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Die Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für einen
Wechselstrommotor unter Verwendung einer
Wechselrichterschaltung.
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Steuervorrichtungen für WS-Motoren können von sehr
unterschiedlichem Typ sein, je nach dem Typ des zu steuernden WS-Motors.
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Die Erfindung befaßt sich mit einer Vorrichtung für die
Steuerung von Induktionsmotoren und bürstenlosen Motoren, die mit
einem Rotor mit Permanentmagneten ausgestattet sind.
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Zuallererst wird eine Vorrichtung für die Steuerung eines
bürstenlosen Motors beschrieben.
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Um bürstenlose Motoren zu steuern, ist anstelle der Verwendung
eines Lagebestimmungselementes, wie beispielsweise eines Hall-
Elementes, zur Bestimmung der relativen Stellung der
Statorwicklung zu dem Rotor mit Permanentmagneten ein System in die
Nutzung gekommen, bei welchem diese Stellung durch Nutzung der
Klemmenspannungen erkannt wird, welche die in der Statorwicklung
erzeugten induzierten Spannungen enthalten.
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Ein Beispiel des bekannten Standes der Technik dafür wird in
Fig. 5 gezeigt. 1 ist eine Gleichspannungsquelle. 2 ist eine
Wechselrichterschaltung für das Hindurchlassen von Strom zu den
Statorwicklungen 3U, 3V und 3W des bürstenlosen Motors 3. 4, 5
und 6 sind Filterkreise, welche die Phase der Klemmenspannungen
UV, VV und WV, welche die in den Statorwicklungen 3U, 3V und 3W
induzierten Spannungen enthalten, um 90 Grad in der Phase ver
schieben. 7 ist eine Gleichrichtungsschaltung, durch welche man
den neutralen Punkt aus den Ausgängen dieser Filterkreise 4 bis
6 erhglt. 8, 9 und 10 sind Komparatoren, welche entsprechend die
Ausgangssignale der Filterkreise 4 bis 6, welche
Verzögerungselemente erster Ordnung bilden und die Spannung des neutralen
Punktes NV vergleichen. 11 ist eine Steuerschaltung.
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Fig. 6 ist ein Laufzeitdiagramm, welches die Funktionsweise des
Beispiels des bekannten Standes der Technik zeigt. Wir werden
nun die U-Phase der Wechselrichterschaltung bezogen auf dieses
Laufzeitdiagramm betrachten. Während der Kommutierung der
Wechselrichterschaltung 2 enthält die Klemmenspannung UV (siehe Fig.
6(a)), die in der Statorwicklung 3U erzeugt wird, eine
Spannungsspitze, die durch Leitung der Rückflußdiode des
gegenüberliegenden Arms produziert wird. Um den Effekt dieser
Spannungsspitzenkomponente zu beseitigen, wird die Klemmenspannung UV in
der Phase um 90º mit Hilfe von Filterkreis 4 verschoben, wodurch
die phasenverschobene Spannung DUV, wie in Fig. 6(b) gezeigt,
erzeugt wird. Danach werden diese phasenverschobene Spannung DUV
und die Spannung des neutralen Punktes NV wie in Fig. 6(b)
gezeigt durch Komparator 8 verglichen, um ein
Phasenerkennungssignal PSU wie in Fig. 6(c) gezeigt zu erhalten. Die Situation
ist dieselbe für die anderen Phasen V und W, wobei man
Positionserkennungssignale PSV und PSW wie in Fig. 6(d) und 6(e)
gezeigt von den Komparatoren 9 und 10 auf der Basis von
Klemmenspannunungen VV und VW erhält. Diese Positionserkennungssignale
PSU, PSV und PSW sind Signale, welche um 120 Grad in der Phase
verschieden für eine Leitung von 180 Grad sind. Durch Anlegen
derselben an die Steuerschaltung 11 wird diese Steuerschaltung
dazu gebracht, sechs Kommutierungssignale zu erzeugen, welche
jeweils an die Basis der Transistoren angelegt werden, die
Schaltelemente von Wechselrichterschaltung 2 bilden.
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Jedoch sind bei der vorstehend beschriebenen Einrichtung für die
Steuerung eines bürstenlosen Motors, da ja Filterkreise 4 bis 6,
die eine Kennlinie mit um 90 Grad nacheilender Phase haben,
vorgesehen
sind, um die Spannungsspitzenkomponente zu beseitigen,
welche in den Klemmenspannungen UV, VV und WV enthalten sind,
die Zeitkonstanten der Filterkreise 4 bis 6 groß. Dies führt zu
dem Problem, daß es nicht möglich ist, einer schnellen
Beschleunigung oder Verzögerung zu folgen. Ein weiteres Problem ist, daß
eine Phasenerkennung im Bereich niedriger Geschwindigkeit
schwierig ist. Weiterhin schwankt die Größe der
Spannungsspitzenkomponente, die in den Klemmenspannungen UV, VV und WV
enthalten ist, je nach der Größe des Stroms, d.h. der Belastungen
der Statorwicklungen 3U, 3V und 3W, so daß dann, wenn die
Belastung groß ist, ein Phasenfehler in der Signalwellenform der
Filterkreise 4 bis 6 und folgenden erzeugt wird, was ein
Stabilitätsproblem verursacht.
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Nun soll eine Einrichtung für die Steuerung eines Dreiphasen-
Induktionsmotors beschrieben werden.
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Dieser Typ einer konventionellen Einrichtung wird in der
japanischen Patentbekanntmachung Nr. sho. 62-100192 offenbart und
wird in Fig. 7 gezeigt.
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Ein Impulsbreitenmodulations- (PWM-) Wechselrichter vom
Spannungstyp 12 besteht aus einer Gleichrichterschaltung 14, welche
die Dreiphasen-Wechselspannung der Dreiphasen-Spannungsquelle 13
gleichrichtet, einem Glättungskondensator 15, der diese
gleichgerichtete Spannung glättet und einer
Haupt-Wechselrichterschaltung 16, an welche diese geglättete Gleichspannung angelegt
wird. Die Ausgangs-Wechselspannung aus der
Haupt-Wechselrichterschaltung 16 wird dann an den Dreiphasen-Induktionsmotor 17
angelegt. Der Strom Idc, welcher in der GS-Sammelleitung von
Wechselrichter 12 fließt, wird durch Stromdetektor 18 erkannt
und als Gleichrichtungsstrom 1 an das Tiefpaßfilter 19 (hierin
mit "LPF" bezeichnet) angelegt. LPF 19 extrahiert die Grundwelle
des gleichgerichteten Stroms und gibt sie als
Frequenzkorrekturwert DELTA f aus. Subtraktionsschaltung 20 subtrahiert diesen
Freguenzkorrekturwert DELTA f von dem Frequenzkommandowert f*, so
daß sich ein Bezugs-Frequenzwert f (= f* - DELTA f) ergibt,
welcher an eine Impulsbreitenmodulations- (PWM-) Steuerschaltung
21 angelegt wird. Dieser
Impulsbreitenmodulations-Steuerschaltung 21 wird ein Spannungskommandowert V geliefert, den man
durch Konvertieren des Frequenzkommandowertes f* mit Hilfe einer
Frequenz-Spannungs- (f-V-) Konvertierschaltung 22 erhält. Das
Ergebnis ist, daß die Impulsbreitenmodulations-Steuerschaltung
21 eine Steuerung der Impulsbreitenmodulation durch Anlegen
eines Basissignals an die Leistungstransistoren der
Haupt-Wechselrichterschaltung 16 auf Basis des Bezugs-Frequenzwertes und
des Spannungs-Kommandowertes V* durchführt.
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Folglich ist, da ja bei einem PWM-Wechselrichter vom
Spannungstyp die Gleichspannung feststehend ist, der Mittelwert, der in
der GS-Sammelleitung von Wechselrichter 12 fließt, proportional
der Spannung, die an den Dreiphasen-Induktionsmotor geliefert
wird. In diesem Fall ist unter der Annahme, daß die Drehzahl des
Dreiphasen-Induktionsmotors 17 ausreichend hoch ist und daß die
Änderungsrate der Drehzahl sehr klein ist, die
Drehmomentschwankung proportional der Spannungsschwankung, so daß durch eine
Steuerung des mittleren Stroms der GS-Sammelleitung von
Wechselrichter 12 eine Drehmomentensteuerung der
Dreiphasen-Induktionsmotors durchgeführt und das Erzeugen von Schwingungen verhütet
werden kann.
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Jedoch sinkt, obwohl die vorstehende Steuereinrichtung effektiv
ist, wenn die Drehzahl des Dreiphasen-Induktionsmotors 17
ausreichend hoch und das Verhältnis der Drehzahlschwankung sehr
gering ist, bei einem Betrieb mit niedriger Geschwindigkeit,
wenn die Drehzahl klein ist, der Betrag der Spannungsänderung
für eine gegebene Drehmomentenänderung ab. Selbst wenn dies
deshalb durch Division durch die Drehzahl oder durch den
abgeleiteten Wert der Drehzahl ausgeglichen wird, um auf diese Weise
die Abhängigkeit von der Betriebsgeschwindigkeit zu beseitigen,
bedeutet das abgesenkte Signal/Rausch-Verhältnis, daß man keine
ausreichende Genauigkeit erreicht. Ein stabiles Treiben des
Wechselrichters während eines Betriebs bei niedriger Drehzahl
ist deshalb schwierig.
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Diese Erfindung wurde nach Betrachtung der vorliegenden Umstände
vorgenommen. Ihre erste Aufgabe ist es, eine Steuervorrichtung
für einen Wechselstrommotor zu liefern, der für ein gutes
Reaktionsverhalten und eine verbesserte Stabilität während
plötzlicher Beschleunigungen oder Verzögerungen und Lastschwankungen
dadurch sorgt, daß sie den Wechselstrommotor in Übereinstimmung
mit dem Betrag der Stromänderung steuert. Ihre zweite Aufgabe
ist, für eine Steuervorrichtung für einen Wechselstrommotor zu
sorgen, durch welche der Wechselstrommotor in stabiler Weise
selbst während eines Betriebes mit niedriger Drehzahl
angetrieben werden kann.
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Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird für eine
Steuervorrichtung für einen Wechselstrommotor mit einer
Wechselrichtereinrichtung gesorgt, die Schalteinrichtungen hat, mittels derer
eine Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle in
Wechselspannung umgewandelt und dem Wechselstrommotor zugeführt wird,
gekennzeichnet durch:
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eine Stromerfassungseinrichtung zum Erfassen eines Stromes, der
dem Wechselstrommotor von der Wechselrichtereinrichtung
zugeführt wird;
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eine Leistungsberechnungseinrichtung zum Berechnen der
Leistungen, die dem Wechselstrommotor in zwei Phasen aus einem
Phasensignal und einem Spannungssteuerungssignal und dem
Erfassungssignal von der Stromerfassungseinrichtung zugeführt werden;
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und eine Steuereinrichtung, um das Phasensignal und das
Spannungssteuersignal der Leistungsberechnungseinrichtung einer
Einrichtung zuzuführen, um für die Wechselrichtereinrichtung
Steuersignale zu erzeugen, so daß die Differenz zwischen den
Leistungen Null ist oder einen vorbestimmten Wert hat.
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Es werden jetzt einige Ausführungsformen der Erfindung in der
Form eines Beispiels unter Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, bei welchen:
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Fig. 1 ein Blockschaltbild ist, das den elektrischen Aufbau
einer ersten Ausführungsform insgesamt zeigt;
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Fig. 2 ein Vektordiagramm ist, das zur Erklärung der
Funktionsprinzipien der ersten Ausführungsform gegeben wird;
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Fig. 3 ein Blockschaltbild ist, welches einen Beispielsaufbau
einer Steuerschaltung einer zweiten Ausführungsform der
Erfindung zeigt;
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Fig. 4 ein Blockschaltbild ist, welches einen Beispielsaufbau
einer Steuerschaltung einer dritten Ausführungsform der
Erfindung zeigt;
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Fig. 5 ein Schema des elektrischen Aufbaus eines ersten
Beispiels für eine Steuerschaltung des bekannten Standes der
Technik zeigt;
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Fig. 6 ein Signalwellenformdiagramm der verschiedenen Teile des
ersten Beispiels des bekannten Standes der Technik ist;
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Fig. 7 ein Blockschaltbild ist, das ein zweites Beispiel des
bekannten Standes der Technik zeigt.
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Zuallererst wird der Gesamtaufbau unter Bezugnahme auf Fig. 1
beschrieben. Eine Wechselrichterschaltung 100 besteht aus einer
Dreiphasen-Brückenschaltung von sechs Schaltelementen, die durch
Transistoren gebildet werden. Diese werden mit der
Gleichspannung von Gleichspannungsquelle 101 an ihrem Eingangsanschluß
versorgt. Ein bürstenloser Dreiphasen-Vierpolmotor 102 ist mit
einem Stator 103, der mit U-, V- und W-Phasen-Statorspulen 103U,
103V und 103W versehen ist und mit einem Permanentmagnetrotor
104 ausgerüstet. Die Statorspulen 103U, 103V und 103W sind als
Stern geschaltet, welche eine Ausgangs-Wechselspannung von den
Ausgangsanschlüssen von Wechselrichterschaltung 100 über
Ausgangsleitungen 105, 106 und 107 zugeführt wird. 108 und 109 sind
Stromdetektoren, welche aus Hall-Stromtransformatoren bestehen.
Diese sind entsprechend an den Ausgangsleitungen 105 und 106 für
die U-Phase und die V-Phase vorgesehen. 110 ist eine
Verstärkerschaltung. Zusammen mit den Stromdetektoren 108 und 109 bildet
dies eine Stromnachweisvorrichtung 111. Stromsignale Iu und Iv,
die von den Stromdetektoren 108 und 109 festgestellt werden,
werden über die Verstärkerschaltung 110 an die
Eingangsanschlüsse einer Leistungsberechnungseinrichtung, die durch die
Leistungsberechnungsschaltung 112 gebildet wird, geliefert. Wie
noch beschrieben wird, verwendet diese
Leistungsberechnungsschaltung 112 die Stromsignale Iu und Iv, um Leistungssignale W1
und W2 zu berechnen. Diese Leistungssignale W1 und W2 werden aus
ihrem Ausgangsanschluß ausgegeben und an den Eingangsanschluß
einer Steuereinrichtung geliefert, die durch eine
Steuerschaltung 113 gebildet wird. Diese Steuerschaltung 113 verwendet, wie
ebenfalls noch beschrieben wird, die Leistungssignale W1 und W2
und einen Drehzahl-Kommandowert omega*, welcher von eine
Stelleinrichtung 114 geliefert wird, um das Spannungssignal V und das
Phasensignal θ zu berechnen. Diese werden ihrerseits verwendet,
um sechs PWM-gesteuerte Treibsignale DS zu erzeugen, welche aus
ihren Ausgangsanschlüssen ausgegeben und an die Basis von sechs
Transistoren von Wechselrichterschaltung 100 geliefert werden,
was bewirkt, daß sich der Rotor 104 des bürstenlosen Motors 102
mit einer Drehzahl dreht, die durch den Drehzahl-Kommandowert
omega* bestimmt wird.
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Die Funktionsprinzipien dieser Ausführungsform werden jetzt
unter Bezugnahme auf Fig. 2 erklärt. Fig. 2 ist ein
Vektordiagramm, das die Beziehung der Phasenspannung, des Phasenstroms
und der verketteten Spannung bei jeder Phase zeigt. Eu, Ev und
Ew sind die Spannungen der Phasen U, V und W, Iu, Iv und Iw sind
die Ströme der Phasen U, V und W, und θ ist die Phasendifferenz
zwischen den entsprechenden Phasenspannungen Eu, Ev und Ew und
den entsprechenden Phasenströmen Iu, Iv und Iw. Euw und Evw sind
die verketteten Spannungen bezogen auf die Spannung Ew der Phase
W. Die verkettete Spannung Euw hat eine Phasendifferenz von -π/6
bezogen auf die Phasenspannung Ev, und die verkettete Spannung
Evw hat eine Phasendifferenz von +π/6 bezogen auf die
Phasenspannung Ev.
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Wenn aus den vorstehenden Werten die Leistung W1 und W2 durch
Finden des Produkts aus der verketteten Spannung Euw und des
Phasenstroms Iu und dem Produkt aus der verketteten Spannung Evw
und dem Phasenstrom Iv berechnet wird, dann erhalten wir:
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W1 = Evw X Iv X cos (θ - π/6) ..... (24)
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W2 = Evw X Iv X cos (θ + π/6) ..... (25).
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Aus dem in Fig. 2 gezeigten Vektordiagramm erhalten wir durch
Umwandlung der vorstehenden Gleichungen (24) und (25):
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W1 = 3 X Ev X Iv X cos (θ - π/6) ..... (26)
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W2 = 3 X Ev X Iv X cos (θ + π/6) ..... (27).
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In diesem Fall ist im Zustand des Dreiphasen-Gleichgewichts Eu
= Ev = Ew und Iu = Iv = Iw, deshalb erhalten wir durch Setzen
von Eu = Ev = E und Iu = Iv = I aus den vorstehenden Gleichungen
(26) und (27):
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W1 = 3 X E X 1 X cos(θ - π/6) ..... (28)
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W2 = 3 X E X 1 X cos(θ + π/6) ..... (29).
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Durch Finden der Bedingung, daß Leistung W1 und W2 gleich sind,
wie zwischen zwei Phasen, erhalten wir:
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cos(θ - π/6) = cos(θ + π/6) ..... (30)
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= 0 ..... (31).
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Infolgedessen kann, wie vorstehend beschrieben, der
Leistungsfaktor durch Steuerung des Durchflusses von Strom zu den
Statorspulen 103U, 103V und 103W so gesteuert werden, daß die Leistung
W1 und W2 der beiden Phasen gleich ist, und der bürstenlose
Motor kann folglich in derselben Weise wie konventionell
getrieben werden.
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Jetzt wird der detaillierte Aufbau der Steuerschaltung für das
Implementieren der vorstehenden Funktionsprinzipien unter
Bezugnahme auf Fig. 3 beschrieben. Der Drehzahlkommandowert omega*
wird an die entsprechenden Eingangsanschlüsse des integrierenden
Elementes 116 und die V/F-Steuerung, Element 117, über das
Drehzahleinstell-Zeitelement 115 angelegt. Das integrierende Element
116 gibt ein Phasensignal aus seinem Ausgangsanschluß aus und
liefert dies an den Eingangsanschluß von Treib-Steuerelement
118. Das V/F-Steuerelement 117 gibt ein Spannungskommandosignal
V von seinem Ausgangsanschluß aus und liefert dies an einen
positiven (+) Eingangsanschluß eines Adders 119. Adder 119 gibt
ein Spannungssignal V von seinem Ausgangsanschluß, wie
beschrieben wird. Dieses Spannungssignal V wird an den Eingangsanschluß
von Treib-Steuerelement 118 geliefert und wird auch an den
Eingangsanschluß des Verkettungsspannungs-Berechnungselementes 120
geliefert. Das Verkettungsspannungs-Berechnungselement 120
empfängt an seinem anderen Eingangsanschluß ein Phasensignal θ und
benutzt dieses Phasensignal θ und das Spannungssignal V um die
verketteten Spannungen Euw und Evw zu berechnen, welche es als
Signale zu den Eingangsanschlüssen von
Leistungsberechnungsschaltung 112 liefert. Die Leistungssignale W1 und W2 von der
Leistungsberechnungsschaltung 112 werden entsprechend an den
positiven (+) Eingangsanschluß und den negativen (-)
Eingangsanschluß der Subtraktionsschaltung 121 geliefert, und das
Ausgangssignal aus dem Ausgangsanschluß der Subtraktionsschaltung
121 wird über ein PI- (Proportional/Integral-) Steuerelement 122
zu dem anderen positiven (+) Eingangsanschluß von Adder 119
geliefert.
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Jetzt wird die Funktionsweise dieser Ausführungsform
beschrieben.
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In der Steuerschaltung 113 steigt dann, wenn der
Drehzahlkommandowert omega* an das Drehzahleinstellzeitelement 115 angelegt
wird, das ausgegebene Signal omega* des
Drehzahleinstellzeitelements 115 für eine Drehzahleinstellzeit an, welche
willkürlich durch den Drehzahlkommandowert omega* spezifiziert werden
kann. Dieser wird dann durch das integrierende Element 116
integriert und als Phasensignal θ ausgegeben. Es wird auch durch das
V/F-Steuerelement 117 mit einem VIF-Schema verglichen, welches
willkürlich gewählt werden kann und als Spannungskommandosignal
V ausgegeben. Die an die Statorspulen 113U und 113W anzulegenden
Spannungen können dann aus dem Phasensignal θ, welches aus dem
integrierenden Element 116 ausgegeben wird und aus dem
Spannungssignal V, welches aus dem Adder 119 ausgegeben wird, der
eine Korrektur zu dem Spannungskommandosignal V addiert,
berechnet werden. Das Verkettungsspannungs-Berechnungselement 120
berechnet diese als verkettete Spannungen Euw und Evw und legt
sie dann als Signale an die Leistungsberechnungsschaltung 112
an. Leistungsberechnungsschaltung 112 berechnet die Leistungen
W1 und W2 wie durch die Gleichungen (24) und (25) gezeigt aus
den Phasenstromsignalen Iu und Iv, welche von dem
Stromerfassungsmittel 111 geliefert werden und diesen verketteten
Spannungen Euw und Evw. Diese Leistungen W1 und W2 werden dann zu
der Steuerschaltung 113 als Signale zurückgekoppelt und an die
Subtraktionsschaltung 121 geliefert. Subtraktionsschaltung 121
findet die Differenz zwischen diesen Leistungssignalen W1 und W2
und liefert dieses Differenzsignal an das PI-Steuerelement 122.
PI-Steuerelement 122 führt eine PI-Steuerung so durch, daß
dieses Signal Null oder ein vorgeschriebener Wert ist, wobei ihr
Ausgang an Adder 119 geliefert wird. Adder 119 gibt ein
Spannungssignal v durch Addieren des Ausgangssignals aus dem PI-
Steuerelement 122 zu dem Spannungskommandosignal V aus. Das
Phasensignal θ und das Spannungssignal v, welche man so erhält,
werden an das Treib-Steuerelement 118 geliefert.
Treib-Steuerelement 118 nutzt dieses Phasensignal θ und das Spannungssignal
v, um Treibsignale DS auszugeben, welche es an die Basis von
sechs Transistoren von Wechselrichterschaltung 100 liefert und
dadurch bewirkt, daß sich der Rotor 104 des bürstenlosen Motors
102 mit einer Drehzahl dreht, die dem Drehzahlkommandowert omega*
entspricht.
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Folglich werden bei dieser Ausführungsform die Ströme, die in
den Statorspulen der U-Phase 103U und der V-Phase 103V fließen,
durch das Stromerfassungsmittel 111 erfaßt, und diese erfaßten
Stromsignale Iu und Iv werden durch die
Leistungsberechnungsschaltung 112 benutzt, um die Leistungen W1 und W2 zu berechnen.
Steuerschaltung 113 erhält dann ein Spannungssignal θ durch die
PI-Steuerung derart, daß die Differenz der als Ergebnis dieser
Berechnung erhaltenen Leistungen W1 und W2 Null oder ein
vorgeschriebener Wert ist. Dieses Spannungssignal v und
Phasensignal 0 werden dann ihrerseits durch Wechselrichterschaltung 100
benutzt, um den Betrieb des bürstenlosen Motors 102 zu steuern.
Das Ergebnis ist, daß im Gegensatz zu der konventionellen
Anordnung, welche die Klemmenspannung der Statorspulen verwendet, es
nicht nötig ist, ein Verzögerungselement erster Ordnung zu
verwenden, das durch einen Filterkreis gebildet wird. Dies führt zu
einer guten Reaktion auf plötzliche Beschleunigungen und
Verzögerungen und Belastungsschwankungen und ermöglicht, daß die
Stabilität erhöht wird. Desgleichen hat diese Ausführungsform
eine ausgezeichnete Reaktion auf Störungen von außen, ist eine
Erfassung im Bereich niedriger Drehzahl möglich und kann der
Steuerungsbereich vergrößert werden.
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Fig. 4 zeigt eine andere Ausführungsform dieser Erfindung.
Teilen, welche dieselben wie bei Fig. 3 sind, wurden dieselben
Bezugszahlen gegeben. Der Unterschied bezogen auf Fig. 3 liegt
darin, daß Steuerschaltung 113 zusätzlich mit einem Adder 123
und einem P-Steuerelement 124 (welches auch ein PI-Steuerelement
sein könnte) versehen ist. Ein Phasensignal θ von dem
integnerenden Element 116 wird an einen der positiven (+) Anschlüsse
von Adder 123 angelegt, und ein Differenzsignal von Adder 121
wird an den anderen positiven (+) Anschluß von Adder über das P-
Steuerelement 124 angelegt, so daß ein Phasensignal θ aus dem
Ausgangsanschluß von Adder 123 ausgegeben wird.
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Bei dieser Ausführungsform wird sogar eine noch stabilere
Rückkoppelung erreicht.
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Es sollte beachtet werden, daß, obwohl bei den vorstehenden
Ausführungformen 8 und 9 die Treibeinrichtungen durch Blöcke mit
entsprechenden Funktionen dargestellt worden sind,
beispielsweise die Leistungsberechnungsschaltung 112 und die
Steuerschaltung 113 alternativ in einem Mikrocomputer implementiert sein
könnten.
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Obwohl die Erfindung vorstehend unter Bezugnahme auf spezielle
Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist diese Erfindung
nicht auf die vorstehend beschriebenen und in den Zeichnungen
dargestellten Ausführungsformen beschränkt. Sie ist
beispielsweise nicht auf Dreiphasenmotoren beschränkt, sondern könnte
auch bei anderen Wechselstrommotoren, wie beispielsweise einem
bürstenlosen Mehrphasenmotor oder bei Induktionsmotoren
allgemein angewendet werden und könnte natürlich auf verschiedene
modifizierte Weisen innerhalb des Geltungsbereichs der
beigefügten Ansprüche in die Praxis umgesetzt werden.