DE3220204A1

DE3220204A1 - Verfahren und einrichtung zum regeln eines induktionsmotors

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Publication number: DE3220204A1
Application number: DE19823220204
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Hitachi Nagase; Toshiaki Ibaraki Okuyama
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-05-29
Filing date: 1982-05-28
Publication date: 1983-09-15
Also published as: JPS57199489A; US4459534A

Description

PATENTANWÄLTE *"**",'* · " „ .

SCHIFF ν. FÜNER STREHL SCH Ü BEL-H*Ö*PF* EBBINGHAUS FINCK

MARIAHILFPLATZ 2 & 3, MÖNCHEN 9O POSTADRESSE: POSTFACH 95 O1 6O, D-8OOO MÖNCHEN 95

ALSO PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE THE EUROPEAN PATENT OF-FICE

KARL LUOWIS SCHIFF (1964-1970)

DIPL. CHEM. DR. ALEXANDER V. FÜNER

DIPL. INS. PETER STREHL

DIPL. CHEM. DR, URSULA SCHÜBEL-HOPF

DIPL. INS- DIETER EBBINGHAUS

OR. ING. DIETER FINCK

TELEFON (Ο8Θ) 482O64-

TELEX 5-2356B AURO D

TELEGRAMME AUROMARCPAT MÜNCHEN

DEA-24248

- y-

Verfahren und Einrichtung zum Regeln eines Induktionsmotors

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Regeln eines Induktionsmotors und eine Einrichtung hierfür, und insbesondere betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Regeln eines Induktionsmotors und eine Einrichtung hierfür, womit die Drehmomentregelung mit hoher Genauigkeit erzielt werden kann.

Nach dem Stand der Technik sind zwei Verfahren zum Regeln eines Induktionsmotors vorgeschlagen worden, worin die Regelung auf der Primärwicklungsseite bzw. auf der Sekundärwicklungsseite ausgeführt wird. Zum Beispiel ist in der US-Patentschrift 3 824 437, die der deutschen Offenlegungsschrift 1 941 312 entspricht, ein Induktionsmotorregelverfahren beschrieben, das in die Gruppe der primärwicklungsseitigen Regelverfahren gehört und als Vektorregelung bezeichnet wird, bei der der Primärwicklungsstrom des Induktionsmotors in eine Erregungskomponente, welche die Komponente ist, die in der gleichen Richtung läuft, wie es die

Richtung der Achse des Magnetflusses ist, und eine effektive Komponente, welche die Komponente ist, die senkrecht zur Erregungskomponente verläuft, zerlegt wird, so daß die jeweiligen Komponenten gesondert geregelt werden können. Mittels dieser Vektorregelung kann die Drehmomentregelung in dem Induktionsmotor mit hoher Genauigkeit wie in einem Gleichstrommotor erzielt werden.

Bei dieser Vektorregelung ist es notwendig, die Flußachsenposition als Bezugssignal für die Zerlegung des Primärstroms in seine Komponenten zu ermitteln. Die Flußachsenposition kann durch einen Magnetflußdetektor ermittelt werden, der auf bzw. in dem Induktionsmotor angebracht ist.

Jedoch muß der Induktionsmotor, wie erwähnt, mit einem solchen Flußdetektor versehen sein, und daher kann diese Vektorregelung nicht bei für allgemeine Zwecke bestimmten Motoren angewandt werden. Außerdem ergibt sich ein praktisches Problem insofern, als eine Signalleitung zum.übertragen des Ausgangssignals des Flußdetektors zur Regeleinrichtung vorgesehen sein muß.

Um dieses Problem zu lösen, wurde ein Verfahren zum Berechnen und Ermitteln der Flußachsenposition innerhalb der Regeleinrichtung vorgeschlagen, wie es beispielsweise in der japanischen Patentanmeldungs-Offenlegungsschrift 11 125/1976 beschrieben ist.

Wie weiter unten in näheren Einzelheiten erläutert werden wird, hat dieses Verfahren jedoch die Schwierigkeit, daß die Geschwindigkeitsregelung bei hohen Betriebsfrequenzen instabil ist, so daß eine vorbestimmte Geschwindigkeitsansprechung nicht erzielt werden kann, und daher läßt sich keine genaue Geschwindigkeitsregelung erreichen.

- r-

Kurz zusammengefaßt soll daher mit der Erfindung ein Verfahren zum Regeln eines Induktionsmotors und eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens zur Verfügung gestellt werden, worin die Geschwindigkeitsregelung unabhängig von der Betriebsfrequenz des Induktionsmotors mit hoher Genauigkeit durchgeführt werden kann.

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung besteht darin, daß der Primärwicklungsstrom des Induktionsmotors ermittelt und in eine Erregungskomponente sowie eine Effektivkomponente zerlegt wird, so daß man Gleichstromsignale erhält, die den jeweiligen Komponenten entsprechen, mittels deren die Regelung derart ausgeführt wird, daß die Abweichung von jedem der Gleichstromsignale von dem Befehlswert hierfür zu Null gemacht wird.

Die anderen Vorteile und Merkmale der Erfindung seien nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung näher beschrieben; es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Beispiels einer Induktionsmotorregeleinrichtung nach dem Stand der Technik;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Induktionsmotorregeleinrichtung gemäß der Erfindung;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Anordnung bzw. Ausbildung des Oszillators 14 in Pig. 2;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Anordnung bzw. Ausbildung der Strombefehlsrechenschaltung 15 in Fig. 2;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Anordnung bzw. Ausbildung der SpannungsbeiehlsrechensehaJ tuny 18 in l-'i«j. J;

- 40 -

Fig. 6 eine Wellenformdarstellung zur Erläuterung der Betriebsweise des in Fig. 3 gezeigten Oszillators;

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer anderen Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 8 ein Äquivalentschaltbild des Induktionsmotors;

Fig. 9A und 9B Vektordiagramme der Effektiv-Erregungskomponenten des Stroms und der Spannung des Motors bei niedriger Geschwindigkeit;

Fig. 1OA und 10B Vektordiagramme der Effektiv- und Erregungskomponenten des Stroms und der Spannung bei hoher Geschwindigkeit;

Fig. 11 ein Blockschaltbild einer noch anderen Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 12 ein Vektordiagramm, das die Beziehung zwischen der Erregungsspannung und der Effektivspannung

veranschaulicht;

Fig. 13 ein Blockschaltbild einer teilweisen Abwandlung der Ausführungsform der Fig. 11; und

Fig. 14 und 15 Ablaufdiagramme der Betriebsweise der Aus-0 führungsform der Fig. 2, wenn der Betrieb unter

Verwendung eines Mikrocomputers durchgeführt wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß in der Beschreibung und in den Ansprüchen mit dem Begriff "Regeln" gleichzeitig auch der Begriff "Steuern" mit umfaßt sein soll, und umgekehrt.

322020A

Bevor Ausführungsformen der Erfindung beschrieben werden, sei zunächst der Stand der Technik unter Bezugnahme auf Fig. 1 zum leichteren Verständnis der Erfindung erläutert.

In Fig. 1 ist mit 1 eine Wechselstrom-Leistungsquelle bezeichnet, 2 ist ein Leistungswandler zum Erzeugen einer Spannung, die einem Spannungsbefehlswert v* proportional ist und der weiter unten beschrieben wird, 3 -ist ein Induktionsmotor, der von dem Leistungswandler 2 angetrieben wird, und 4 ist ein Geschwindigkeitsdetektor zur Ermittlung der Drehgeschwindigkeit des Induktionsmotors 3 zum Erzeugen eines Ausgangssignals N. Mit 5 ist eine Geschwindigkeitsbefehlsschaltung zum Erzeugen eines Geschwindigkeitsbefehlswerts N* bezeichnet, während 6 eine Geschwindigkeitsregelschaltung zum Erzeugen eines Signals ist, das der Abweichung des tatsächlichen Geschwindigkeitswerts N von dem Geschwindigkeitsbefehlswert N* proportional ist. Das Ausgangssignal der Geschwindigkeitsregelschaltung 6 dient als Drehmomentstrombefehlswert I * (Effektivstrombefehlswert) einer Stromkomponente, die senkrecht zur Magnetflußachse des Induktionsmotors 3 ist. Mit 7 ist eine Schlupffrequenzberechnungsschaltung zum Bestimmen eines Schlupffrequenzbefehlswerts f * des Induktionsmotors 3 in Proportion zu dem Drehmomentstrombefehlswert I * bezeichnet, und 8 ist ein Addierer zum Addieren des Schlupffrequenzbefehlswerts f * zu dem tatsächlichen Geschwindigkeitswert N zum Zwecke des Erzeugens eines Primärfrequenzbefehlswerts f* des Induktionsmotors 3. Mit 9 ist ein Oszillator zum Erzeugen eines sinusförmigen Signals bezeichnet, das die gleiche Frequenz wie der Primärfrequenzbefehlswert f* hat. Im einzelnen erzeugt der Oszillator 9 zwei Signale von sin (27rf* t) und cos (2ττί* t) , die gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, wobei t die Zeit bedeutet. Mit 10 ist eine Erregungsstrombefehls-

schaltung zum Erzeugen eines Erregungsstrombefehlswerts I * einer Stromkomponente, die zur Magnetflußachse des Induktionsmotors 3 parallel ist, bezeichnet, und 11 ist eine Strombefehlsberechnungsschaltung zum Berechnen eines Befehlssignals i* zur Anweisung bzw. zum Steuern der momentanen Primärwicklungsstromwerte des Induktionsmotors 3. Diese Schaltung 11 erzeugt den momentanen .Strombef ehlswert i* durch Berechnung gemäß der folgenden Gleichung:

i* = I_m* sin (2-rrf* t) + I * cos (2rrf* t) ...(D

Die Strombefehlsberechnungsschaltung 11 umfaßt Multiplizierer 51 und 52 sowie einen Addierer 53 zur Ausführung ihrer Rechnungsvorgänge. Mit 12 ist ein Stromdetektor zum Ermitteln des momentanen Primärwicklungsstromwerts i des Induktionsmotors 3 bezeichnet, und 13 ist eine Stromregelschaltung, die in Ansprechung auf die Abweichung des tatsächlichen momentanen Stromwerts i von dem Befehlswert i* arbeitet und infolgedessen bzw. demgemäß ein Befehlssignal v* zum Anweisen bzw. Steuern des momentanen Werts der Ausgangsspannung (Grundwelle) von dem Leistungswandler 2 er-

.20 zeugt, d.h. des momentanen Werts der Primärwicklungsphasenspannung des Induktionsmotors 3.

Mit einer solchen Anordnung ergibt sich bei Vektorregelbetrieb eine gute Geschwindigkeitsregelung mit hoher Genauigkeit, wie auch ein schnelles Ansprechen, da der Magnetfluß konstant gehalten werden kann und der Drehmomentstrom senkrecht zum Fluß momentan so geregelt werden kann, daß er gleich dem Befehlswert ist.

Die Schaltungsanordnung der Fig. 1 ist im wesentliche gleich derjenigen, die in der oben erwähnten japanischen Patent-Offenlegungsschrift Nr. 11 125/1976 beschrieben ist, und hat folgende Nachteile:

In der Stromregelanordnung, die eine Rückkopplungsregelanordnung ist, ist eine inherente Ansprechverzögerung vorhanden, und es kommt, wie aus deren Frequenzcharakteristik ersichtlich ist, dazu, daß der tatsächliche momentane Stromwert i unter den Befehlswert i* absinkt und die Phase desselben verzögert wird, wenn die Frequenz des momentanen Strombefehlswerts i* zunimmt.

Der Leistungswandler 2 ist,mittels Schalterelementen, wie beispielsweise Thyristoren, aufgebaut. Es erfordert eine gewisse Zeit, damit die Schalterelemente ein- und ausschalten, und infolgedessen ist die Schaltgeschwindigkeit beschränkt. Da die Stromregelanordnung eine Anordnung zum Regeln der Größe des Stroms entsprechend der Ein-Aus-Betätigung des Schalterelements ist, wird durch die beschränkte Schaltgeschwindigkeit das Frequenzverhalten der Stromregelanordnung beschränkt. Die tatsächliche Berechnung des Frequenzverhaltens der Stromregelanordnung läßt die Tatsache erkennen, daß es praktisch unmöglich ist, das Frequenzverhalten so zu wählen, daß es ein derart genügend großer Wert ist, daß die Ansprechverzögerung der Stromregelanordnung vernachlässigt werden kann, wenn der Induktionsmotor mit seiner Nennfrequenz rotiert wird. Infolgedessen wird die Ansprechverzögerung der Stromregelanordnung so groß, daß sie nicht vernachlässigt werden kann, wenn die Rotationsfrequenz des Motors zunimmt.

Wenn der Motor mit einer Frequenz rotiert wird, bei der die Ansprechverzögerung der Stromregelanordnung schwerwiegend ist, treten die nachfolgend beschriebenen Schwierigkeiten auf.

Es sei angenommen, daß auf den Motor eine Konstantdrehmomentbelastung entsprechend einem konstanten Geschwindigkeitsbefehl angewandt wird. Wenn der Erregungsstrombefehlswert I *

- sr-

stets konstant ist, und wenn der Drehmomentstrombefehlswert I * der gleiche wie derjenige bei einer sehr niedrigen Geschwindigkeit ist, ist der tatsächliche Primärwicklungsstrom I kleiner als der Befehlswert, und zwar aufgrund der Ansprechverzögerung in der.Stromregelanordnung. Das Drehmoment wird daher vermindert, so daß die Rotationsgeschwindigkeit vermindert wird. Der Drehmomentstrombefehlswert I * wird daher um den Betrag erhöht, welcher
der Kompensation für die Verminderung der Geschwindigkeit entspricht. Da der Drehmomentstrombefehlswert I * zunimmt, wird der Primärwicklungsstrom I zu einem Wert, der im wesentlichen gleich demjenigen ist, welcher zum Erzeugen des gleichen Drehmoments bei einer sehr niedrigen
Geschwindigkeit erforderlich ist. Dann nimmt die Schlupffrequenz f * zu, weil sie sich im Verhältnis zu dem Dreh-

momentstrombefehlswert I * ändert. Als Ergebnis hiervon
sind die Stromkomponenten nicht angemessen vorgesehen,
und infolgedessen ist der tatsächliche Erregungsstrom I
kleiner als ein vorbestimmter Wert, und der tatsächliche
Drehmomentstrom I, ist größer als ein vorbestimmter Wert, der zum Erzeugen eines gewissen Drehmoments erforderlich
ist.

Auf diese Weise kann der Magnetfluß trotz der Absicht, daß die Drehmomentregelung mit einem konstanten Wert des Er-

regungsstroms I , nämlich mit konstantem Magnetfluß, ausgeführt wird, nicht in einem Bereich konstant gehalten
werden, in dem die Rotationsfrequenz hoch ist. Da die Ansprechverzögerung der Stromregelanordnung groß wird, wenn die Rotationsfrequenz zunimmt, wird diese Tendenz beachtlieh.

Die Geschwindigkeitsregelanordnung dient dazu, das Drehmoment des Motors zu regeln, und daher ist der Verstärkungs- bzw. Übertragungsfaktor der Schleifenübertragungs-

- sf-

funktion der Geschwindigkeitsregelanordnung proportional dem Magnetfluß. Da der Magnetfluß abnimmt, wenn die Rotationsfrequenz zunimmt, wie oben beschrieben, nimmt der Verstärkungs- bzw. Übertragungsfaktor der Schleifenübertragungsfunktion der Geschwindigkeitsregelanordnung mit dem Zunehmen der Rotationsfrequenz ab, so daß die Geschwindigkeitsregelung bei hohen Rotationsfrequenzen instabil wird.

Mit der Erfindung soll eine Geschwindigkeitsregelanordnung zur Verfügung gestellt werden, in der eine genaue und stabile Geschwindigkeitsregelung selbst bei hohen Rotationsfrequenzen durchgeführt werden kann.

Fig. 2 zeigt eine Ausführungform der Erfindung.

In Fig. 2 sind gleichartige bzw. ähnliche Elemente, die solchen der Fig. 1 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Mit 14 ist ein Oszillator bezeichnet, dem der Primärwicklungs- bzw. Primärfrequenzbefehl f* zugeführt wird, so daß er sinusförmige Signale erzeugt, die die Frequenz f* haben, und 15 ist eine Stromkomponentenberechnungsschaltung, die auf das Ausgangssignal des Oszillators 14 anspricht, indem sie die Signalkomponenten des Primärwicklungsstromdetektionssignals i berechnet. Die Schaltung 15 detektiert, wie weiter unten beschrieben ist, den Erregungsstrom I , der eine Stromkomponente ist, die parallel zur Magnetflußachse verläuft, und den Drehmomentstrom I , der eine Stromkomponente ist, die senkrecht zu dieser Achse ist, und sie erzeugt Gleichstromsignale, die diese detektierten Ströme I und I repräsentieren. Mit 16 ist eine erste Stromregelschaltung bezeichnet, die auf die Abweichung des tatsächlichen Erregungsstromwerts I von dem Befehlswert I * derart anspricht, daß sie einen Spannungs-

- ier -

befehlswert V * erzeugt, der parallel zur Magnetflußachse der Primärwicklungsphasenspannung des Induktionsmotors 3 ist, Mit 17 ist eine zweite Stromregelschaltung bezeichnet, die auf die Abweichung des tatsächlichen Drehmomentstromwerts I von dem Befehlswert I * derart anspricht, daß sie einen Spannungsbefehlswert V * erzeugt, der senkrecht zur Magnetflußachse der Primärwicklungsphasenspannung des Induktionsmotors 3 ist. Mit 18 ist eine Spannungsbefehlsberechnungsschaltung bezeichnet, der die Spannungsbefehlswerte V * und V * zugeführt werden, damit sie den momentanen Spannungsbefehlswert v* berechnet.

Es sei nun die Betriebsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 beschrieben.

Der Drehmomentstrombefehl I * von der Geschwindigkeitsregel·

schaltung 6 und der Schlupffrequenzbefehlswert f * sind durch die Beziehung

_ri τ *

1 2 t

^fs* ⁼ 2ττ· SL + JL? ' ΪΓ* ...(2)

m 2 m

miteinander verknüpft, in der x* und Ä-' die äquivalenten Primärwicklungswerte sind, die aus dem Sekundärwicklungswiderstandswert r_ und der Sekundärwicklungsstreuinduktivität SL„ des Induktionsmotors 3 abgeleitet bzw. umgewandelt sind, und SL ist die Erregungsinduktivität.

Aus Gleichung (2) ist ersichtlich, daß f * proportional zu I * ist, wenn der Erregungsstrombefehlswert I * konstant ist. Die Schlupffrequenzberechnungsschaltung 7 führt die Berechnung gemäß Gleichung 2 aus, so daß sie den Schlupffrequenzbefehlswert f * erzeugt. Zwischen der Schlupffrequenz f , der elektrischen Rotationsfrequenz f^ und der

- νκ-

Primärwicklungsfrequenz bzw. der Primärfrequenz f besteht die folgende Beziehung:

f = f_r + f_s ..-(3)

Die Frequenz f wird durch die Rotationsgeschwindigkeit N des Induktionsmotors 3 nach der Gleichung

bestimmt, worin P die Polzahl ist. Wenn in der Gleichung (4) die Rotationsfrequenz f in Hz ausgedrückt wird, dann ergibt sich die Rotationsgeschwindigkeit N in Umdrehungen pro Sekunde. Demgemäß wird die Rotationsgeschwindigkeit ISl im Addierer 8 zunächst in die elektrische Rotationsfrequenz f auf der Basis der Gleichung (4) umgewandelt und dann zum Schlupffrequenzbefehlswert f * addiert. Der Primärwicklungs- bzw. Primärfrequenzbefehlswert f* vom Addierer 8 läßt sich nämlich infolgedessen ausdrücken durch

f* = I . N + f_s*

= ^fr ⁺ V --·⁽⁵⁾

Der Primärwicklungsfrequenzbefehlswert f* hat eine positive Polarität, wenn der Induktionsmotor 3 zum Beispiel in der Vorwärtsrichtung rotiert wird, weil der detektierte Wert N vom Geschwindigkeitsdetektor 4 und der Befehlswert f * von der Schlupffrequenzberechnungsschaltung 7 positiv sind. Wenn der Motor in der umgekehrten Richtung rotiert wird, hat der Befehlswert f* eine negative Polarität.

Der Oszillator 14 erzeugt ein sinusförmiges Signal, das die gleiche Frequenz wie der Primärwicklungsfrequenzbefehlswert

f* hat, und dessen Phase mit derjenigen der Magnetflußachse des Induktionsmotor 3 übereinstimmt.

Fig. 3 zeigt ein Beispiel einer Anordnung bzw. Ausbildung des Oszillators 14.

In Fig. 3 ist mit 54 eine Absolutwertschaltung bezeichnet, 55 ist ein Spannungs/Frequenz-Wandler, der nachstehend auch als V/F-Wandler bezeichnet ist und zum Erzeugen einer Impulsfolge dient, deren Frequenz proportional dem Eingangssignal ist, und 56 ist ein Polaritätsdiskriminator zum Unterscheiden der Polaritäten des Eingangssignals f*.

Der Polaritätsdiskriminator 56 erzeugt ein Signal von hohem Niveau, wenn die Polarität des Eingangssignals f* positiv ist, und er erzeugt ein Signal von niedrigem Niveau, wenn sie negativ ist. Mit 57 ist ein Aufwärts/Abwärts-Zähler bezeichnet, der nachstehend abgekürzt auch als U/D-Zähler bezeichnet ist und zum Zählen des Ausgangssignals des V/F-Wandlers 55 dient. Ob der Zähler nach Aufwärts oder Abwärts zählt, wird in Abhängigkeit von der Polarität des Ausgangssignals des Polaritätsdiskriminators 56 festgelegt. Wenn das Signal f* positiv ist, erzeugt der Oszillator 14 ein Ausgangssignal von normaler Phase, wenn es jedoch negativ ist, dann erzeugt der Oszillator 14 ein Ausgangssignal von umgekehrter Phase, so daß infolgedessen der U/D-Zähler 57 die Zählrichtung festlegt und ein Digitalsignal erzeugt, das dem Wert f* · t entspricht. Mit 58 bis 63 sind ROMs (Nur-Lese-Speicher) zum Erzeugen von Signalen bezeichnet, die dem Ausgangssignal des U/D-Zählers 57 entsprechen, oder zum Erzeugen von Digitalsignalen, die den durch die folgenden Gleichungen definierten Signalen entsprechen:

-49-'.■

-P-

ρ = sin (2πϋ* t)

α.

p_b = sin (2 TTf* t - -j π )

p_ = sin (2TTf* t - zr π )

p_d = cos (2TTf* t) p_e = cos (2irf* t - -| π

4 p_f = cos (2TTf* t - -| π )

Die Erzeugung der Signale ρ bis ρ ^ gemäß Gleichung (6) vom Oszillator 14 wird in näheren Einzelheiten unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben.

Fig. 6 zeigt die Wellenformen, die von dem in Fig. 3 dargestellten Oszillator 14 erzeugt werden. Fig. 6A zeigt das Eingangssignal für den V/F-Oszillator bzw. den V/F-Wandler 55, dessen Größe gleich dem Primärfrequenzbefehlswert f* ist. Die in Fig. 6B gezeigte Wellenform ist das Ausgangssignal vom V/F-Wandler 55, das die Form einer Impulsfolge besitzt, welche eine Frequenz hat, die proportional dem Primärfrequenzbefehlswert f* ist, und das in Fig. 6C gezeigte Signal ist das Ausgangssignal von dem U/D-Zähler 57, das konzeptionsgemäß als ein Analogsignal dargestellt ist. Der U/D-Zähler 57 zählt das Eingangssignal oder die Anzahl der Impulse und erzeugt ein Ausgangssignal, das den Zählwert darstellt. Ein Überfließen des Inhalts des Zählers ist einem Rückstellen desselben äquivalent, und daher

ist das Ausgangssignal des Zählers 57 im wesentlichen eine Sägezahnwelle, wie in Fig. 6C dargestellt. Um der Periode der Sägezahnwelle den Wert zu geben, daß dieser der Periode der Primärfrequenz f* entspricht, wird die Beziehung zwischen dem Zählerausgangssignal und dem elektrischen Winkel im Primärfrequenzbereich so arrangiert, daß das Zählerausgangssignal mit allen Bits "0" dem elektrischen Winkelwert 0° entspricht, während das Zählerausgangssignal mit allen Bits "1" dem elektrischen Winkelwert 360° entspricht. Die Figuren 6D bis 61 zeigen die Ausgangssignale ρ bis P^ von den ROMs 58 bis 63 in Form von Analoga ι.

Signalen, die jeweils den Größen ρ bis p^ in Gleichung (6)

a ι

entsprechen. Da das Ausgangssignal von dem U/D-Zähler so eingestellt ist, daß es dem Wert von 0° bis 360° des elektrischen Winkels S der Primärwicklungsfrequenz bzw.

der Primärfrequenz f* entspricht, ist der Winkel ί gleich 2irf* t. Auf diese Weise erhalten die ROMs 58 bis 63 das Ausgangssignal des Zählers 57 und erzeugen die Digitalsignale ρ bis P₄₇, wie sie in Gleichung (6) angegeben sind, a χ

Hinsichtlich der Signale ρ bis p^ sei bemerkt, daß, da

a χ

die Ausgangsfrequenz des V/F-Wandlers' 55 im Verhältnis zu dem Eingangssignal f* verändert wird, die Sägezahnwellenfrequenz auch im Verhältnis zu demselben verändert wird, und daß demgemäß die Sinuswellensignale von den ROMs im. Verhältnis zu dem Signal f* verändert werden.

Bei einem solchen Aufbau kann der Oszillator genau die sinusförmigen Signale der Frequenz erzeugen, die stets proportional dem Eingangssignal ist, und zwar über den Bereich hinweg, der von einer sehr niedrigen Frequenz bis zur Nennfrequenz des Motors geht.

Die Stromkomponentenberechnungsschaltung 15 erhält den Primärwicklungsstrom i (momentane Werte i , i_v und 1„\, der mittels des Stromdetektors 12 ermittelt worden ist,

- yr-

und die sinusförmigen Signale ρ bis p^ von dem Oszilla-

a τ.

tor 14, damit sie den Drehmomentstrom I und den Erregungsstrom I proportional zu den momentanen Werten des Primärwicklungsstroms i , i_v und i„ jeder Phase durch Berechnung erzeugt.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel eiher Anordnung bzw. Ausbildung der Stromkomponentenberechnungsschaltung 15. In Fig. 4 sind mit 64 bis 69 jeweils Digital-Zu-Analog-Umsetzer (abgekürzt als D/A-Umsetzer bezeichnet) zum Umwandeln von Digitalsignalen in Analogsignale bezeichnet. Diese Umsetzer sind vom Multiplizierertyp, bei dem der Maximalwert des Ausgangssignals durch das Bezugseingangssignal von i , i und i bestimmt wird. Mit 70 und 71 sind Addierer bezeichnet. Die momentanen Werte i_rT, i_TT und i_r, der Primärwicklungs-

UV W ströme, die von dem Stromdetektor 12 festgestellt werden, lassen sich ausdrücken durch die Gleichungen:

i = I sin (27Tft + Θ)

sin (2uft + θ - -fiO ν ... (7)

i = I sin (2irft + θ - -^n)

In den Gleichungen (7) ist der Winkel θ der Winkel zwischen der Magnetflußachse und dem Stromvektor. Daher lassen sich der Drehmomentstrom I und der Erregungsstrom I ausdrücken durch die Gleichungen

I=I sin θ

I=I cos θ

Der Grund, warum I und I durch die Gleichungen (8) ausgedrückt werden können, wird unter Bezugnahme auf die Figuren 8 bis 10 erläutert. Die Äquivalentschaltung für den Induktionsmotor kann gemäß der Darstellung der Fig. 8 angegeben werden, worin die Sekundärwicklungsstreuinduktivität sehr klein und demgemäß vernachlässigt ist. In Fig. 8 ist mit r. der Primärwicklungswiderstandswert bezeichnet, r ' ist der äquivalente Primärwicklungswert, der (aus dem Sekündärwicklungswiderstandswert r„ durch Umwandlung !gewonnen worden ist, I₁ ist die Primärwicklungsstreuindukjtivität, 1 ist die Erregungsinduktivität, S ist der Schlupf, V_n ist die Erregungsspannung, und V ist die Primärwicklungsspannung. Der Primärwicklungsstrom I wird in den Drehmomentstrom I, , der in den Sekundärwicklungskreis fließt, und ' !den Erregungsstrom I , der in den Erregungskreis fließt, geteilt. Die Vektordiagramme für die Beziehung zwischen I, I und I und diejenige zwischen V_n, V. und V sind in den Figuren 9A und 9B sowie in den Figuren 10A und 10B gezeigt. Fig. 9A und 9B gelten für eine niedrige Geschwindigkeit, 0 während Fig. 10A und 10B für eine hohe Geschwindigkeit gelten. Der Winkel θ ist, wie oben angegeben, der Winkel zwischen I und I . Aus den Darstellungen ist ersichtlich, daß πι

I und I durch die Gleichungen (8) ausgedrückt werdenkönnen.

Der Drehmomentstrom I in den Gleichungen (8) wird auf der Basis der Vorstellung von rechtwinkligen Koordinaten gedehnt zu

- yr -

- η

I=I sin θ

= - [I{sin θ + sin (4uf*t +θ)} + I{sin θ + sin (4"n"f*t - |·π + Θ) } + I{sin θ + sin (4uf*t - -|π + θ)}] = -| {I sin (2Trf*t + Θ) cos (2uf*t)

+ I sin (2irf*t - -|π + θ) cos (2irf*t - -|τγ) + I sin (2TTf*t - -|π + θ)- cos (2uf*t - -|π) }

(9)

Substituiert man die Gleichungen (6) und (7) in die Gleichung (9), dann erhält man

I_t = K (i_Dp_d + i_vp_e + i_wp_f) ...(10) worin K den Wert zwei Drittel hat.

Aus Gleichung (10) ist ersichtlich, daß der Drehmomentstom I. durch die Vektorsumme der Dreiphasen-Wechselstrom-Signale als ein Gleichstromwert detektiert werden kann.

In entsprechender Weise kann der Erregungsstrom I gedehnt und in seiner Darstellung ausgedrückt werden durch

¹In ^{= K (i}üPa ⁺ Vb ⁺ Vc' ···""

und infolgedessen kann er als ein Gleichstrombetrag de-0 tektiert werden.

- yr-

Die Stromkomponentenberechnungsschaltung 15 berechnet die Werte gemäß den Gleichungen (10) und (11), um den Drehmomentstrom I und den Erregungsstrom I zu ermitteln, t ^{J J} m

Die Stromregelschaltung 16 erzeugt den Spannungsbefehlswert V *, der proportional der Abweichung des tatsächlichen , Erregungsstromwerts I von dem Befehlswert I * ist, und die Stromregelschaltung 17 erzeugt den Spannungsbefehlswert V *, der proportional der Abweichung des tatsächlichen Drehmomentstromwerts I von dem Befehlswert I * ist. Der Wert V * ist ein Befehlswert der Primärwicklungsspannungskomponente der gleichen Richtung wie die Magnetflußachse, und der Wert V * ist ein Befehlswert der Primärwicklungsspannungskomponente in der Richtung, die senkrecht zur Magnetflußachse ist. Da alle Strombefehlswerte I * und I * sowie die tatsächlichen Stomwerte I und I, die Form von

m t

Gleichstromsignalen haben, sind die Stromregelschaltungen 16 und 17 unabhängig von der Höhe der Primärwicklungsfrequenz bzw. der Primärfrequenz f. Wenn die Spannungsbefehlswerte V * und V * von den Stromregelschaltungen 16 und 17 erzeugt werden, dann berechnet die Spannungsbefehlsberechnungsschaltung 18 die momentanen Werte v_T*, v„* und v_w* der Primärwicklungsphasenspannungen des Induktionsmotors als

V ⁼

v_y* = V_t*p_e + V_m*p_b f ...(12)

ν * = V. *p.p + V *p
W t ^Ff m ^e J

Fig. 5 zeigt ein Beispiel der Spannungsbefehlsberechnungsschaltung 18 zur Berechnung der Werte gemäß den Gleichungen 12.

In Fig. 5 sind mit 72 bis 77 D/A-ümsetzer für die gleiche Operation bezeichnet, wie sie die D/A-Umsetzer 64 bis 6 9 durchführen, und 78 bis 80 sind Addierer.

Auf diese Weise erzeugt der Leistungswandler 2, wenn der Primärwicklungsspannungsbefehlswert v* erzeugt wird, eine Grundwellenspannung, die dem Befehlswert v* proportional ist. Infolgedessen wird der Primärwicklungsstrom im Induktionsmotor 3 proportional dem Befehlswert, und die Stromkomponenten I und I werden so geregelt, daß sie stets mit den Befehlswerten I * bzw. I * übereinstimmen.

t m

Obwohl nach der obigen Beschreibung die Stromkomponenten I und I direkt von den Dreiphasen-Primärwicklungsströmen i_n, i„ und i„ und die Dreiphasen-Primärspannungsbefehlswerte v. *, v* und ν * direkt von den Spannungskomponentenbefehlswerten V * und V * berechnet werden, können sie auch

t m

durch Umwandlung von Dreiphasen- in Zweiphasen-Werte und umgekehrt gemäß einem bekannten Verfahren erhalten werden. Mit anderen Worten heißt das, daß die Dreiphasen-Wechselströme i , i und i„ in Zweiphasen-Ströme i und i, umge-0 wandelt werden, und daß I, und I aus den folgenden Glei-

t m ^

chungen berechnet werden:

I = i ρ
in a^c

Durch Substitution der Spannungskomponentenbefehlswerte V * und V * lassen sich die folgenden Gleichungen erhalten

ν * = V *p + V
a t ^Fa m

v* = -V *p, + V *p b t d m a ,'

JZZUZU4

mit denen man die Zweiphasen-Wechselstrombefehlswerte

ν * und ν,* bestimmt. Dann werden diese Befehlswerte in a D

Dreiphasen-Wechselstrombefehlswerte ν *, ν* und v_w* umgewandelt. Hier sind ρ und p, die gleichen Größen wie

a ei

diejenigen in den Gleichungen (6). Infolgedessen ermöglicht es die Berechnung von Zweiphasensignalen, die Anzahl der Phasen der Multiplizierer- und Oszillatorausgangssignale zu vermindern, wodurch sich eine einfache Anordnung ergibt.

In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung werden die Stromkomponenten I und I des Primärwicklungsstroms als Gleichstrombeträge ermittelt, und die Stromregelschaltungen berechnen auf der Basis von Gleichstromsignalen bzw. Gleichstromsignale, um schließlich Wechselströme zu regeln. Da die Stromregelschaltungen Gleichstromsignale verarbeiten, besteht kein Ansprechverzögerungsproblem mehr, und zwar unabhängig von der Betriebsfrequenz. Daher kann ein Drehmoment, das dem Drehmomentbefehl proportional ist, stets zur Regelung der Geschwindigkeit mit hoher Genauigkeit erhalten werden.

Diese Ausfuhrungsform hat weiterhin die nachfolgende Wirkung. Wenn in den Kompensationsschaltungen der Stromregelschaltungen 16 und 17 integrierende Elemente vorgesehen sind, kann die in den Strömen I und I, vorhandene Wellig-

m t keit durch die Integrationsoperation der Kompensationsschaltungen geglättet werden, und daher können die Stromregelschaltungen 16 und 17 Ausgangssignale V * und V * ohne Welligkeit erzeugen. Als Ergebnis hiervon hat der Spannungsbefehl bei der Impulsbreitenmodulationsregelung bzw. bei der Leistungsregelung des Motors kein Rauschen so daß verhindert wird, daß das Schalterelement oder die Schalterelemente des Leistungswandlers 2 in fehlerhafter

Weise durch die Welligkeit ein- und ausgeschaltet wird bzw. werden.

Fig. 7 zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung.

In Fig. 7 sind gleiche bzw. ähnliche Elemente, die denjenigen der Fig. 2 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Mit 19 ist ein Teiler bezeichnet, und 20 ist eine Arkus-Tangens-Berechnungsschaltung. Der Teiler 19 und die Arkus-Tangens-Berechnungsschaltung 20 wirken dahingehend zusammen, daß sie die Phase ex. der Spannung bezüglich der Magnetflußachse aus der folgenden Gleichung berechnen:

-1 V
oc = tan -⁵^--* ... (15)

Mit 21 ist eine Differenzierschaltung bezeichnet, und 22 ist ein Addierer. Die Differenzierschaltung 21 und der Addierer 22 wirken dahingehend zusammen, daß sie eine Berechnung der folgenden Gleichung ausführen:

f«* = f* +J- — (i fi) ^r - 2ττ· dt · · . UbJ

Mit 23 ist ein Oszillator bezeichnet, der eine Sinuswelle hat, die die Phase von

/2-irf·* dt = 2πί* t + α . ... (17)

besitzt, welche die Integration von 2tTf '■* ist, nämlich sin (2trf* t +CX) . Die Schaltung für diesen Zweck kann der Oszillator 14 in Fig. 3 sein, und die Dreiphasen-Ausgangssignale ρ , ρ, und ρ erfüllen den Zweck. Mit 24 ist eine a. Jj c

Spannungsbefehlsberechnungsschaltung bezeichnet, welche eine Berechnung gemäß der Gleichung

V* = A/ (V_m*)² + (V_t*)² ... (18)

durchführt, um den Größen- bzw. Spannungsbefehlswert V* der Primärwicklungsspannung zu erzeugen.

Mit 25 ist eine Multiplizierschaltung bezeichnet, die den momentanen Befehlswert V* der Primärwicklungsphasenspannung aus der Berechnung für beispielsweise die u-Phase, erzeugt,

V₀* = V* sin (2TTf* t +α) ...(19)

Während in der Ausführungsform der Fig. 7 die Spannungsphase c* differenziert wird, wird der Frequenzbefehl f* zu den differenzierten Werten addiert, und das Sinuswellensignal wird in der Phase verschoben; die Differenzierschaltung 21 und der Addierer 22 können weggelassen werden, und statt dessen kann ein Phasenschieber zwischen den Oszillator 22 und den Multiplizierer 25 eingefügt werden, so daß die Ausgangsspannung von dem Oszillator 23 in ihrer Phase verschoben werden kann, damit man das gleiche Ergebnis erhält, wie es die Gleichung (19) angibt.

Auf diese Weise kann die gleiche Wirkung wie in der Ausführungsform der Fig. 2 auch durch Auftrennung des Primärwicklungsspannungssignals v* in die Größen- und Frequenzbefehle erzielt werden. Wenn der Leistungswandler 2 ein Impulsbreitenmodulationsinverter ist, kann eine leichte Regelung durch die Auftrennung des Spannungsbefehls in Grossen- und Frequenzbefehle, wie in der Ausführungsform der Fig. 7, erzielt werden, weil die modulierende Welle und der Träger in der Impulsbreitenmodulationsregelung leicht miteinander synchronisiert werden können, das Ausgangssignal des Oszillators 2 3 kann eine trapezförmige Welle sein, jedoch keine sinusförmige Welle. Bei der Anwendung einer

- 2-3- -

: 29-

trapezförmigen Welle kann, da die Grundwelle, die in der Ausgangsspannung von dem Leistungswandler 2 enthalten ist, im Vergleich mit der Anwendung von sinusförmigen Wellen groß gemacht werden kann, der Wirkungsgrad bzw. der Nutzeffekt der Verwendung des Leistungswandlers erhöht werden.

Obwohl der Erregungsstromwert konstant gemacht wird, wie oben beschrieben, kann die Erfindung natürlich auch auf den Fall angewandt werden, in dem der Erregungsstromwert geändert wird.

Fig. 11 zeigt eine noch andere Ausführungsform der Erfindung. Diese Ausführungsform ist eine Abwandlung der Ausführungsform der Fig. 2, sie ist jedoch einfacher als diejenige der Fig. 2. Infolgedessen ist die Ausführungsform der Fig. 11 hinsichtlich der Genauigkeit der Regelung derjenigen der Fig. 2 unterlegen, sie ist jedoch praktischer als diejenige der Fig. 2. In Fig. 11 sind gleichartige Elemente, die denjenigen der Fig. 2 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

. Aus den Figuren 9B und 1OB ist ersichtlich, daß die Erregungskomponente V der Primärwicklungsspannung V unabhängig von der Geschwindigkeit im wesentlichen konstant ist. Daher wird in dem Fall, in dem eine extrem genaue Regelung nicht erforderlich ist, der Erregungsspannungsbefehlswert V * als

konstanter Wert in Verbindung mit dem notwendigen Erregungsstrom I vorgewählt
m

auf diesem Prinzip.

strom I vorgewählt. Die Ausführungsform der Fig. 11 basiert

Die Ausführungsform der Fig. 11 unterscheidet sich infolgedessen insofern von derjenigen der Fig. 2, als in letzterer die Stromkomponentenberechnungsschaltung 15 dazu benutzt wird, den Primärwicklungsstrom in die Drehmomentstromkomponente I, und die Erregungsstromkomponente I zu trennen und

den Erregungsspannungsbefehlswert V * auf der Basis des Erregungstrombefehlswerts I * und der Erregungsstromkomponente I zu berechnen, während in ersterer die Stromkomponentenberechnungsschaltung 15' dazu benutzt wird, nur die DrehmomentStromkomponente I zu berechnen, und der vorbestimmte Erregungsspannungsbefehiswert V * wird von der Erregungsspannungsbefehlsschaltung 26 erzeugt. Das Prinzip des Berechnens der Drehmomentstromkomponente I in der Stromkomponentenberechnungsschaltung 15" und die tatsächliehe Anordnung der Schaltung sind ziemlich dieselben wie in der Ausführungsform der Fig. 2, und die Arbeitsweisen der anderen Schaltungen sind genau die gleichen wie in Fig. 2, so daß deren Beschreibung hier nicht wiederholt zu werden braucht.

In dieser Ausführungsform wird, wie oben beschrieben, die Stromkomponente I des Primärwicklungsstroms als Gleichstrombetrag ermittelt, und die Stromregelschaltung führt ihre Berechnungen aufgrund von Gleichstromsignalen aus, um schließlich Wechselströme zu regeln. Da die Stromregelschaltung Gleichstromsignale verarbeitet, ist sie unabhängig von der Betriebsfrequenz, und daher wird kein Ansprechverzögerungsproblem verursacht. Infolgedessen wird zur Regelung der Geschwindigkeit mit hoher Genauigkeit stets ein Drehmoment erzielt, das dem Drehmomentbefehl proportional ist.

Diese Ausführungsform hat weiter die folgende Wirkung, Wenn in der Kompensationsschaltung der Stromregelschaltung 17 ein Integrationselement vorgesehen ist, kann die im Strom I vorhandene Welligkeit durch die Integrationswirkung der Kompensationsschaltung geglättet werden, und daher kann ausgeschlossen werden, daß das Ausgangssignal V * der Stromregelschaltung 16 eine Welligkeit aufweist. Auch der

Wert V * hat keine Welligkeit. Daher wird bei Impulsbreitenmodulationsregelung kein Rauschen in dem Spannungsbefehl verursacht, wodurch verhindert wird, daß das Schalterelement (oder die Schalterelemente) des Leistungswandlers 2 durch die Welligkeitskomponente fehlerhaft ein- und ausgeschaltet wird.

Obwohl der Spannungsbefehlswert V * von der Erregungsspannungsbefehlsschaltung 26, wie oben beschrieben, ein konstanter Wert ist, kann der Spannungsbefehlswert V * mit der Änderung der Freqxienz und des Stroms etwas geändert werden, in welchem Fall eine größere Wirkung erzielt werden kann.

Fig. 12 ist ein Spannungsvektordiagramm, das zur Erläuterung der obigen Darlegungen dient. Aus Fig. 12 ergibt sich, daß die ErregungsSpannungskomponente V ausgedrückt werden kann durch

V = r,I cos θ - χ,Ι sin θ ...(20)

Aus den Figuren 9A und 10A ergibt sich, daß die folgenden Gleichungen erfüllt sind:

COS θ = ^

...C21) sin θ = ~

Substituiert man die Gleichungen 21 in die Gleichung 20, dann erhält man

V = r,I - X₁I.
m Im It

I - 27rf .£, I . .

im lt ... (2z)

32202U4

Aus der Gleichung (22) ist ersichtlich, daß V eine Funktion der Primärwicklungsfrequenz f und des Drehmomentstroms I sein kann.

Fig. 13 zeigt eine Schaltung zum Bestimmen des Erregungsspannungsbefehlswerts V * auf der Basis der Gleichung (22). Die Arbeitsweise der Schaltung braucht nicht beschrieben zu werden, da sie aus der Figur ohne weiteres erkennbar ist

Obwohl der äquivalente Primärwicklungswert £-„' , in den die Sekundärwicklungsstreuinduktivität ß.~ umgewandelt ist, in den Figuren 8 bis 10 und 11 vernachlässigt ist, kann dieser Wert dadurch in Betracht gezogen werden, daß man

anstatt von % in Gleichung (22) benutzt, wodurch eine genauere Regelung ermöglicht wird.

Obwohl die Beschreibung hauptsächlich so abgefaßt ist, daß der in den Ausführungsformen der Fig. 2, 7 und 11 gezeigte Leistungswandler 2 eine Impulsbreitenmodulationsanordnung ist, kann er auch eine andere Anordnung sein, z.B. ein Steuerumrichter, auf den die Erfindung natürlich geeigneterweise angewandt werden kann.

Außerdem können die obigen Ausfuhrungsformen eine Einrichtung aufweisen, die Rechnerfunktionen hat, wie beispielsweise einen Mikrocomputer. Die Figuren 14 und 15 sind jeweils Ablaufdiagramme des Geschwindigkeitsregelprozesses und des Stromregelprozesses in der Ausführungsform der Fig. Für die Ausführungsformen der Figuren 7 und 11 kann natürlich das gleiche Ablaufdiagramm verwendet werden.

"^-33-

Kurz zusammengefaßt wird mit der Erfindung eine Regeleinrichtung für einen Induktionsmotor zur Verfügung gestellt, die folgendes umfaßt: einen mittels eines Leistungswandlers angetriebenen Induktionsmotor, eine Schaltung zum Erzeugen eines effektiven Strombefehlswerts für den Induktionsmotor auf der Basis eines Geschwindigkeitsbefehlswerts und eines tatsächlichen Geschwindigkeitswerts, eine Schaltung zum Erzeugen einer Schlupffrequenz, die der Größe des effektiven Strombefehlswerts entspricht, und eine Schaltung zum Erzeugen eines Primärwicklungsfrequenzbefehlswerts auf der Basis der Schlupffrequenz und des tatsächlichen Geschwindigkeitswerts, wobei das Ausgangssignal des Leistungswandlers auf der Basis des Frequenzbefehlswerts, des effektiven Strombefehlswerts und eines gegebenen Erregungsstrom- oder -spannungsbefehlswerts gesteuert bzw. geregelt wird. Die Regeleinrichtung umfaßt weiter eine Stromkomponentendetektorschaltung zum Ermitteln des Primärwicklungsstroms des Induktionsmotors und zum Erzeugen eines effektiven Stromwerts in der Form eines Gleichstromsignals, der eine effektive Komponente des ermittelten Primärwicklungsstroms ist, sowie eine erste Stromsteuer- bzw. -regelschaltung zum Erzeugen eines effektiven Spannungsbefehlswerts in der Form eines Gleichstromsignals auf der Basis des tatsächlichen effektiven Stromwerts und des effektiven Strombefehlswerts, und eine Wandlersteuer- bzw. -regelschaltung zum Steuern bzw. Regeln des Leistungswandlers zum Zwecke des Erzeugens eines Ausgangssignals auf der Basis des effektiven Spannungsbefehlswerts, des Frequenzbefehlswerts und eines gegebenen Erregungsspannungsbefehlswerts in der Form eines Gleichstromsignals. Die Stromkomponentendetektorschaltung erzeugt weiter vorzugsweise einen tatsächlichen Erregungsstromwert in der Form eines Gleichstromsignals, der eine ErregungsStromkomponente des ermittelten Primärwicklungsstroms ist, und die Regeleinrichtung kann außerdem eine zweite Stromsteuer- bzw.

-regelschaltung zum Erzeugen des Erregungsspannungsbefehlswerts auf der Basis des tatsächlichen Erregungsstromwerts und des vorbestimmten Erregungsstrombefehlswerts umfassen.

Claims

SCHIFF ν. FÜNER STREHL SC H U₁P E-L_;H O'PF "EBBINGHAUS FINCK

MARIAHILFPLATZ 2 & 3, MÜNCHEN 90 POSTADRESSE: POSTFACH 95 O1 6O, D-80OO MÜNCHEN 95

ALSO PROFESSIONAL REPRESENTATIVES BEFORE THE EUROPEAN PATENT OFFICE

KARL LUDWIG SCHIFF (1964-197B)

DIPL. CHEM. DR. ALEXANDER V. FÜNEH

DIPL. ING. PETER STREHL

DIPL-CHEM. DR. URSULA SCHÜBEL-ΗΟΡΓ

DIPL. ING. DIHTER E88INGHAUS

DR. ING. DIETER FINCK

TELEFON (Ο89) 48 30 64 TELEX 6-23 665 AURO D TELEGRAMME AUROMARCPAT MÜNCHEN

DEA-24248

Patentansprüche:

M.)Einrichtung zum Regeln eines Induktionsmotors, umfassend einen mittels einer Leistungswandlereinrichtung angetriebenen Induktionsmotor, eine Einrichtung zum Erzeugen eines effektiven Strombefehlswerts für den Induktionsmotor auf der Basis eines Geschwindigkeitsbefehlswerts und eines tatsächlichen Geschwindigkeitswerts, eine Einrichtung zum Erzeugen einer Schlupffrequenz, die der Größe des effektiven Strombefehlswerts entspricht, eine Einrichtung zum Erzeugen eines Primärwicklungsfrequenzbefehlswerts auf der Basis der Schlupffrequenz und des tatsächlichen Geschwindigkeitswerts, wobei das Ausgangssignal der Leistungswandlereinrichtung auf der Basis des Frequenzbefehlswerts, des effektiven Strombefehlswerts und eines gegebenen Erregungsstrom- oder -spannungsbefehlswerts gesteuert bzw.

01

geregelt wird, gekennzeichnet durch eine Stromkomponentendetektoreinrichtung (15, 15') zum Ermitteln eines bzw. des Primärwicklungsstroms (i) des Induktionsmotors (3) und zum Erzeugen eines tatsächlichen effektiven Stromwerts (I) in Form eines Gleichstromsignals, der eine effektive Komponente des ermittelten Primärwicklungsstroms (i) ist, eine erste Stromsteuer- bzw. -regeleinrichtung (17) zum Erzeugen eines effektiven Spannungsbefehlswerts (V *) in der Form eines Gleichstromsignals auf der Basis des tatsächlichen effektiven Stromwerts (I ) und des effektiven Strombefehlswerts (I *), und eine Wandlersteuer- bzw. -regeleinrichtung (18; 24, 25) zum Steuern bzw. Regeln des Ausgangssignals der Leistungswandlereinrichtung (2) auf der Basis des effektiven Spannungsbefehlswerts (V *), des Frequenzbefehlswerts (f*) und eines vorbestimmten Erregungsspannungsbefehlswerts (V *), der bzw. die in Form eines Gleichstromsignals gegeben ist bzw. sind.
2. Regeleinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Stromkomponentendetektoreinrichtung (15) weiter einen tatsächlichen Erregungsstromwert (I) in der Form eines Gleichstromsignals erzeugt, der eine Erregungskomponente des ermittelten Primärstroms

(i) ist, und daß die Einrichtung außerdem eine zweite Stromsteuer- bzw. -regeleinrichtung (16) zum Erzeugen des Erregungsspannungsbefehlswerts (V *) auf der Basis des tatsächlichen Erregungsstromwerts (I ) und eines gegebenen Erregungsstrombefehlswerts (I *) aufweist.
3. Regeleinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Wandlersteuer- bzw. -regeleinrichtung (18; 24, 25) die Leistungswandlereinrichtung (2) mit dem momentanen Wert (v*) jeder Phasenspannung des Induktionsmotors (3) steuert bzw. regelt.

02
4. Regeleinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Wandlersteuer- bzw. -regeleinrichtung eine Oszillatoreinrichtung (14) zum Erzeugen von sinusförmigen Signalen aufweist, die eine mit dem Frequenzbefehlswert (f*) übereinstimmende Frequenz und eine Phase (ex) , welche mit der Magnetflußachse des Induktionsmotors (3) übereinstimmt, haben, sowie eine Einrichtung (18, 19 - 25) zum Anweisen bzw. Abgeben des momentanen Werts (v*) jeder Phasenspannung auf der Basis der sinusförmigen Signale, des effektiven Spannungsbefehlswerts (V *) und des Erregungsspannungsbefehlswerts
5. Regeleinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Oszillatoreinrichtung

(14) eine Mehrzahl von Nur-Lese-Speichern (58 - 63) hat, von denen jeder auf den Frequenzbefehlswert (f*) anspricht, um die sinusförmigen Signale (p - p_) zu erzeugen.

a χ
6. Regeleinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromkomponentendetektor einrichtung (15, 15') auf der Basis des ermittelten momentanen Primärwicklungsstromwerts (i_n/ i_v, i ) jeder Phase und der sinusförmigen Signale Stromkomponenten bzw. die Stromkomponenten (I./ I ) erzeugt.
7. Regeleinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Wandlersteuer- bzw. -regeleinrichtung eine Einrichtung (24) zum Erzeugen eines Größenbefehlswerts (V*) der Primärwicklungsspannung des Induktionsmotors (3) auf der Basis des Erregungsspannungsbef ehlswerts (V *) und des effektiven Spannungsbefehlswerts (V *) aufweist, sowie eine Einrichtung (19, 20) zum Berechnen der Phase («.) der Spannung bezüglich der Magnetflußachse auf der Basis des Erregungsspannungsbefehlswerts (V *) und des effektiven Spannungsbefehlswerts (V *),

eine Einrichtung (21 - 23) zum Erzeugen von sinusiörmigen Signalen auf der Basis der Phase (oc) und der Frequenzbefehlswerte (f*) , und eine Einrichtung (25) zum Anweisen bzw. Steuern bzw. Regeln der Leistungswandlereinrichtung (2) mit einem momentanen Wert (v*) jeder Phasenspannung
auf der Basis des Primärwicklungsspannungsgrößenbefehlswerts (V*) und der sinusförmigen Signale.
8. Verfahren zum Regeln eines Induktionsmotors, der mittels einer Leistungswandlereinrichtung angetrieben wird, umfassend die folgenden Verfahrensschritte:
Vergleichen eines Geschwindigkeitsbefehlswerts und eines tatsächlichen Geschwindigkeitswerts zum Erzeugen eines
effektiven Strombefehlswerts für den Induktionsmotor;
Bestimmen einer Schlupffrequenz, die der Größe des effektiven Strombefehlswerts entspricht;
Erzeugen eines Primärwicklungsfrequenzbefehlswerts auf

der Basis der ermittelten Schlupffrequenz und des tatsächlichen Geschwindigkeitswerts, wobei das Ausgangssignal der Leistungswandlereinrichtung auf der Basis des
Frequenzbefehlswerts, des effektiven Strombefehlswerts
und eines gegebenen Erregungsstrom- oder -spannungsbefehlswerts gesteuert bzw. geregelt wird,

dadurch gekennzeichnet ,

daß das Verfahren weiter die folgenden Verfahrensschritte umfaßt:

Ermitteln eines bzw. des Primärwicklungsstroms (i) des

Induktionsmotors (3) zum Erzeugen eines tatsächlichen effektiven Stromwerts (I) in der Form eines Gleichstromsignals, der eine effektive Komponente des ermittelten Primärwicklungsstroms (i) ist;
Erzeugen eines effektiven Spannungsbefehlswerts (V.*) in der Form eines Gleichstromsignals auf der Basis des tatsächlichen effektiven Stromwerts (I) und des effektiven Strombefehlswerts (I.*);

und Steuern bzw. Regeln des Ausgangssignals der Leistungswandlereinrichtung (2) auf der Basis des effektiven Spannungsbefehlswerts (V *), des Frequenzbefehlswerts (f*), und eines gegebenen Erregungsspannungsbefehlswerts (V *) in der Form eines Gleichstromsignals.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet , daß das Verfahren weiter die folgenden Verfahrensschritte umfaßt:

Erzeugen eines tatsächlichen Erregungsstromwerts (I) in der Form eines Gleichstromsignals, der eine Erregung sstroinkomponente des ermittelten Primärwicklungsstroms (i) ist, und Erzeugen des Spannungsbefehlswerts (V *) auf der Basis des tatsächlichen Erregungsstromwerts (I ) und eines gegebenen Erregungsstrombefehlswerts (I *).
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet , daß das Verfahren weiter die folgenden Verfahrensschritte umfaßt: Erzeugen von sinusförmigen Signalen, die eine mit dem Frequenzbefehlswert (f*) übereinstimmende Frequenz und mit den Magnetflußachsen des Induktionsmotors (3) übereinstimmende Phasen (ex) haben;

und Anweisen bzw. Steuern bzw. Regeln der Leistungswandlereinrichtung (2) mit einem momentanen Wert (v*) jeder Phasenspannung auf der Basis der sinusförmigen Signale, des effektiven Spännungsbefehlswerts (V *) und des Erregungsspannungsbef ehlswerts (V *) .
11. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren weiter die folgenden Verfahrensschritte umfaßt:

Erzeugen eines Primärwicklungsspannungsgrößenbefehlswerts (V*) für den Induktionsmotor (3) auf der Basis des Errequnqsspannunqsbefehlswerts (V *) und dos offektivon

Spannungsbetehlswerts (V *);

Berechnen der Phase (c<) der Spannung bezüglich der Magnetflußachse auf der Basis des Erregungsspannungsbefehlswerts (V *) und des effektiven Spannungsbefehlswerts (V,*); Erzeugen von sinusförmigen Signalen auf der Basis der Phase (ex) ;

und Anweisen bzw. Steuern bzw. Regeln der Leistungswandlereinrichtung (2) mit dem momentanen Wert (v*) jeder Phasenspannung auf der Basis des Primärwicklungsspannungsgrößenbefehlswerts (V*) und der sinusförmigen Signale.

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