이상의 과도한 활동상태로 쉬프트하는 활동을 방지하는 것이 가능하므로 과부하등의 조건하에서, 과전류로 인한 속도 감소를 방지할 수 있다.
제16도는 본 발명의 제 6 실시예를 나타낸다. 제14도와 동일한 부위들은 동일 참조번호를 부기돼 있고, 상이한 부위들만을 설명한다.
구체적으로, 96은 역 탄젠트(tan-1) 산출회로이다. 이것은 그의 입력단에서, 역률산출회로(89)로부터 탄젠트 성분(tan θ)를 수신한다. 이 역 탄젠트 산출회로(96)는, 상기 입력단 탄젠트 성분(tan θ)을 역률 각(θ)으로 변환하여 이 각을 그의 출력단에서 출력한다. 다음, 이 역률각(θ)은 감산기(90)의 부(-) 입력단에 공급된다. 탄젠트 성분(tan θ*) 대신에, 역률 각 명령치(θ*)가 감산기(90)의 정(+) 입력단에 공급되어, 감산기(90)가 이들의 편차, 즉 DELTA θ(=θ*-θ)를 그의 출력단에서 출력하여, 이 편차를 비례 적분제어회로(91)에 공급한다. 비례적분 제어회로(91)는, 상기 편차(DELTA θ)가 점근선식으로 영으로 근사하도록 전압 보정치(DELTA θ)를 출력한다.
따라서, 상기 제 5 실시예에서와 마찬가지로 본 제 6 실시예에 의해서도 동일한 잇점을 성취할 수 있다.
제17도는 본 발명의 제 7 실시예를 나타낸다. 제14도에서와 동일한 부위들은 동일 참조번호로 부기돼 있으며, 상이한 부위들만을 설명한다.
구체적으로, 97은 비례적분 제어회로(91)를 대체한 비례적분 제어회로이다. 이것의 입력단에는 감산기(90)로부터 편차(DELTA tan θ)가 공급되며, 주파수 보정치(DELTA F)를 출력한다. 감산기(98)는 그의 부(-) 입력단에서 주파수보정치(DELTA F)를 수신하며, 그의 정(+) 입력단에서는, 주파수 지령치(F*)를 수신하여, 그의 출력단에서 주파수 지령치(F=F*-DELTA F)를 출력한다. 펄스폭 변조 제어회로(93)의 한 입력단에는 주파수 지령치(F)가 공급되는 한편, 그의 다른 입력단에는 주파수-전압 변환회로(92)로 부터 직접 전압지령치(V*)가 공급된다.
따라서, 펄스폭 변조 제어회로(93)는, 전압 지령치(V*)와 주파수 지령치(F)에 따라 인버터회로(85)를 제어함으로써, 이들 값들에 대응하는 출력전압과 출력주파수를 갖는 3상 AC전압을 출력하도록 한다. 비례적분 제어회로(97)는, 편차(DELTA tan θ)가 점근선식으로 영에 근사하도록 주파수 보정치(DELTA F)를 출력한다. 그러므로, 본 실시예에서는, 역률 각(θ)이 역률 각 지령치(θ*)와 동등하도록 인버터회로(85)의 출력 주파수를 제어함으로써, 제 6 도의 실시예의 경우와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
제 8 실시예를 제18도~제20도를 참조하여 설명한다.
우선, 전체적 구성을 제18도를 참조하여 설명한다. 인버터회로(100)는 트랜지스터로된 6개의 스위칭 소자들의 3상 브릿지 접속으로 구성돼 있다. 이것의 입력단에는, DC전원(101)의 DC전압이 공급된다. 3상 4극 무브러시 모터(102)는, U, V 및 W상 스테이터 코일(103U,103V,103W)를 구비한 스테이터(103) 및 영구자석형 로터(104)를 구비하고 있다.
스테이터 코일들(103U,103V,103W)은 별형으로 접속돼 있고, 출력 리드(105,106,107)을 통해서 인버터회로(100)의 출력단들로부터의 AC출력전압이 공급된다. 108과 109는, 홀 전류 변성기들로 구성된 전류검출기들이다. 이들은 U상과 V상에 대한 출력리드(105,106)에 각각 설치돼 있다. 100은 증폭기회로이다. 이 증폭기는, 전류검출기(108,109)와 함께 전류검출수단(111)을 구성한다. 전류검출기(108,109)에 의해 검출된 전류신호(Iu,Iv)는, 증폭기회로(110)를 통해서, 전력 산출회로(112)로 구성된 전력 산출수단의 입력단들에 공급된다. 후술하는 바와같이, 이전력산출회로(112)는, 전류 신호(Iu,Iv)를 사용해서 전력신호(W1,W2)를 산출한다. 이 전력신호들(W1,W2)은 상기 회로의 출력단에서 출력되어 제어회로(113)로 구성된 제어 수단의 입력단에 공급된다. 이 제어회로(113)는, 역시 후술하는 바와같이, 전력신호(W1,W2) 및, 세팅장치(114)로부터 공급되는 속도 지령치(오메가*)를 사용해서 전압신호(V)와 위상신호(θ)를 산출한다. 이들 신호는 또한 6의 PWM-제어 구동신호들(DS)을 발생하는데 사용되며, 그의 출력단에서 이들 구동신호들이 출력되어, 인버터회로(100)의 6트랜지스터의 베이스들에 공급됨으로써, 무브러시 모터(102)의 로터(104)가 속도 지령치(오메가*)에 의해 지시된 회전속도로 회전되도록 한다.
본 실시예의 원리를 제19도를 참조하여 설명한다. 제19도는, 위상 전압, 위상전류 및 각 위상에서의 라인 전압간의 상관관계를 나타내는 벡터 도표이다.
Eu, Ev 및 Ew는 U, V 및 W상 전압이고, Iu, Iv 및 Iw는 U, V 및 W상 전류이며, θ는 각각의 상전압(Eu,Ev,Ew)과 각각의 상전류(Iu,Iv,Iw)간의 위상편차이다. Euw 및 Evw는 W상 전압(Ew)에 관한 라인 전압이다. 라인 전압(Euw)은 상전압(Ev)에 대한 위상편차(-π/6)를 갖으며, 라인 전압(Evw)은 위상 전압(Ev)에 대한 위상편차(+π/6)를 갖는다.
상기 값들로부터, 라인 전압(Euw)과 상전류 Iu의 곱과 라인 전압(Evw)과 상전류(Iv)의 곱을 구해서 전력신호(W1,W2)를 산출하면 다음과 같이 얻어진다.
W1=Evw×Iv×cos(θ-π/6)………………………………………………(24)
W2=Evw×Iv×cos(θ+π/6)………………………………………………(25)
제19도의 벡터 도표에 의해서, 상기 식(24,25)를 변환하면 다음식들이 구해진다 :
W1=3×Ev×Iv×cos(θ-π/6)………………………………………………(26)
W2=3×Ev×Iv×cos(θ+π/6)………………………………………………(27)
이 경우, 3상 평형상태에서는, Eu=Ev=Ew이고, Iu=Iv=Iw이므로, Eu=Ev=E 및 Iu=Iv=I로 놓으면, 식(26)과 (27)은 다음과 같이 된다 :
W1=3×E×I×cos(θ-π/6)………………………………………………(28)
W2=3×E×I×cos(θ+π/6)………………………………………………(29)
전력신호(W1,W2)와 상기 두 상에서 동등해지는 조건을 구하면 다음식이 얻어진다 :
cos(θ-π/6)=cos(θ+π/6) …(30)
=0 …(31)
결과적으로, 상기 설명한 바와같이, 스테이터 코일(103U,103V,103W)의 봉전을 제어함으로써 상기 두 상의 전력(W1,W2)가 같도록 역률을 제어할 수 있고, 따라서, 무브러시 모터(102)가 종래와 동일한 방법으로 구동될 수 있다.
상기의 동작원리를 실행하는 제어회로(113)의 세부구성을 제20도를 참조하여 설명한다. 속도 지령치(오메가*)가 속도 조정시간 소자(115)를 통하여, 적뷴소자(116)와 V/F제어소자(117)의 해당 입력단들에 공급된다. 적분소자(116)는 그의 출력단에서 위상신호를 출력하여, 구동제어소자(118)의 입력단에 공급한다. V/F 제어소자(117)는 그의 출력단에서 전압 지령신호(V)를 출력하여, 가산기(119)의 한 정(+)입력단에 공급한다. 가산기(119)는 후술하는 바와같이, 그의 출력단에서 전압신호(V)를 출력한다. 이 전압신호(V)는 구동 제어소자(118)의 입력단에 공급되고, 또한 라인 전압 산출소자(120)의 입력단에 공급된다. 라인 전압 산출소자(120)의 다른 입력단에서는 위상신호(θ)를 수신하여, 이 위상신호(θ)와 전압신호(V)를 사용하여, 라인 전압(Euw,Evw)을 산출하여, 이들을 신호로서 전력 산출회로(112)의 입력단들에 공급한다. 전력 산출회로(112)로부터의 전력신호(W1,W2)는 감산기(121)의 정(+)입력단과 부(-)입력단에 각각 공급되며, 감산기(121)의 출력단의 출력신호는 PI(비례/적분) 제어소자(122)를 통해서 가산기(119)으 다른 정(+)입력단에 공급된다.
본 실시예의 동작을 설명한다.
제어회로(113)에서, 속도지령치(오메가*)가 속도 조정시간소자(115)에 공급되면, 속도지령치(오메가*)에 의해 임으로 특정할 수 있는 속도 조정 시간동안 속도 조정시간 소자의 출력 신호(오메가*)는 상승한다.
다음, 이 출력신호(오메가*)는 적분소자(116)에 의해 적분되어 위상신호(θ)로서 출력된다. 이것은 또한 V/F제어소자(117)에 의해서, 임의로 선택할 수 있는 V/F패턴과 비교되고 전압 지령신호(V)로서 출력된다. 그러면, 스데이터코일(113U,113W)에 공급되는 전압을 적분소자(116)로부터 출력되는 위상신호(θ)와, 전압지령신호(V)에 보정을 가하는 가산기(119)로부터 출력된 전압신호(V)로부터 산출할 수 있다. 라인 전압 산출소자(120)는 상기에서 산출된 이들을 전력 산출회로(112)에 신호로서 공급한다. 전력 산출회로(112)는, 전류검출수단(111)으로부터 공급되는 위상전류신호(Iu,Iv)와 상기 라인 전압(Euw,Evw)으로부터 식(24,25)으로 표시된 전력(W1,W2)을 산출한다. 다음 이 전력(W1,W2)은 제어회로(113)에 신호로서 피드백되어 감산기(121)에 공급된다. 감산기(121)는 상기 전력신호(W1,W2)간의 편차를 구하여 이 편차신호를 PI제어소자(122)에 공급한다. PI제어소자(122)는, 상기 편차시호가 영 또는 설정치가 되도록 PI제어를 행하고, 그 출력을 가산기(119)에 공급한다. 가산기(119)는, PI제어소자(122)로부터의 출력신호를 전압 지령신호(V)에 가산하여 전압신호(V)를 출력한다. 구해진 위상신호(θ)와 전압신호(V)는 구동 구해진 위상신호(θ)와 전압신호(V)는 구동 제어소자(118)에 공급된다. 구동제어소자(118)는 상기 위상신호(θ)와 전압신호(V)를 사용하여 구동신호들(DS)를 출력하여, 이것은 인버터회로(100)의 6트랜지스터의 베이스들에 공급함으로써, 무브러시 모터(102)의 로터(104)를 상기 속도명령치(오메가*)에 대응하는 속도로 회전시킨다.
따라서, 본 실시예에 의하면, 상기 U상 및 V상 스테이터 코일(103U,103V)에 흐르는 전류들은 전류검출수단(111)에 의해 검출되고, 이 검출된 전류신호(Iu,Iv)는 전력산출회로(112)에 의해 사용되어 전력(W1,W2)을 산출한다. 다음 제어회로(113)가, 상기 산출결과로 얻어진 전력(W1,W2)의 편차가 영 또는 설정치가 되도록 하는 PI제어에 의하여 전압신호(V)와 위상신호(θ)를 구한다. 다음, 이 전압신호(V)와 위상신호(θ)는 인버터회로(100)에 의해 사용하여, 무브러시 모터(102)의 동작을 제어하게 된다. 그 결과, 스테이터 코일의 단자전압을 사용하는 종래기술과는 대조적으로, 필터회로에 의해 구성된 1차 지연소자를 사용할 필요가 없다.
그 결과, 급가속 또는 급감속 및 부하동요에 대한 응답성이 양호하며, 안정성이 향상된다. 또한, 본 실시예는 외부교란엠 대한 응답이 우수하며, 저속구간에서 검출이 가능하고, 제어범위가 넓혀질 수 있다.
제21도는 본 발명의 제 9 실시예를 나타낸다. 제20도와 동일한 부분들은 동일 참조번호로 부기돼 있다. 제20도와의 차이점은, 제어회로(113)가 가산기(123)의 P제어소자(또는 PI제어소자일 수도 있다)(124)를 추가로 구비하고 있다는 점이다. 적분소자(116)로부터의 위상신호(θ)는 가산기(123)의 정(+)입력단들 중 하나에 공급되고, 가산기(121)로부터의 편차신호가 P제어소자(124)를 통해서 가산기(123)의 다른 정(+) 입력단에 공급됨으로써, 가산기(123)의 출력단으로부터 위상신호(θ)가 출력된다.
제 9 실시예에 의하면, 더욱 안정한 피드백 제어를 행할 수 있다.
상기 실시예 8 과 9에서 구동장치들은 각각의 기능블록들로 도시돼 있으나, 예를들어 전력 산출회로(112)와 제어회로(113)를 마이크로 컴퓨터내에 실장할 수도 있다.
본 발명을 실시예들을 참조하여 설명하지 않는다. 예를들어, 3상 모터에만 한하지 않고, 다상 무브러시 모터 또는 일반적인 유도모터등의 AC모터에도 적용할 수 있으며, 또한, 본 발명의 요지 범위내에서 다양한 변형이 가능하다.

Claims (6)

  1. DC전원(25)과 이 DC전력을 AC전력으로 변환하여 그 AC전압을 AC모터(30)에 공급하는 인버터 수단(29)을 갖는 AC모터(30) 제어장치에 있어서; 상기 DC전원(25)으로부터 상기 인버터수단(29)으로 흐르는 전류를 검출하여 상기 인버터수단의 출력의 위치전환직전에 검출된 전류(Ia)와 상기 인버터 수단의 출력의 위상전환직후에 검출된 전류(Ib) 양자로부터 결정된 검출전류를 나타내는 신호를 발생하는 전류검출수단(35)과; 상기 전류검출수단(35)에 접속되고 상기 검출된 전류로부터 AC모터(30)의 역률을 산출하여 대응 역률 신호(△Idc,△Idc')를 출력하는 역률산출수단(36)과; 상기 산출된 역률신호(△Idc,△Idc')와 속도 지령신호(ω*)를 입력신호들로서 수신하여 이 입력신호들로부터 산출된 제어신호(V,F,Pθ)들을 출력하는 전압 주파사(V/F) 산출수단(37)과; 상기 제어신호들을 수신하여 상기 제어신호들에 준하여 상기 인버터 수단(29)을 제어하도록 구동신호들(U,V,W,X,Y,Z)을 발생하는 구동수단(38)을 구비한 것이 특징인 AC모터 제어장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 전류검출수단(35)이; 상기 인버터 수단(29)의 DC측에 흐르는 전류(Idc)를 검출하는 DC전류검출수단(33)과; 상기 제어신호(Pθ)와 상기 구동신호들(U,V,W,X,Y,Z)로부터 샘플링 및 홀드신호(SH)를 발생하며, 상기 구동신호들은 상기 인버터 수단(29)의 출력 주파수에 의해 결정된 설정 전기각에서 반전하는; 샘플링 및 홀드신호 발생수단(52)과, 여기서, 상기 샘플링 및 홀드신호(SH)의 제어하에 상기 DC전류 검출수단(33)으로부터 DC전류신호(Idc')를 샘플링 및 홀드하는 전류 샘플링 및 홀드 수단(51)으로 구성된 것이 특징인 AC모터 제어장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 전류검출수단(35)으로부터의 신호의 평균치를 산출하는 평균치 산출수단(60)을 더 구비하며, 상기 전압 주파수(V/F) 산출수단(37)이, 상기 역률신호와 상기 평균치 산출수단(60)의 산출치중 적어도 하나에 준하여 전압신호(V) 및 주파수 신호(F)를 발생하는 것이 특징인 AC모터 제어장치.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 역률산출수단(36)이 상기 전류검출수단(35)에 의해 검출된 위상전환점의 전,후에 검출된 전류치들(Ia,Ib)로부터 상기 AC모터(30)의 역률을 산출하는 것이 특징인 AC모터 제어장치.
  5. DC전원(101)으로부터의 DC전압을 AC전압으로 변환하여 AC모터(102)에 공급하는, 스위칭소자들을 구비한 인버터 수단(100)을 갖는 AC모터 제어장치에 있어서; 상기 인버터수단(100)으로부터 상기 AC모터(102)로 공급되는 전류를 검출하고 또한 상기 인버터수단의 출력의 위상전환 직전에 검출된 전류(Ia)와 상기 인버터수단의 출력의 위상전환직후에 검출된 전류(Ib) 양자로부터 결정된 검출전류를 나타내는 신호를 발생하는 전류검출수단(111)과; 상기 전류 검출수단(111)의 검출신호(Iv,Iu)와 속도지령신호(ω*)로부터, 상기 AC모터(102)에 통하는 전력을 산출하는 전력산출수단(112)과; 제어신호들(θ,V)을 발생하여 이 신호들을 상기 전력산출수단(112)에 공급하고, 상기 전력 산출수단(112)으로부터의 신호들(W1,W2)에 준하여 구동신호들(DS)을 상기 인버터 수단(100)에 공급하는 제어수단(113)을 구비한 것이 특징인 AC모터 제어장치.
  6. DC전원(81)과 이 DC전력을 AC전력으로 변환하여 그 AC전압을 AC모터(87)에 공급하는 인버터 수단(85)을 갖는 AC모터(87) 제어장치에 있어서; 상기 DC전원(81)으로부터 상기 인버터수단(85)으로 흐르는 전류를 검출하여 상기 인버터수단의 출력의 위상전환직전에 검출된 전력(Ia)와 상기 인버터수단의 출력의 위상 전환직후에 검출된 전류(Ib)양자로부터 결정된 검출전류를 나타내는 신호를 발생하는 전류검출 수단(88)과; 상기 전류검출수단(88)에 접속되고 상기 검출된 전류(I)로부터 AC모터(87)의 역률을 산출하여 대응 역률신호(tan θ)를 출력하는 역률산출수단(89)과; 상기 역률신호를 수신하여 이것에 소정신호(tan θ*)를 감산하는 감산수단(90)과; 상기 가산수단(90)의 출력(△tanθ)을 비례적분하는 비례적분제어 수단(91)과; 소정의 기준신호(F*)를 수신하여 기준전압 신호(V*)를 발생하는 주파수 전압변환수단(92) 및; 상기 비례적분제어수단(91)의 출력(△V)과, 상기 기준전압신호(V*)와, 상기 소정의 기준신호(F*)를 수신하여 상기 인버터 수단(85)을 제어하는 제어신호를 출력하는 제어수단(93)을 구비한 것이 특징인 AC모터 제어장치.
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