DE3882733T2

DE3882733T2 - Regelgerät für Induktionsmotor.

Info

Publication number: DE3882733T2
Application number: DE88102247T
Authority: DE
Inventors: Suda Keiko; Nomura Masakatsu; Ashikaga Tadashi
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1987-02-17
Filing date: 1988-02-16
Publication date: 1993-12-02
Anticipated expiration: 2008-02-17
Also published as: JPS63202288A; EP0279415A1; US4862343A; EP0279415B1; JPH07118956B2; DE3882733D1; KR960002326B1; KR880010556A; ES2043697T3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Vektorsteuerung eines Induktionsmotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Elektrische Leistungswandler oder Inverter wurden benutzt zur Erzeugung von Antrieben mit einstellbarer Drehzahl unter Benutzung von Wechselstrommotoren. Ein typischer Wandler oder Konverter enthält einen Gleichstrom-(DC-) Gleichrichter zum Gleichrichten einer anliegenden Dreiphasen-Wechselspannung und zum Zuführen des sich ergebenden Gleichstrom-(DC-)Buspotentials an einen Inverter. Der Inverter umfaßt eine Vielzahl von Paaren von in Reihe geschalteten Schaltelementen zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit einstellbarer Frequenz. Bei vielen Anwendungen wird eine derartige Frequenzanpassung bewirkt durch eine Steuerschaltung, die eine Impulslängen-Modulierung- (pulse width modulation PWM) Steuertechnik benutzt bei der Erzeugung von Torimpulsen variabler Frequenz, um periodisch die jeweiligen Schaltelemente so zu schalten, daß sie den Motor mit variabler Drehzahl betreiben. Der Motor kann angetrieben (Antriebsmodus) oder abgebremst (Bremsmodus) werden, je nachdem, wie es erforderlich ist, durch entsprechendes Variieren der Frequenz und der Amplitude des Erregungsstroms, den der Inverter an den Motor anlegt.
Die aktuelle Motordrehzahl wird erfaßt und mit einer befohlenen Motordrehzahl verglichen. Ein Drehzahl-Fehlersignal, das von der Differenz zwischen dem tatsachlichen und dem gewünschten Wert der Motordrehzahl abhängt, wird abgeleitet und an eine Proportional/Integral-Steuerschaltung angelegt, die es in ein Drehmoment-Befehlssignal wandelt. Die Steuerschaltung reagiert auf das Drehmoment-Befehlssignal indem sie den Betrieb des Inverters so steuert, daß in Abhängigkeit von dem Drehmoment-Befehlssignal die Amplitude der vom Inverter dem Motor zugeführten Spannungen verändert wird.
Um eine genauere Motorsteuerung zu schaffen, wurde eine Vektorsteuerung vorgeschlagen und benutzt, um den momentanen Wert des Statorstroms des Induktionsmotors zum Erzeugen eines Drehmoments zu steuern. Vektorsteuerung vom Schlupffrequenz-Typ benutzt einen Induktionsmotor-Sekundärwiderstandswert (Sekundärzeitkonstante) beim Berechnen einer Schlupffrequenz nach:
ωs = (1/τ&sub2;*) x (i1β*/i1α*),
wobei τ&sub2; die sekundäre Zeitkonstante, i1α der Erregerstrom, i1ß* der Drehmomentstrom ist. Diese Gleichung wird erhalten, wenn ein Koordinatensystem benutzt wird, das mit der Stromphase der Stromquelle zusammenfällt. Die bei den Rechnungen benutzten Faktoren werden mit einem angehängten Symbol * versehen.
Bei Gleichgewichtsbedingungen werden die α- und ß-Komponenten λ2α und λ2β des Sekundärflusses repräsentiert als:
λ2α = M x i1α* x (1 + KI²)/{1 + (KI)²}
λ2β = M x i1β* x (1 - K)/{1 + (KI)²},
wobei M die Gegeninduktivität des Induktionsmotors, K das Verhältnis τ&sub2;/τ&sub2;* und I das Verhältnis i1ß*/i1α ist.
Wie aus den Gleichungen zu ersehen ist, ist die β-Komponente des Sekundärflusses nicht Null, was sich in einer unrichtigen Vektorsteuerung äußert, wenn die beim Berechnen der Schlupffrequenz benutzte Sekundär-Zeitkonstante τ&sub2;* sich von der tatsächlichen Sekundären Zeitkonstante τ&sub2; unterscheidet (oder K ≠ 1) ist. Wenn der Sekundärfluß eine β-Komponente enthält, wird das Drehmoment Te des Induktionsmotors dargestellt als:
Te = KT x (λ2α x i1ß - x i&sub1;),
wobei KT eine Konstante ist, die dargestellt wird als KT = P x M²/L&sub2;, P die Polzahl und L&sub2; die Sekundär-Induktanz ist.
Der Sekundärwiderstand (die Sekundär-Zeitkonstante) ändert sich um einen Faktor von 1,5 von seinem (ihren) anfangs festgesetzten Wert infolge von Umgebungstemperatur-Änderungen, Belastungsänderungen und Änderungen der Sekundärleitertemperatur des Induktionsmotors. Der Einfluß der Abweichung der Sekundär-Zeitkonstante von ihrem aktuellen Wert ist besonders bei Invertern des Stromsteuertyps sehr schwerwiegend.
EP-A-0 157 202 befaßt sich mit einem digitalen impulslängenmodifizierten Impulsgenerator, bei dem mehrfache Reihen von Digitalverteilungsdaten bestimmt werden durch Impulslängenmodulierung einer Sinuswelle durch eine Dreieck-Trägerwelle und weiter klassifiziert in jeder Reihe durch die Anzahl von Dreiecken, die innerhalb eines Halbzyklus der Sinuswelle enthalten sind. Angemessene Reihen von Datenverteilungen werden ausgewählt entsprechend einem Winkelfrequenz-Befehl. Die ausgewählten Daten werden weiter eingestellt in Reaktion auf einen Spannungssteuerverhältnis-Befehl. Aufgrund der ausgewählten und eingestellten Datenverteilungen und in Reaktion auf ein Halbperiodensignal von Dreieckwellen und Dreieck-Neigungssignalen wird ein impulslängen-modulierter Impuls durch eine logische Schaltung erzeugt. Ein derartiger Generator kann in einem Induktionsmotor-Ansteuersystem aufgenommen werden. Die logische Schaltung ergibt impulslängen-modulierte Wellenzug-Spannungssignale für die jeweiligen Phasen. Schließlich führt ein Inverter vom spannungsgesteuerten Typ eine den Spannungssignalen entsprechende Primärspannung in den impulslängen-modulierten Wellenzug zum Induktionsmotor ein.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine einfache Induktionsmotor-Vektorsteuer-Vorrichtung zu schaffen, die eine ideale Induktionsmotor-Vektorsteuerung realisieren kann, die unempfindlich ist für Umgebungstemperatur-Änderungen und Belastungsänderungen des Induktionsmotors.
Die Induktionsmotor-Vektorsteuerschaltung nach der Erfindung kennzeichnet sich dadurch, daß die Motor-Ansteuerschaltung einen Inverter vom Stromsteuer-Typ umfaßt und daß die Vektor-Steuervorrichtung weiter enthält: Mittel zum Berechnen eines für die gegenseitige Beziehung zwischen dem Drehzal-Fehlersignal und dem Referenzsignal bezeichnenden Korrelationskoeffizienten und Mittel zum Modifizieren der sekundären Zeitkonstante in Übereinstimmung mit dem Korrelationskoeffizienten in einer Richtung, die den Korrelationskoeffizienten zu Null bringt.
Mit einer solchen Vorrichtung ist die Induktionsmotor-Vektorsteuerung nicht nur unempfindlich für Umgebungstemperatur-Änderungen, sondern auch für Belastungsänderungen des Induktionsmotors.
EP-A-0 071 847 beschreibt ein Verfahren zum Bestimmen der Zeitkonstante eines Rotors einer Maschine mit drehendem Magnetfeld (z.B. eines Induktionsmotors). Diese Zeitkonstante bestimmt die Richtung des Magnetflusses eines Modellmagnetflusses, der simuliert wird aufgrund eines Eingabeparameters für die Zeitkonstante des Rotors der Maschine mit drehendem Magnetfeld und eines Antriebsparameters (Rotorstrom) der Maschine mit drehendem Feld. Eine Steuerschaltung ist vorgesehen, um Befehlswerte für eine Statorstromregel-Schaltung in Abhängigkeit von Befehlswerten für die Flußerzeugungs- und Drehmomenterzeugungs-Komponenten des Statorstroms zu erzeugen. Damit wird der Statorstrom synthetisiert aufgrund des Felderzeugungs- und Drehmomenterzeugungs-Befehlswertes entsprechend der simulierten Magnetflußrichtung des Modellmagnetflusses. Ein Störsignal wird auf einen der Befehlswerte überlagert und einem Rechenglied zugeführt, um die Korrelation zwischen dem Störsignal und einem Betriebswert zu bestimmen. Das Betriebssignal wird so gewählt, daß es unabhängig von dem gestörten Befehlswert ist, wenn eine korrekte Feldrichtung geschaffen wird. Wenn die Rotorzeitkonstante auf einen von dem korrekten Wert unterschiedlichen Wert eingestellt wird, bestimmt die Rechenschaltung einen für die Korrelation zwischen dem Betriebswert und dem Störwert repräsentativen Wert. Der Parameter für die Rotorzeitkonstante wird entsprechend dem Korrelationswert geregelt, bis der Korrelationswert Null ist.
So umfaßt die bekannte Drehfeldmaschine eine übliche Magnetfluß-Simulierungsschaltung. Eine derartige Magnetfluß-Simulierungsmodellschaltung empfängt die Ansteuerdaten von der Drehmagnetfeld-Maschine (z.B. den aktuellen Wert des Statorstroms) und einen Parameter für die Rotorzeitkonstante, und gibt einen Modellwert für einen simulierten Magnetfluß der Drehmagnetfeld-Maschine aus. Der simulierte Magnetfluß kann errechnet werden als ein einem Absolutwert entsprechender Vektor und ein Phasenwinkel.
Im Gegensatz dazu wird nach der vorliegenden Erfindung kein solches Strommodell einer Magnetfluß-Simulierungsschaltung benutzt, so daß kein Trägheitsmoment bei der Errechnung der skundären Zeitkonstante bewirkt wird. Nach der Erfindung wird ein Sekundärzeitkonstanten-Kompensationswert aufgrund des Drehzahleinstellwertes und des Referenzsignals abgeleitet und benutzt zum Ausgleich einer Änderung der bei der Schlupffrequenezerrechnung zusammen mit einem Drehmomentstrom benutzten Sekundäzzeitkonstante. Damit ist die Sekundärzeitkonstante nicht von der Belastung abhängig.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Die Merkmale dieser Erfindung, die für neuartig angesehen werden, sind besonders in den angefügten Ansprüchen dargelegt. Die Erfindung kann jedoch mit ihren weiteren Zielen und Vorteilen am besten mit Bezug auf die nachfolgende Beschreibung im Zusammenhang mit der beigefügten Zeichnung verstanden werden, in welcher gleiche Bezugszeichen gleichartige Elemente in den verschiedenen Figuren identifizieren und in welcher:
Fig. 1 ein Schema-Blockschaltbild ist, das eine Ausführung einer Induktionsmotor-Vektorsteuerungsvorrichtung nach der Erfindung zeigt;
Fig. 2A und 2B graphische Darstellungen sind, die beim Erläutern des Betriebs der Induktionsmotor-Vektorsteuervorrichtung nach Fig. 1 benutzt werden; und
Fig. 3 ein Schema-Blockschaltbild ist, das eine zweite Ausführung der Erfindung zeigt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Mit Bezug auf die Zeichnung, in der gleiche Bezugszeichen sich auf gleichartige Teile in den verschiedenen Ansichten beziehen und insbesondere auf Fig. 1, ist hier ein Motorantrieb mit einstellbarer Drehzahl gezeigt, der umfaßt ein Konverter- oder Wandlersystem 12, das elektrischen Strom von einer entsprechenden Wechselstromquelle 10 erhält. Das Konvertersystem 12 enthält einen Leistungsgleichrichter, der das Wandeln von Wechselspannung in eine unipolare Spannung bewirkt zum Beaufschlagen einer Gleichstromverbindung, die als der relativ positive Leiter 15a und der relativ negative Leiter 15b dargestellt ist. Über der Gleichstromverbindung liegt ein Kondensator 14, der den gleichgerichteten Strom glättet. Die an dem Glättungskondensator 14 anliegende unipolare Spannung wird an einen Leistungswandler oder Inverter 16 angelegt. Der Inverter 16 enthält eine Vielzahl von parallelen Paaren von Reihen geschalteten Schaltelementen, die so angeordnet und gesteuert werden, daß sie den Eingangs-Gleichstrom in einen Ausgangs-Wechselstrom mit einstellbarer Frequenz und einstellbarem Spannungswert wandelt. Zu diesem Zweck ist bei jedem Schaltelement die Steuerelektrode mit einer Steuerschaltung 20 gekoppelt, welche die Schaltelemente mit zyklischen Torimpulsen versorgt, um die Schaltelemente in einer vorbestimmten Abfolge und mit einer gewünschten Frequenz zu schalten. Der Ausgangswechselstrom wird durch drei Ausgangsleitungen einem Dreiphasen-Induktionsmotor 18 zugeleitet. Der Induktionsmotor 18 besitzt Dreiphasen-Statorwicklungen, die durch das Ausgangssignal des Inverters 16 beaufschlagt werden, und einen Rotor, der zum Antrieb einer (nicht gezeigten) mechanischen Last angeschlossen ist.
Der Induktionsmotor 18 kann wie gewünscht angetrieben (Motormodus) oder verzögert (Bremsmodus) werden durch entsprechendes Verändern der Frequenz und der Amplitüde des Anregungsstroms, den der Inverter 16 an den Induktionsmotar 18 abgibt. Zu diesem Zweck reguliert und steuert die Steuerschaltung 20 den Betrieb des Inverters 16 in programmierter Reaktion auf eine Vielzahl von Eingangssignalen, welche umfassen können ein Drehzahl-Befehlssignal ωrs, das für die gewünschte Motordrehzahl repräsentativ ist, ein Rückkoppelsignal ω, das für die tatsächliche Motordrehzahl repräsentativ ist, und ein Erregungsstrom-Befehlssignal i0*. Die Steuerschaltung 20 benutzt ein Impulslängen-Modulierungssteuerverfahren (PWM) zum Erzeugen von Torimpulsen, um so periodisch die jeweiligen Leistungstransistoren des Inverters 16 entsprechend einem Drehzahlmuster (Drehzahl-Befehlssignal) zu schalten, das in die Steuerschaltung 20 einprogrammiert ist. Der Inverter 16 erzeugt Dreiphasenströme ia, ib und ic durch die jeweiligen Ausgangsleiter, um den Induktionsmotor 18 zu betreiben.
Ein Induktionsmotor-Drehzahlfühler 22, beispielsweise ein Funktionsgeber (resolver) erzeugt ein aktuelles Drehzahlsignal ω entsprechend der Drehzahl des lnduktionsmotors 18. Das aktuelle Drehzahlsignal ω wird von dem Drehzahlfühler 22 an einen Subtraktor 23 angelegt, der an einer Leitung 24 ein anderes Eingangssignal ωsr empfängt. Der Subtraktor 23 subtrahiert das aktuelle Drehzahlsignal ω von dem Drehzahl-Befehlssignal ωsr an der Leitung 24 und erzeugt ein Drehzahl-Fehlersignal en, das für die Differenz zwischen der tatsächlichen und der Zieldrehzahl des Induktionsmotors 18 bezeichnend ist. Das Drehzahl-fehlersignal en wird einen Proportional- und Integral-Verstärker 25 zugeführt, der es in ein Drehmoment-Strombefehlssignal it* wandelt. Dieses Drehmoment-Strombefehlssignal it* wird einem Zweiphasen/Dreiphasen-Wandler 26 angelegt.
Das Drehzahl-Fehlersignal en wird auch einem Sekundärzeitkonstanten-Kompensierungs-Koeffizienten-Generatorabschnitt 30 angelegt. Der Sekundärzeitkonstanten-Kompensierungs-Koeffizienten-Generatorabschnitt 30 enthält einen Multiplizierer 31, eine Primärverzögerungsschaltung wie ein Tiefpaßfilter 32, einen Verstärker 33 und einen Sekundärzeitkonstanten-Kompensierungs-Koeffizienten-Generator 34. Der Multiplizierer 31 ist mit einem Eingang mit dem Subtraktor 23 gekoppelt und einem anderen Eingang mit einer Referenzsignal-Generatorschaltung 35, die ein Sinuswellen-Referenzsignal i1n erzeugt. Der Multiplizierer 31 multipliziert das Drehzahl-Fehlersignal en mit dem Referenzsignal i1n und erzeugt ein multipliziertes Signal Xa. Das multiplizierte Signal Xa wird an das Tiefpaßfilter 32 angelegt, das eine Gleichstromkomponente aus dem multiplizierten Signal Xa auszieht. Ein Signal Xb wird vom Tiefpaßfilter 32 an einen Verstärker 33 angelegt, der das Eingangssignal Xb mit einem Multiplikationsfaktor K multipliziert und ein Korrelationskoeffizient-Anzeigesignal ex erzeugt, das einen Koeffizienten einer gegenseitigen Beziehung zwischen dem Drehzahl-Fehlersignal en und dem Referenzsignal i1n bezeichnet. Das Korrelationskoeffizienten-Anzeigesignal ex wird an die Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizienten-Generatorschaltung 34 angelegt. Der Sekundärzeitkonstanten-Kompensationsabschnitt 30 errechnet eine Sekundärzeitkonstante τ&sub2;* und erzeugt ein für das Reziproke (R&sub2;* = 1/τ&sub2;*) der Sekundärzeitkonstanten τ&sub2;* bezeichnendes Signal. Dieses Signal wird an eine Schlupf-Errechnungsschaltung 36 angelegt.
Die Schlupf-Errechnungsschaltung 36 enthält einen Dividierer 37 und einen Multiplizierer 38. Der Dividierer 37 ist mit einem Eingang mit der Proportional- und Integral-Schaltung 25 gekoppelt und mit einem weiteren Eingang mit einer (nicht dargestellten) Erregerstrom-Errechnungsschaltung, die ein Erregerstrom-Befehlssignal io* erzeugt. Der Dividierer 37 dividiert das Drehmoment-Befehlsstromsignal it* mit dem Erregerstrom-Befehlssignal io* und erzeugt ein Signal it*/io*. Dieses Signal wird an den Multiplizierer 38 angelegt, in den der Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizient R&sub2;* von dem Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizienten-Generator 34 eingeladen ist. Der Multiplizierer 38 multipliziert das Signal it*/io* mit dem Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizienten R&sub2;* (= 1/τ&sub2;*) und erzeugt ein Schlupffrequenz-Anzeigesignal. Das Schlupffrequenz-Annzeigesignal wird an eine Summierschaltung 39 angelegt, die es zu dem aktuellen Drehzahlsignal ω summiert, das ihr von dem Induktionsmotor-Drehzahlfühler 22 zugeführt wurde. Das addierte Signal ω&sub0;, welches eine Winkelfrequenz ωo bezeichnet, wird an einen Zweiphasen-Sinuswellengenerator 40 angelegt, der dadurch Zweiphasen-Sinuswellen sin ωot und cos ωot für den Zweiphasen/Dreiphasen-Wandler 26 erzeugt.
Das Erregerstrom-Befehlssignal io* wird auch an eine Summierschaltung 41 angelegt, die ein weiteres Eingangssignal von der Signalgeneratorschaltung 35 empfängt. Die Summierschaltung 41 addiert das Erregerstrom-Befehlssignal io* zu dem Referenzsignal i1n und erzeugt ein addiertes Signal ioo*. Dieses Signal wird an den Zweiphasen/Dreiphasen-Wandler 26 angelegt.
Der Zweiphasen/Dreiphasen-Wandler 26 wandelt die Zweiphasen- Sinuswellensignale sin ωot und cos ωot entsprechend dem Drehmoment-Befehlssignal it* und dem hinzugefügten Signal ioo* in Dreiphasen-Strombefehlssignale ia, ib und ic. Das Strombefehlssignal ia* wird an einen Subtraktor 28a angelegt, der ein weiteres Eingangssignal von einem Stromfühler 27a erhält. Der Subtraktor 28a subtrahiert den aktuellen Antriebsstrom ia von dem Strombefehlssignal ia*, um ein Stromfehlersignal zu erzeugen, das an eine Proportional- und Integral-Schaltung 29a und damit an einen Impulslängen-Modulations-(PWM-) Wellenzuggenerator 45 angelegt wird. Das Strombefehlssignal ib* wird an einen Subtraktor 28b angelegt, der ein weiteres Eingangssignal von einem Stromfühler 27b erhält. Der Subtraktor 28b subtrahiert den aktuellen Antriebsstrom ib von dem Strombefehlssignal ib*, um ein Stromfehlersignal zu erzeugen, das durch eine Proportional- und Integralschaltung 29b an den PWM-Wellenzuggenerator 45 angelegt wird. In gleicher Weise wird das Strombefehlssignal ic* an einen Subtrahierer 28c angelegt, der ein anderes Eingangssignal von einem Stromfühler 27c empfängt. Der Subtrahierer 28c subtrahiert den aktuellen Antriebsstrom ic von dem Strombefehlssignal ic* zur Erzeugung eines Strombefehlssignals, welches durch eine Proportional- und Integral-Schaltung 29c an den PWM-Wellenzuggenerator 45 angelegt wird.
Der PWM-Wellenzuggenerator 45 erhält ein Dreieckwellensignal von einem Dreieckwellen-Generator 46 und steuert eine Torschaltung 47, um Torimpulse so zu erzeugen, daß die jeweiligen Leistungstransistoren des Inverters 16 periodisch geschaltet werden.
Der Betrieb geschieht auf folgende Weise: wenn das Sinuswellen-Referenzsignal i1n von der Referenzsignal-Generatorschaltung 35 an die Summierschaltung 41 angelegt wird, wo es als Rauschen mit dem Erregungsstrom-Befehlssignal io* kombiniert wird, weicht die bei der Berechnung einer Schlupffrequenz benutzte Sekundärzeitkonstante τ&sub2;* von dem aktuellen Wert τ&sub2; ab, wie in Fig. 2A gezeigt, und der sekundäre Fluß enthält eine β-Komponente λ2β, wie in Fig. 2B gezeigt. Die im Sekundärfluß enthaltene ß-Komponente hat eine Auswirkung auf das Drehmoment Te des Induktionsmotors 18 zum Verändern der Drehzahl ω des Induktionsmotors 18 mit dem Referenzsignal i1n.
Das Referenzsignal i1n wird so ausgewählt, daß es eine kleine Amplitude besitzt, z.B. eine Amplitude, die etwa 10% der des Erregerstrom-Befehlssignals io* äquivalent ist.
Das Referenzsignal i1n wird auch an den Multiplizierer 31 angelegt, wo es mit dem Drehzahl-Fehlersignal en multipliziert wird. Der Multiplizierer 31 erzeugt ein Ausgangssignal Xa, das dargestellt wird als Xa = en x iin Das Ausgangssignal Xa wird an das Tiefpaßfilter 32 angelegt, das davon eine Gleichstromkomponente extrahiert. Die Gleichstromkomponente Xb entspricht der Abweichung der Sekundärzeitkonstanten τ&sub2;* von dem aktuellen Wert τ&sub2; und wird dargestellt als:
Xb = KaXa + KbXb
wo Ka und Kb von der Zeitkonstanten des Tiefpaßfilters 32 abhängende Konstanten sind.
Das Ausgangssignal Xb wird an den Verstärker 33 angelegt, der ein Korrelationskoeffizienten-Anzeigesignal ex erzeugt, das eine gegenseitige Beziehung zwischen dem Drehzahlsignal ω und dem Referenzsignal i1n hat. Wenn das Korrelationskoeffizienten-Anzeigesignal ex Null ist, ist keine β-Komponente in dem zweiten Fluß enthalten. Deswegen wird offenbar, daß der Korrelationskoeffizient ex anzeigt, ob die β-Komponente in dem Sekundärfluß enthalten ist oder nicht. Obwohl das Drehzahl-Fehlersignal en an den Multiplizierer 31 angelegt wird, ist es zu bemerken, daß keine Absicht auf eine Begrenzung auf ein solches Signal besteht. Das aktuelle Drehzahlsignal ω oder dergleichen, welches eine auf das aktuelle Drehzahlsignal bezogene Komponente enthält, kann statt des Drehzahl-Fehlersignals en an den Multiplizierer 31 angelegt werden. Das Korrelationskoeffizienten-Anzeigesignal ex ist gegeben als:
ex = to ω x i in dt
ex = (-KT/J)x(1/2)x( to iin dt)²x 2β'
wobei KT eine Konstante und J das Trägheitsmoment ist.
Das Korrelationskoeffizienten-Anzeigesignal ex wird an die Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizienten-Generatorschaltung 34 angelegt, welche Mittel zum Integrieren des Korrelationskoeffizienten ex mit einem Vorzeichen enthalten kann, das durch das Vorzeichen des Referenzsignals i1n bestimmt ist. Mit anderen Worten: der Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizient R&sub2;* verändert sich in einer Richtung, die den Korrelationskoeffizienten ex und damit die β-Komponente λ2β des Sekundärflusses zu Null bringt in Übereinstimmung mit dem Korrelationskoeffizienten ex und dem Referenzsignal i1n. Der errechnete Sekundärzeitkonstanten-Kompensations-Koeffizient R&sub2;*, d.h. das Reziproke der Sekundärzeitkonstanten τ&sub2;* wird repräsentiert als:
R&sub2;* = R&sub2;* + Xb x signum (i1n),
wobei signum (i1n) bedeutet, daß Xb mit einem positiven Vorzeichen multipliziert wird, wenn das Referenzsignal i1n positiv ist, und mit einem negativen Vorzeichen, wenn das Referenzsignal i1n negativ ist.
Der Sekundärzeitkonstanten-Kompensationskoeffizient R&sub2;* wird in den Multiplizierer 38 geladen und beim Errechnen der Schlupffrequenz benutzt. Deshalb ist es möglich, die β-Komponente des Sekundärflusses zu kompensieren, die beim Errechnen der Schlupffrequenz benutzt wird, was eine optimale Induktionsmotor-Vektorsteuerung ergibt. Wie aus einer Untersuchung der Fig. 2A und 2B gesehen werden kann, kommt die β-Komponente λ2ß des Sekundärflusses näher an Null, wenn die zu der Schlupffrequenzberechnung benutzte Sekundärzeitkonstante τ&sub2;* näher an die aktuelle Sekundärzeitkonstante τ&sub2; herankommt.
In der Fig. 3 ist eine andere Ausführung dargestellt, die sich von der ersten Ausführung nur darin unterscheidet, daß der Dividierer 37 ein Signal ioo * (= i1n + io*) von der Summierschaltung 41 erhält statt des Erregungsstrom-Befehlssignals io*. Diese Ausführung bewirkt eine Kompensation der bei der Berechnung einer Schlupffrequenz benutzten Sekundärzeitkonstanten mit größerer Genauigkeit bei Induktionsmotoren mit einer niedrigen Sekundärzeitkonstante.
Es ist deswegen offensichtlich, daß hier erfindungsgemäß eine einfache Vektorsteuervorrichtung geschaffen wurde, welche eine auf Umgebungstemperatur-Änderungen und Induktionsmotor-Laständerungen unempfindliche ideale Induktionsmotor-Vektorsteuerung realisieren kann, die die anfangs angegebenen Ziele, Vorgaben und Vorteile vollständig erfüllt.
Zwar wurde die Erfindung dargestellt und beschrieben in Verbindung mit einer Analoganordnung, es ist jedoch zu bemerken, daß die Vektorsteuervorrichtung auch einen Digitalcomputer benutzen kann, um die gleiche Wirkung zu erzielen. Angemessene Digitaleinrichtungen für die Funktionen der jeweiligen Elemente der Vektorsteuervorrichtungen sind dem Fachmann auf diesem Gebiet offensichtlich unter Benutzung dieser Beschreibung als Grundlage für das Computerprogramm.

Claims

1. Vorrichtung zur Vektor-Steuerung eines Induktionsmotors (18) mit einstellbarer Drehzahl, welche enthält eine Motor-Ansteuerschaltung (16) zum Anlegen von Leistung zum Antreiben des Motors (18), und eine Steuerschaltung (20), die auf ein Drehmoment-Befehlsignal (it*) reagiert, ein Erregerstrom-Befehlsignal (io*) und eine Schlupffrequenz (ωs) zum Steuern des Betriebs der Motor-Ansteuerschaltung, um so die Leistung für den Motor (18) zu verändern, wobei die Steuerschaltung (20) enthält:

einen Drehzahl-Fühler (22), der auf die Motordrehzahl anspricht zur Erzeugung eines Drehzahl-Rückkoppelsignals (ω), das für ein erfaßte Drehzahl des Motors (18) bezeichnend ist;

eine Quelle zum Erzeugen eines für eine gewünschte Motordrehzahl bezeichnenden Drehzahl-Befehlsignals (ωsr);

eine Quelle zur Erzeugung eines für einen gewünschten Erregerstrom bezeichnenden Erregerstrom-Befehlsignals (io*);

eine Quelle (35) zum Erzeugen eines Referenzsignals (i1n);

Mittel (23) zum Summieren des Drehzahl-Rückkoppelsignals (ω) mit dem Drehzahl-Befehlsignal (ωsr), um ein für die Differenz zwischender erfaßten und der gewünschten Motordrehzahl bezeichnendes Drehzahl-Fehlersignal (en) zu schaffen; Mittel (25) zum Wandeln des Drehzahl-Fehlersignals (en) in das Drehmoment-Befehlsignal (it*);

Mittel (41), um das Referenzsignal (i1n) zu dem an die Steuerschaltung angelegten Strombefehlsignal (io*) zu addieren,

auf das Erregerstrom-Befehlsignal (io*) und das Drehmoment-Befehlsignal (it*) reagierendes Mittel (36), um die Schlupffrequenz (ωs) unter Benutzung einer sekundären Zeitkonstante (τ&sub2;* = 1/R&sub2;*) zu errechnen,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Motor-Ansteuerschaltung (16) einen Inverter vom Stromsteuertyp umfaßt und daß die Vektor-Steuervorrichtung weiter enthält:

Mittel (31 - 33) zum Berechnen eines für die gegenseitige Beziehung zwischen dem Drehzal-Fehlersignal (en) und dem Referenzsignal (i1n) bezeichnenden Korrelationskoeffizienten (ex); und

Mittel (34) zum Modifizieren der sekundären Zeitkonstante (τ&sub2;*) in Übereinstimmung mit dem Korrelationskoeffizienten (ex) in einer Richtung, die den Korrelationskoeffizienten (ex) zu Null bringt.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Korrelationskoeffizient-Berechnungsmittel (31 - 33) enthält einen Multiplizierer (31) zum Multiplizieren des Drehzahlfehlersignals (en) mit dem Referenzsignal (i1n), um ein für das sich ergebende Produkt bezeichnendes multipliziertes Signal (Xa) zu erzeugen, und eine an dem Multiplizierer (31) angeschlossene primäre Verzögerungsschaltung (32), um ein für den Korrelationskoeffizienten (ex) bezeichnendes Signal (Xb zu schaffen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der das Sekundärzeitkonstanten-Modifizierungsmittel (34) Mittel enthält zum Integrieren des den Korrelationskoeffizienten bezeichnenden Signals, um ein für den Reziprokwert der sekundären Zeitkonstante (τ&sub2;*) bezeichnendes Signal zu schaffen, wobei das die sekundäre Zeitkonstante bezeichnende Signal ein durch das Referenzsignal bestimmtes Vorzeichen hat.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der das Schlupffrequenz- Berechnungsmittel (36) enthält Mittel (37), um das Drehmoment-Befehlsignal (it*) durch das Erregerstrom-Befehlsignal (io*) zum Erzeugen eines für den sich ergebenden Quotienten bezeichnenden dividierten Signals zu dividieren, Mittel (38), um das von dem Sekundärzeitkonstanten-Modifizierungsmittel (34) zugeleitete Sekundärzeitkonstanten- Bezeichnungssignal zu laden, und Mittel, um das dividierte Signal mit dem geladenen Sekundärzeitkonstanten-Bezeichnungssignal zu multiplizieren, um ein für die Schlupffrequenz bezeichnendes Signal (ωs) zu erzeugen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der das Schlupffrequenz- Berechnungsmittel (36) enthält Mittel (37), um das Drehmoment-Befehlsignal (it*) durch die Summe aus dem Erregerstrom-Befehlsignal (io*) und dem Referenzsignal (i1n) zum Erzeugen eines für den sich ergebenden Quotienten bezeichnenden dividierten Signals zu dividieren, Mittel (38), um das von dem Sekundärzeitkonstanten-Modifizierungsmittel (34) zugeleitete Sekundärzeitkonstanten-Bezeichnungssignal zu laden, und Mittel, um das dividierte Signal mit dem geladenen Sekundärzeitkonstanten-Bezeichnungssignal zu multiplizieren, um ein für die Schlupffrequenz bezeichnendes Signal (ωs) zu erzeugen.